JP5032447B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、パルス幅変調信号によりスイッチング素子のオン・オフ制御を行って入力電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチング電源装置に関し、特に、過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置に関する。

一般的なスイッチング電源装置は、所定の値を超えた出力電流が流れないように、出力電流の供給能力を制限する過電流保護回路が設けられている。これは、出力に接続された負荷である電子機器等が低インピーダンス故障したとき等に、過大な出力電流が流れ続けることによってその電子機器等が発熱・焼損するのを防止するとともに、スイッチング電源装置自体の故障や発熱・焼損を防止することを目的とする。

従来、過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置として、例えば特許文献１に開示されているように、スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出する素子電流検出回路の出力電圧と、過電流保護基準電圧源が生成する過電流保護基準電圧とを比較することによってスイッチング電流のピーク値を制限する過電流保護回路と、変圧器に設けられた第二の一次巻線と、第二の一次巻線電圧を整流平滑し、スイッチング素子がオンの期間に発生する第二の一次巻線の電圧を整流平滑して入力電圧に比例した電圧を出力する入力電圧検出部と、前記入力電圧検出部の出力電圧に基づいて前記過電流保護基準電圧を変動させる可変信号を生成する可変信号生成部とを備え、入力電圧が高くなると、スイッチング電流のピーク値がより小さく制限されるよう、過電流保護基準電圧を補正する動作を行うスイッチング電源装置がある。この構成によれば、高入力電圧時に顕著に発生する過電流保護の遅れ時間によるスイッチング電流のピーク値の増加を防止することができる。

また、特許文献２に開示されているように、負荷電流の流路に直列に挿入された検出抵抗と、この検出電圧によって順バイアスされるトランジスタと、このトランジスタがオンしたときに出力電圧を低下させて過電流保護を行う制御手段とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、負荷電流と無関係に順電流が供給されるダイオードの順電圧降下の少なくとも一部を前記検出抵抗の両端電圧に加えて前記トランジスタを順バイアスするＤＣ−ＤＣコンバータがある。この構成によれば、前記検出抵抗の損失を軽減し、また、前記トランジスタのベース・エミッタ電圧Ｖｂｅの温度変動による過電流保護性能の変動を補償することができる。
特開２００４−３４３９００号公報 特開平１０−１７４４２７号公報

しかし、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置の場合、過電流保護基準電圧を外部から補正する手段は１つだけであり、スイッチング電源装置の安全性を確保するためには不十分であった。例えば、スイッチング電流のピーク値を制限する過電流保護方式の場合、通常は、過電流保護動作によってスイッチ素子のオン時間が狭められ出力電圧が低下するが、オン時間が狭くなると、過電流保護の遅れ時間の影響を受けやすくなり、低入力電圧時であっても、スイッチング電流のピーク値を制限しきれず、安全な範囲を越えてしまうおそれがある。従って、入力電圧が変動しても常に安全性を確保するためには、出力電圧の情報に基づいて過電流保護基準電圧を補正することが好ましい場合が多い。また、過電流動作が継続することによって、内部部品の温度がスイッチング電流に起因して上昇し、許容範囲を超えるおそれがある。従って、内部部品の温度情報に基づいて過電流基準電圧を補正する機能を備えることが好ましい場合がある。しかし、特許文献１のスイッチング電源装置は、入力電圧に基づいてのみ過電流保護基準電圧の補正を行うものであり、スイッチング電源装置の様々な動作状態に対する安全性を確保するには必ずしも十分とはいえない。

また、特許文献１のスイッチング電源装置は、素子電流検出回路および過電流保護回路などが１チップに集積されているが、素子電流検出回路の内部構成については詳細に説明されていない。一般的なスイッチング電源装置では、スイッチング電流を高精度に検出するため、例えば、スイッチング素子と直列に電流検出抵抗を挿入し、電流検出抵抗によって素子電流を電圧に変換する素子電流検出回路が用いられる。このような一般的なスイッチング電源装置に特許文献１の過電流保護回路の構成を適用した場合、素子電流を高精度に検出するためには、電流検出抵抗に所定の値以上の大きな電圧降下を生じさせる必要があるため、電流検出抵抗の損失が増加し、検出抵抗が大型化するという問題があった。

一方、特許文献２に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの場合、特許文献１のスイッチング電源装置の課題となる電流検出抵抗の損失を低減する効果を有する反面、出力電圧を低下させるトランジスタがターンオンする閾値、すなわち、電流検出抵抗の検出電圧上限は、ダイオードの順方向電圧の温度変動を利用してトランジスタの動作点を補正するのみである。従って、特許文献１のスイッチング電源装置と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータの様々な動作状態に対する安全性を確保するには必ずしも十分ではなかった。

また、特許文献２のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子に流れるスイッチング電流に比べ、比較的緩慢に変動する負荷電流を検知して出力電圧を低下させる方式であるため、例えば、スイッチング電流のピーク値の急増によってスイッチング素子に急峻な電流ストレスが加わっても、それを高速に、かつ高精度に検知することが困難なため、スイッチング素子の破損を防止できない場合があった。

この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたもので、少なくとも出力電圧の情報に基づいて過電流保護基準電圧を補正する手段を備え、スイッチング電源装置の様々な動作状態に対してスイッチング電流及び出力電流を確実に安全な範囲に制限するとともに、電流検出抵抗の損失を低減することが可能な過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

この発明は、所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによってオン・オフし、直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるスイッチング素子と、前記交流電圧が印加される入力巻線及び前記交流電圧を変圧した電圧を出力する出力巻線を備えたトランスと、前記出力巻線から出力される交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な電流制御用直流電圧を出力する直流電圧発生回路と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流の流路に挿入され、電流検出電圧を発生する電流検出抵抗と、前記電流検出電圧を検知してスイッチング電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路とを備え、前記電流制限信号生成回路は、前記トランスに設けた補助巻線を有し、前記補助巻線に発生するパルス電圧に基づいて前記出力電圧の変化に応じた第一の直流電圧を生成して出力する出力電圧モニタ回路と、前記直流電圧発生回路の電流制御用直流電圧に基づいて可変される第二の直流電圧生成手段と、前記第一及び第二の直流電圧の加算電圧と前記電流検出電圧とを比較し、前記電流検出電圧の方が大きくなると、スイッチング電流を制限するための電流制限信号を出力する比較手段とを備え、前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置である。

また、前記出力電圧モニタ回路は、その出力端のプラス電位側が前記電流検出抵抗の一端に接続され、前記第二の直流電圧生成手段及び比較手段は、一端が前記直流電圧発生回路の出力に接続された第一の抵抗と、前記第一の抵抗の他端に一端が接続された第二の抵抗と、コレクタ端子が前記第二の抵抗の他端に接続され、ベース端子が前記第一の抵抗と第二の抵抗の中点に接続され、エミッタ端子が前記出力電圧モニタ回路出力端の基準電位側に接続された第一のＮＰＮトランジスタと、ベース端子が前記第一のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続され、エミッタ端子が前記電流検出抵抗の他端に接続され、コレクタ端子が前記電流制限信号生成回路の出力である第二のＮＰＮトランジスタとを備え、前記電流検出抵抗は、前記スイッチング素子に電流が流れたときに、前記第二のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子の方が前記第一のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子よりも低い電位になる方向に前記電流検出電圧を発生する構成としてもよい。

さらに、前記トランス及び前記整流平滑回路は、シングルフォワード方式の電力変換を行う構成を備え、前記出力電圧モニタ回路は、第一のモニタ用抵抗とモニタ用コンデンサとの並列回路と、前記並列回路に直列接続された第二のモニタ用抵抗とで成る積分回路を備え、前記積分回路の入力は、整流用ダイオードを介して前記補助巻線の両端に接続され、前記整流用ダイオードは、前記スイッチング素子がオンの期間に発生する電圧を半波整流する向きに接続され、前記出力電圧モニタ回路の出力は、前記積分回路出力に発生する電圧とした構成としてもよい。

この発明のスイッチング電源装置によれば、少なくとも出力電圧モニタ回路を介して出力電圧情報を抽出し、出力電圧が低くなると、電流制御信号生成回路が動作する閾値を低下させる方向に補正する手段を備え、出力電圧が低下したときのスイッチングの遅延時間の影響を補正するので、スイッチング電源装置及び負荷を確実に保護することができる。さらに、直流電圧発生回路は、入力電圧、環境温度などの任意の信号入力に基づいて、出力電流制御に関する所定の目標値となる電流制御用直流電圧を発生し、電流制御信号生成回路が動作する閾値を補正する動作を行うことができ、スイッチング電源装置の様々な動作状態に対して、過電流保護特性の最適化を図ることができる。

以下、この発明のスイッチング電源装置の一実施形態について、図１から図５に基づいて説明する。まず、回路全体の概略の構成を、図１に示す回路図に基づいて説明する。スイッチング電源装置１０は、直流の入力電源Ｅｉｎと直列にトランスＴ１の入力巻線Ｔ１ａとスイッチング素子ＴＲ１の直列回路が接続されている。トランスＴ１の２次側には、出力巻線Ｔ１ｂが設けられ、その両端には、交流電圧を整流平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流平滑回路１２が接続され、出力電圧Ｖｏｕｔ端子が、負荷１４に接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔ端子には、出力電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅した出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力する反転増幅器から成る誤差増幅回路１６に接続されている。さらに誤差増幅回路１６から出力された出力電圧制御電圧Ｖ（ｖｏｌ）に基づいてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に向けて駆動パルスＶｇを出力することができる駆動パルス生成回路１８を備えている。

スイッチング素子ＴＲ１のソース端子と入力電源Ｅｉｎのマイナス端子間には電流検出抵抗Ｒ０が挿入され、電流検出抵抗Ｒ０に流れるスイッチング電流Ｉｓｗに応じた電圧Ｖ（Ｒ０）がその両端に発生する。そして電流検出抵抗Ｒ０の両端は、後述する過電流保護回路を構成する電流制限信号生成回路２０に接続されている。

また、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子を基準電位として過電流保護回路を構成する直流電圧発生回路２２が設けられている。直流電圧発生回路２２は、スイッチング電流Ｉｓｗを制限するための電流制御用直流電圧Ｖｃを発生させ、後段の電流制限信号生成回路２０に入力する。この電流制御用直流電圧Ｖｃは、外部から所定の可変信号を受け、その可変信号に基づいて調整することができる。

電流制御用直流電圧Ｖｃが入力される電流制限信号生成回路２０は、さらに出力電圧モニタ回路２０ａを備えている。出力電圧モニタ回路２０ａは、トランスＴ１に設けられた補助巻線Ｔ１ｃと、補助巻線Ｔ１ｃに発生する電圧を整流用ダイオードＤ２１と、抵抗及びコンデンサで構成された積分回路を介して、出力電圧Ｖｏｕｔに略比例した電圧を生成し、第一の直流電圧である電圧Ｖ（Ｃ２１）として出力する。

また、電流制限信号生成回路２０は、出力電圧モニタ回路２０ａの他に、複数のトランジスタと抵抗で構成された回路を備え、電流制御用直流電圧Ｖｃに依存する第二の直流電圧である電圧Ｖ（Ｒ３２）を生成すると共に、上記電圧Ｖ（Ｃ２１）と電圧Ｖ（Ｒ３２）の加算電圧と電流検出抵抗Ｒ０の電圧Ｖ（Ｒ０）とを比較し、電圧Ｖ（Ｒ０）が上記加算電圧を超えようとすると、スイッチング電流を制限するための電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）を出力する機能を備えている。

駆動パルス生成回路１８は、電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）が入力されると、先に述べた電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）によるパルス幅変調から、電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）によるパルス幅変調に動作モードが切り替わり、スイッチング素子ＴＲ１の駆動パルスＶｇを出力する機能を備えている。

次に、スイッチング電源装置１０の個々の回路ブロックごとに詳細な構成と動作を説明する。スイッチング素子ＴＲ１、トランスＴ１及び整流平滑回路１２で構成されるインバータ回路は、図１に示すように、入力電源Ｅｉｎと直列にトランスＴ１の１次側巻線Ｔ１ａとスイッチング素子ＴＲ１が接続され、スイッチング素子ＴＲ１のオン・オフ動作によってトランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｂに交流電圧Ｖ２を発生させる。なお、トランスＴ１の各巻線の極性等は、周知のシングルフォワード方式に構成されている。

トランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｂには、整流平滑回路１２が接続されている。整流平滑回路１２は、スイッチング素子ＴＲ１がオンのときに導通してパルス電流を流すフォワード側整流素子ＴＲ２と、フォワード側整流素子ＴＲ２と相補的にオン・オフするフライホイール側整流素子ＴＲ３と、スイッチ素子ＴＲ１のオン・オフ動作に同期をとって各整流素子ＴＲ２，ＴＲ３を駆動する同期整流駆動回路１２ａとが整流機能を担い、チョークコイルＬｏとコンデンサＣｏが平滑機能を担っている。すなわち、整流平滑回路１２は、２次側巻線Ｔ１ｂに誘起された電圧を整流平滑し、コンデンサＣｏの両端に出力電圧Ｖｏｕｔを出力動作を行う。そして、コンデンサＣｏの両端には、負荷１４が接続され、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが供給される。

誤差増幅回路１６は、図１に示すように、反転入力端子に出力電圧アナログ信号が入力されるオペアンプＯＰ１と、その非反転入力に接続される所定の基準電圧Ｖｒｅｆと、利得調整及び位相補償のための帰還素子Ｚｆとを備え、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力する反転増幅回路である。従って、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）は、出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差分が増幅されたものであって、出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなると、連続的に低下し、逆の場合には連続的に上昇する。

直流電圧発生回路２２は、例えば汎用のデジタルプロセッサ（マイコン）を用いて構成することができ、ここでは、スイッチング素子ＴＲ１の温度を検出する図示しない温度検出手段や入出力電圧検出手段等から送られる可変信号を受け、検出温度が所定温度を超える等、検出信号が所定の閾値を跨ぐと、電流制御用直流電圧Ｖｃを変化させる動作を行う。スイッチング素子ＴＲ１の温度を検出する場合その温度の変化の速度は、スイッチング素子のスイッチングの１サイクル（例えば、数１００ｋＨｚ程度）に比較して非常に緩慢であるため、直流電圧発生回路２２は、上記の可変信号に対する電流制御用直流電圧Ｖｃの高速応答性は必要なく、１０ｋＨｚ程度の低いクロック周波数で動作する汎用デジタルプロセッサを用いて安価に構成することができる。 電流検出抵抗Ｒ０は、図１に示すように、スイッチング電流Ｉｓｗが流れる経路に挿入されている。スイッチング電源装置１０において、スイッチング電流Ｉｓｗは略台形状を繰り返すパルス電流であって、そのピーク値Ｉｓｗｐと出力電流Ｉｏｕｔとの関係は、トランスＴ１の１次側巻数Ｎ１及び２次側巻数Ｎ２を用いて表すと、ピーク値Ｉｓｗｐ≒（Ｎ２／Ｎ１）×Ｉｏｕｔとなる。つまり、電流検出抵抗Ｒ０に発生する電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）のピーク値は、スイッチングの遅延時間の影響を無視すれば、出力電流Ｉｏｕｔに略比例した値となる。このように、スイッチング電源装置１０では、スイッチング電流Ｉｓｗを電流検出抵抗Ｒ０を介して観測することによって、出力電流Ｉｏｕｔを検出している。なお、出力電流Ｉｏｕｔが流れたとき、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）は、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子に接続された側が高電位になる向きに発生する。

電流制限信号生成回路２０が有する出力電圧モニタ回路２０ａは、第一のモニタ用抵抗である抵抗Ｒ２１とモニタ用コンデンサであるコンデンサＣ２１と並列回路と、その並列回路に直列接続された第二のモニタ用抵抗である抵抗Ｒ２２とで成る積分回路を備え、この積分回路の入力は、整流用のダイオードＤ２１を介して補助巻線Ｔ１ｃの両端に接続されている。ダイオードＤ２１はスイッチング素子ＴＲ１がオンの期間に発生する補助巻線Ｔ１ｃの電圧を整流することが可能な向きに取り付けられている。そして、この積分回路の出力であるコンデンサＣ２１の両端の電圧Ｖ（C２１）が電圧モニタ回路２０ａの出力電圧となる。

出力電圧モニタ回路２０ａは、次のように動作する。まず、整流用ダイオードＤ２１は補助巻線Ｔ１ｃに発生する電圧Ｖ３の矩形波状の交流波形を半波整流する。スイッチング素子ＴＲ１がオンの期間に補助巻線Ｔ１ｃに発生する電圧は、図１における補助巻線Ｔ１ｃのドット側を高電位側とする電圧Ｖｉｎ・（Ｎ３／Ｎ１）であり、スイッチング周期Ｔの中でスイッチング素子ＴＲ１のオン時間Ｔｏｎの期間だけ継続する。ここで、Ｎ１はトランスＴ１の入力巻線Ｔ１ａの巻数、Ｎ３は出力巻線Ｔ１ｃの巻数である。一方、オン時間Ｔｏｎ以外の期間は、ドット側を低電位側とする電圧が発生する。従って、上記のように半波整流された波形をＲ２１，Ｒ２２，Ｃ２１から成る積分回路を通すと、ほぼ、以下の式（１）で表される電圧Ｖ（Ｃ２１）を出力する。

さらに、電流制限信号生成回路２０は、直流電圧発生回路２２の出力に一端が接続された抵抗Ｒ３１と、一端が抵抗Ｒ３１の他の一端に接続された抵抗Ｒ３２と、コレクタ端子が抵抗Ｒ３２の他の一端に接続され、エミッタ端子が出力電圧モニタ回路２０ａの出力端であるコンデンサＣ２１の基準電位側の一端に接続されたトランジスタＴＲ３１を備え、トランジスタＴＲ３１のベース端子は、抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２の中点の接続されている。さらに、ベース端子がトランジスタＴＲ３１のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が電流検出抵抗Ｒ０の入力電源Ｅｉｎのマイナス端子側に接続されたトランジスタＴＲ３２が設けられ、そのコレクタ端子はオープン・コレクタとして電流制限信号生成回路２０の出力を構成している。なお、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２は、ＮＰＮトランジスタである。

次に、電流制限信号生成回路２０全体の動作について、図２に基づいて説明する。トランジスタＴＲ３１は能動状態で動作しており、ベース・エミッタ間には、ベース・エミッタ間電流によって発生する電圧ＶＢＥ１が発生している。

ここで、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２のベース・エミッタ間電流によって発生する電圧ＶＢＥ１とＶＢＥ２が同じ特性を示し、トランジスタＴＲ３１とトランジスタＴＲ３２がオンできる電圧が等しくＶＢＥであるとした場合、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が電圧Ｖ（Ｒ３２）＋Ｖ(Ｃ２１)と等しい値になったときに、Ｖｂｅ２＝ＶＢＥとなり、トランジスタＴＲ３２がオンすることができる。例えば、スイッチング電流Ｉｓｗ＝０のとき、トランジスタＴＲ３２のベース・エミッタ間に印加されている電圧Ｖｂｅ２は、ベース・エミッタ間の電圧ＶＢＥよりも低いため、オンできない。しかし、スイッチング電流Ｉｓｗが増加し、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が電圧Ｖ（Ｒ３２）と電圧Ｖ(Ｃ２１)の加算電圧に達すると、トランジスタＴＲ３２のベース・エミッタ間に印加されている電圧Ｖｂｅ２は、ＴＲ３２がオンできるベース・エミッタ間の電圧ＶＢＥに達し、オンすることができる。

従って、電流制限信号生成回路２０は、直流電圧発生回路２２から供給される電流制御用直流電圧Ｖｃで定まる電圧Ｖ（Ｒ３２）と出力電圧モニタ回路２０ａが出力する電圧Ｖ（Ｃ２１）との加算電圧と、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）とを、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２がオンするときのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥを介して比較する。そして、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）の方が低いとき、すなわち、スイッチング電流Ｉｓｗおよび出力電流Ｉｏｕｔが小さいときは、トランジスタＴＲ３２のコレクタ端子はハイレベルを出力する。逆に、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が上記加算電圧に達したとき、すなわち、スイッチング電流Ｉｓｗおよび出力電流Ｉｏｕｔが所定の値を超えようとすると、ローレベルを出力する。

直流電圧発生回路２２は、スイッチング素子ＴＲ１の温度が所定温度を超えると、電圧Ｖ（Ｒ３２）と電圧Ｖ（Ｃ２１）の加算電圧を減少させるように電流制御用直流電圧Ｖｃを変化させる動作を行う。電流制御用直流電圧Ｖｃが低下すると電圧Ｖ（Ｒ３２）は減少するため、比較的小さなスイッチング電流ＩｓｗでトランジスタＴＲ３２がオンできるようになる。また、出力電圧モニタ回路２０ａは、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなると、電圧Ｖ（Ｃ２１）を低下させる動作を行う。従って、比較的小さなスイッチング電流ＩｓｗでトランジスタＴＲ３２がオンできるようになる。以下、説明の便宜のため、電圧Ｖ（Ｒ３２）と電圧Ｖ（Ｃ２１）の加算電圧を過電流保護閾値Ｖｒと称す。

駆動パルス生成回路１８は、図３に示すように、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）を生成するのこぎり波発生回路１８ｂと、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）が反転端子に入力され、誤差増幅回路１６の出力である端子ａ１から入力された出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が非反転端子に入力される比較器ＣＰ１１とを備えている。さらに、比較器ＣＰ１１の出力信号と、端子ａ２から入力される電流制御信号Ｖ（ｃｕｒ）とが入力されるナンド回路ＮＡＮＤ１１と、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力信号がリセット端子Ｒに入力され、発信器ＯＳ１１が発生するトリガ信号がセット端子Ｓに入力され、出力端子Ｑが駆動パルス生成回路１８の端子ａ０に接続された周知のセット・リセット・フリップ・フロップＦＦ１１（以下、ＲＳ−ＦＦ１１という）とで構成する信号選択回路１８ａを備えている。そして、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑが出力する信号は、スイッチング素子ＴＲ１を駆動する駆動パルスＶｇとなり、端子ａ０を介してスイッチング素子ＴＲ１の駆動端子であるゲートに入力される。

のこぎり波発生回路１８ｂは、電圧一定の直流電源Ｖｃｃ１１と、一端が直流電源Ｖｃｃ１１に接続された充電抵抗Ｒ１１と、その充電抵抗Ｒ１１の他の一端とグランド間に接続されたタイマーコンデンサＣ１１と、タイマーコンデンサＣ１１の両端に接続されたリセット素子Ｓ１１と、リセット素子Ｓ１１を制御する発振器ＯＳ１１とを備えており、タイマーコンデンサＣ１１の両端に発生する電圧Ｖ(ｏｓｃ)が出力される。

発振器ＯＳ１１は、インパルス状のトリガパルスを発生する。このトリガパルスは周期一定の繰り返しパルスであって、スイッチング素子ＴＲ１のスイッチング周波数と、スイッチング素子ＴＲ１のターンオンのタイミングを決定するものである。また、リセット素子Ｓ１１は、トリガパルスが入力されるとタイマーコンデンサＣ１１の両端を短絡し、瞬時に開放状態となり、次のトリガパルスが入力されるまではその開放状態を継続する働きをする。

このように構成された駆動パルス生成回路１８は、以下のように動作する。まず、のこぎり波発生回路１８ｂは、発振器ＯＳ１１からトリガパルスが入力され、リセット素子Ｓ１１がタイマーコンデンサＣ１１の両端を短絡し、電荷が放電されてＶ(ｏｓｃ)≒０となる。さらに、リセット素子Ｓ１１は瞬時に開放状態となり、直流電源Ｖｃｃ１１から充電抵抗Ｒ１１を介して供給される充電電流によってタイマーコンデンサＣ１１が充電され、Ｖ(ｏｓｃ)が上昇する。このとき、充電抵抗Ｒ１１とタイマーコンデンサＣ１１の直列回路が有する時定数はトリガパルスの周期に比べて十分大きな値に設定されているので、Ｖ(ｏｓｃ)は、ほぼ一定の傾きをもって直線的に上昇する。その後、次のトリガパルスが入力されるとリセット素子Ｓ１１が短絡し、上記の動作を繰り返す。このような動作によって、タイマーコンデンサＣ１１の両端にのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)を発生させている。

比較器ＣＰ１１は、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）がのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)よりも高い場合にはハイレベルを、逆の場合にはローレベルを出力する。ナンド回路ＮＡＮＤ１１の一方の入力端子には、端子ａ２から入力された電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）が入力され、他方の入力端子に比較器ＣＰ１１の出力信号が入力されている。これにより、比較器ＣＰ１１からの信号がローレベル、又は電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）のいずれか一方がローレベルになると、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力がハイレベルとなる。ＲＳ−ＦＦ１１は、セット端子Ｓに入力される発振器ＯＳ１１のインパルス状のトリガパルスにより、出力端子Ｑの出力がハイレベルとなり、リセット端子Ｒにナンド回路ＮＡＮＤ１１からハイレベル信号が入力されことによって、出力端子Ｑの出力がローレベルに反転する。ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑから出力される信号は、スイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に入力される駆動パルスＶｇである。すなわち、出力端子Ｑがハイレベルを出力している期間はスイッチング素子ＴＲ１をオンし、ローレベルを出力している期間はスイッチング素子ＴＲ１をオフする動作を行う。

次に、上記のように構成されたスイッチング電源１０の一連の動作を、図４、図５に基づいて説明する。図４のタイムチャートにおける期間１は、図５に示す出力電圧Ｖｏｕｔ−出力電流Ｉｏｕｔ特性の出力電圧Ｖｏｕｔが一定に推移する領域内で動作している期間である。この期間１では、スイッチング電流Ｉｓｗは小さな値であり、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）は過電流保護閾値Ｖｒに達していないため、電流制限信号生成回路２０が出力する電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）はハイレベルを維持し、駆動パルス生成回路１８のナンド回路ＮＡＮＤ１１の一方の入力端子には、継続的にハイレベルの信号が入力している。従って、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑに発生する駆動パルスＶｇは、比較器ＣＰ１１の出力信号と同一のロジックとなり、図４のタイムチャートに示すように、駆動パルスＶｇは、もっぱら誤差増幅回路１６が出力する出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）に基づいてパルス幅制御されている。

このように、スイッチング電源１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが誤差増幅回路１６内の基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるようスイッチング素子ＴＲ１の駆動パルスＶｇのオン時間Ｔｏｎが決定され、出力電圧Ｖｏｕｔが制御される。出力電圧Ｖｏｕｔは、ほぼ、式（２）のように表すことができる。

ここで、Ｎ１：入力巻線Ｔ１ａの巻数、Ｎ２：出力巻線Ｔ１ｂの巻数、Ｔ：スイッチング周期、Ｔｏｎ：スイッチング素子ＴＲ１のオン時間である。

なお、式（２）と上述の式（１）より、出力電圧モニタ回路２０ａの出力電圧Ｖ（Ｃ２１）と出力電圧Ｖｏｕｔは、ほぼ比例関係を有することが分かる。

期間２は、例えば負荷の電子機器が低インピーダンスに故障し、出力電流Ｉｏｕｔが増加したことにより過電流保護回路が動作し、スイッチング電流Ｉｓｗが所定の電流値を超えないよう制限されている状態である。

誤差増幅回路１６は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の基準電圧Ｖｒｅｆより低いので、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を上昇させる。やがて、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）がのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)よりも高くなると、比較器ＣＰ１１の出力は常時ローレベルとなり、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）に基づくパルス幅変調は行うことができない状態になる。

一方、スイッチング電流Ｉｓｗの増大により、電流検出抵抗Ｒ０に発生する電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が増大して過電流保護閾値Ｖｒに達し、電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）がローレベルになる。すると、駆動パルス生成回路１８のナンド回路ＮＡＮＤ１１の入力がローレベルになり、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力がローレベルからハイレベルになる。これにより、電流制限信号Ｖ(ｃｕｒ)がハイレベルからローレベルに反転するタイミングで、ナンド回路ＮＡＮＤ１１からリセット端子Ｒにリセット信号が出力される。そして、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑが発生させる駆動パルスＶｇは、そのリセット信号が入力されたタイミングで、ハイレベルからローレベルに反転し、スイッチング素子ＴＲ１をオフさせる。さらに、ＲＳ−ＦＦ１１は、セット端子Ｓに次のセット信号が入力されるまで、出力端子Ｑの状態を保持する。従って、出力端子Ｑがローレベルになってスイッチング素子ＴＲ１がオフすると、スイッチング電流Ｉｓｗが流れなくなって電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）がハイレベルに反転するが、次の周期に移るまでの間、出力端子Ｑの状態（ローレベル）は保持され、スイッチングＴＲ１はオフ状態を維持する。以上の動作によって、出力電流Ｉｏｕｔは過電流設定値を超えないよう制限され、同時に、スイッチング素子ＴＲ１のオン時間Ｔｏｎが短くなるので、式（２）に従って、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。

出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、反転増幅器である誤差増幅回路１６はハイレベルに飽和し、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）はそのハイレベルの飽和電圧値を継続する。従って、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑに発生する駆動パルスＶｇは、電流制限信号Ｖ(ｃｕｒ)がローレベルに反転するタイミングに同期してローレベルに反転し、図４のタイムチャートに示すように、駆動パルスＶｇは、もっぱら電流制限信号生成回路２０が出力する出力電圧制御信号Ｖ（ｃｕｒ）に基づいて生成されることとなる。

ここで、期間２における出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔの関係について、図５に基づいて説明する。期間２では、出力電圧Ｖｏｕｔ−出力電流Ｉｏｕｔ特性のグラフにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔがやや低下した状態で動作する。仮に、出力電圧モニタ回路２０ａの出力電圧Ｖ（Ｃ２１）が出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変化しない固定値だとすれば、出力電圧Ｖｏｕｔ−出力電流Ｉｏｕｔ特性は軌跡（ａ）を描き、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するほど、駆動パルス生成回路１８の動作の遅れ時間等の影響が顕著となり、出力電流Ｉｏｕｔが増加してしまう特性となる。しかし、スイッチング電源回路１０では、出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、同時に電圧Ｖ（Ｃ２１）も低下し、その分だけ過電流保護閾値Ｖｒも低下するので、軌跡（ｂ）のように出力電流Ｉｏｕｔの増加を抑制する動作が行われる。

期間３は、期間２の状態で放置された結果、スイッチング素子ＴＲ１が所定の温度等を超えたため、図４に示すように、直流電圧発生回路２２が電流制御用直流電圧Ｖｃを変化させ、その状態で過電流保護動作が継続している期間である。電流制御用直流電圧Ｖｃが低下すると、同時に抵抗Ｒ３２の電圧Ｖ（Ｒ３２）が低くなり、その分だけ過電流保護閾値Ｖｒも低くなるので、図５に示すように、出力電流Ｉｏｕｔを一層小さな値に制限する動作が行われ、スイッチング素子ＴＲ１の発熱による破損を防止することができる。

以上説明したように、スイッチング電源装置１０は、出力電圧モニタ回路２０ａを介して出力電圧情報である電圧Ｖ（Ｃ２１）を抽出し、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなるとスイッチング電流Ｉｓｗのピーク値が低下するように過電流保護閾値Ｖｒを補正するので、入力電圧によらず、スイッチング電源装置１０及び負荷１４を確実に保護することができる。さらに、直流電圧発生回路２２は、入力電圧Ｖｉｎ、環境温度などの任意の信号入力に応じて電流制御用直流電圧Ｖｃを変化させ、過電流保護閾値Ｖｒを変化させる動作を行ことができ、スイッチング電源装置の様々な動作状態に対して、過電流保護特性の最適化を図ることができる。

また、一般に、スイッチング素子ＴＲ１を急峻な電流ストレスから確実に保護するためには、出力電圧Ｖｏｕｔの変動に対して、駆動パルスＶｇの数パルス以内の短時間のうちに過電流保護閾値Ｖｒを変化させる必要があるが、スイッチング電源装置１０では、出力電圧モニタ回路２０ａのようにコンデンサと抵抗等で構成できる簡単な回路を用いて、高精度、かつ高速応答可能な性能を実現している。一方、環境温度等は比較的が緩慢に変動するため、例えばクロック周波数が１０ｋＨｚ程度の安価な汎用マイクロプロセッサで構成した直流電圧発生回路２２であっても、満足な応答性能を得ることができる。

さらに、上記のような確実な過電流保護特性が得られることから、スイッチング電流による電気ストレス受けやすい部品を定格電流や定格温度に過剰に余裕のある大型のものに変更しなくても安全が確保されるので、スイッチング電源装置１０自体の小型化、低コスト化に寄与することができる。

なお本発明は、上記実施形態に限定するものではなく、トランジスタＴＲ３１のエミッタ端子とコンデンサＣ２１の接続点に抵抗を挿入し、過電流保護閾値Ｖｒの補正動作を微調整してもよい。また、所定の回路部分に、上述した過電流保護に係る動作に影響のない範囲で、スイッチング・ノイズや外来ノイズを吸収するコンデンサ、スナバ回路又はフィルタ等を付加し、回路の誤動作の防止を図ってもよい。

また、電力変換方式として、シングルフォワード方式の他、プッシュプル方式、ブリッジ方式、フライバック方式、極性反転型チョッパ方式等に構成されたスイッチング電源にも適用可能である。

さらに、直流電圧発生回路２２が発生する電流制御用直流電圧Ｖｃ、および、出力電圧モニタ回路２０ａの出力電圧Ｖ（Ｃ２１）は、必ずしも完全な直流電圧でなくてもよい。例えば、電圧Ｖ（Ｃ２１）にスイッチング周波数と同一周波数のリップル電圧を重畳させることによって、周知のスロープ補正技術に相当する利得調整作用を生じさせ、過電流保護動作の安定度を向上させることも可能である。

この発明のスイッチング電源装置の一実施形態を示す回路部である。 この実施形態が備える直流電圧発生回路、電圧制限信号生成回路、及び電流検出抵抗の動作を説明する回路図である。 この実施形態が備える駆動パルス生成回路の構成を示す機能ブロック図である。 この実施形態の動作を示すタイムチャートである。 この実施形態の動作を示す出力電圧−出力電流特性のグラフである。

符号の説明

１０ スイッチング電源装置
１２ 整流平滑回路
１８ 駆動パルス生成回路
２０ 電流制限信号生成回路
２０ａ 出力電圧モニタ回路
２２ 直流電圧発生回路
Ｃ２１ モニタ用コンデンサ
Ｄ２１ 整流用ダイオード
Ｒ０ 電流検出抵抗
Ｒ２１，Ｒ２２ モニタ用抵抗
Ｒ３１，Ｒ３２ 抵抗
Ｔ１ トランス
Ｔ１ａ 入力巻線
Ｔ１ｂ 出力巻線
Ｔ１ｃ 補助巻線
ＴＲ１ スイッチング素子
ＴＲ３１，ＴＲ３２ トランジスタ

Claims (3)

1. 所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによってオン・オフし、直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるスイッチング素子と、前記交流電圧が印加される入力巻線及び前記交流電圧を変圧した電圧を出力する出力巻線を備えたトランスと、前記出力巻線から出力される交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
   前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な電流制御用直流電圧を出力する直流電圧発生回路と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流の流路に挿入され、電流検出電圧を発生する電流検出抵抗と、前記電流検出電圧を検知してスイッチング電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路とを備え、
   前記電流制限信号生成回路は、
   前記トランスに設けた補助巻線を有し、前記補助巻線に発生するパルス電圧に基づいて前記出力電圧の変化に応じた第一の直流電圧を生成して出力する出力電圧モニタ回路と、
   前記直流電圧発生回路の電流制御用直流電圧に基づいて可変される第二の直流電圧生成手段と、
   前記第一及び第二の直流電圧の加算電圧と前記電流検出電圧とを比較し、前記電流検出電圧の方が大きくなると、スイッチング電流を制限するための電流制限信号を出力する比較手段とを備え、
   前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記出力電圧モニタ回路は、その出力端のプラス電位側が前記電流検出抵抗の一端に接続され、
   前記第二の直流電圧生成手段及び比較手段は、
   一端が前記直流電圧発生回路の出力に接続された第一の抵抗と、前記第一の抵抗の他端に一端が接続された第二の抵抗と、コレクタ端子が前記第二の抵抗の他端に接続され、ベース端子が前記第一の抵抗と第二の抵抗の中点に接続され、エミッタ端子が前記出力電圧モニタ回路出力端の基準電位側に接続された第一のＮＰＮトランジスタと、ベース端子が前記第一のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続され、エミッタ端子が前記電流検出抵抗の他端に接続され、コレクタ端子が前記電流制限信号生成回路の出力である第二のＮＰＮトランジスタとを備え、
   前記電流検出抵抗は、前記スイッチング素子に電流が流れたときに、前記第二のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子の方が前記第一のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子よりも低い電位になる方向に前記電流検出電圧を発生することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記トランス及び前記整流平滑回路は、シングルフォワード方式の電力変換を行う構成を備え、前記出力電圧モニタ回路は、第一のモニタ用抵抗とモニタ用コンデンサとの並列回路と、前記並列回路に直列接続された第二のモニタ用抵抗とで成る積分回路を備え、前記積分回路の入力は、整流用ダイオードを介して前記補助巻線の両端に接続され、前記整流用ダイオードは、前記スイッチング素子がオンの期間に発生する電圧を半波整流する向きに接続され、前記出力電圧モニタ回路の出力は、前記積分回路出力に発生する電圧であることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源装置。
   

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