JP2009225658A

JP2009225658A - バックコンバータにおいて用いるためのコントローラおよびバックコンバータの制御方法

Info

Publication number: JP2009225658A
Application number: JP2009060765A
Authority: JP
Inventors: Roland Saint-Pierre; ローランド・サン−ピエール
Original assignee: Power Integrations Inc
Current assignee: Power Integrations Inc
Priority date: 2008-03-14
Filing date: 2009-03-13
Publication date: 2009-10-01
Also published as: CN101546961B; EP2101400A3; US20090231889A1; CN101546961A; US7990127B2; EP2101400A2

Abstract

【課題】バックコンバータを制御するための方法および装置が開示される。
【解決手段】１つの局面において、積分器は、バックコンバータのスイッチ中の電流を表わす電流検出信号を受けるように結合され、電流検出信号を積分し、第１の入力信号を生成する。ランプ波発生器は、スイッチと同一のスイッチング周期を有する発振信号を受けるように結合され、発振信号に応じて区分線形ランプ波信号を生成する。区分線形ランプ波信号は、スイッチのスイッチング周期内に、傾きが有限で線形の複数のセグメントが後に続く実質的に傾きが０の遅延セグメントを有する。乗算器は、区分線形ランプ波信号を乗算し、第２の入力信号を生成し、駆動信号発生器は、第１および第２の入力信号に応じて生成される第３の入力信号を受けるよう結合され、スイッチを制御するように結合される駆動信号を生成し、バックコンバータの出力電圧を実質的に調節する。
【選択図】図１

Description

背景
開示の分野
この発明は、概して電源に関し、より具体的には、この発明は、交流（ＡＣ）−直流（ＤＣ）電源に関する。

背景情報
ＡＣ電力線の基本周波数の倍数の周波数を有する電流を、高調波という。高調波は、発電および配電システムにとって負担になる。したがって、監督機関は、電力線から電源に流れる高調波に規制を課している。

スイッチング電源を、入力電流が入力電圧に正比例するよう制御し、電源が動力源に抵抗器として見えるようにすることができることは周知である。こういった技術は、たとえば、ブーストトポロジー、バックブーストトポロジー、フライバックトポロジー、およびＳＥＰＩＣ（single ended primary inductor converter）トポロジーなどの、この技術分野において知られる多くの異なるトポロジーを用いるスイッチング電源の入力で、高調波を低減するのに成功している。こういったトポロジーの各々において、電源が動力源に抵抗器として見えるようにするこの技術は、ＡＣ−ＤＣ電源が、入力で、低高調波要求を満たすことを可能にするのに十分である。

しかしながら、電源が動力源に抵抗器として見えるようにする前述の技術は、バックスイッチングコンバータトポロジーに適用される場合は、低高調波要求を満たさない。他のコンバータトポロジーは、ＡＣ入力電圧のサイクル全体を通じて入力から電流を取り込むが、バックコンバータは、入力電圧が出力電圧よりも大きいときのみ入力から電流を取り込む。したがって、電源は、ＡＣ入力電圧のサイクルの一部分の間のみ抵抗器として見え、その他のときは開路として見える。その結果、ＡＣ入力は、容認可能な限度を超える高調波を有する。

この発明は、添付の図面中に図示される、限定するものではない例示的な実施例によって説明される。図中、似た参照符号は、同様な構成要素を示す。

この発明の教示に従って、この発明の１つの例を用いてＡＣ動力源から流れる高調波を低減するＡＣ−ＤＣ電源の１つの例を示す図である。この発明の教示に従う図１の電源のコントローラの１つの例をより詳細に説明する図である。この発明の教示に従うコントローラの構成要素の詳細部分を含むＡＣ−ＤＣ電源の別の例を示す図である。この発明の教示に従う１つの例に対する値を有する遅延区分線形ランプ波の顕著な特徴例を示す図である。この発明の教示に従う方法例を示すフロー図である。

詳細な説明
スイッチングパワーコンバータを用い新規のコントローラを備えるＡＣ−ＤＣ電源の入力で、高調波を低減するための回路および方法の例を、この明細書中で開示する。以下の説明では、この発明への十分な理解を与えるために、多数の特定の詳細が明らかにされる。しかしながら、この発明を実施するためにその特定の詳細を用いる必要はないことが当業者には明らかになるであろう。他の例では、周知の材料または方法は、この発明を曖昧にしないために、詳細には説明されていない。

この明細書全体を通して、「１つの実施例」、「ある実施例」、「１つの例」または「ある例」の記載は、その実施例に関連して説明される特定の特徴、構造または特性が、この発明の少なくとも１つの実施例または例に含まれることを意味する。したがって、「１つの実施例において」、「ある実施例において」、「１つの例において」、または「ある例において」という表現が、この明細書全体を通してさまざまな場所に現われても、必ずしもすべてが同じ実施例を参照しない。さらに、特定の特徴、構造、または特性は、１つ以上の実施例において、任意の適切な方法で組合されてもよい。

多くのＡＣ−ＤＣ電源は、ＡＣ入力電流の高調波成分が少ないことを求められる。ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変える単純で低コストの回路は、そのＡＣ入力電流が、ＡＣ電力線の基本周波数の倍数の周波数に大きな振幅を含むため、通常、不適格な結果をもたらす。

以下に説明するように、この発明の１つの例において、この明細書で説明のために開示する方法および装置は、スイッチ電流の積分値と、ＡＣ−ＤＣ電源がバックコンバータトポロジーを用いてその入力で低高調波要求を満たすことを可能にする特別な特性を有する遅延区分線形ランプ波とを用いる。別の例において、遅延区分線形ランプ波は、フライバックコンバータまたは任意の他の適切なパワーコンバータトポロジーも制御し、この発明の教示に従うＡＣ−ＤＣ電源の入力での低減された高調波要求に応えてもよい。

したがって、図１は、スイッチングコンバータを制御し、ＡＣ入力での低高調波要求に応えるＡＣ−ＤＣ電源１００のある例を示す機能ブロック図である。整流器１１０は、電圧Ｖ_ACを有するＡＣ入力１０５を受け、小さなフィルタコンデンサＣ１１１５上に、整流されたＤＣ電圧Ｖ_RECT１２０を生成する。図１の例において、整流器１１０は、全波ブリッジ整流器である。整流されたＤＣ電圧Ｖ_RECT１２０は、共通入力帰線１８０に関して測定される。この例において、コンデンサＣ１１１５は、高周波スイッチング電流またはスイッチ電流Ｉ_D１５０の蓄積場所を提供するのに十分に大きいが、整流されたＤＣ電圧Ｖ_RECT１２０が、ＡＣ入力１０５で、電圧Ｖ_ACの毎サイクル中に２回実質的に０になることを可能にするのに十分に小さい。

当業者は、図１における、ダイオードＤ１１２５、インダクタＬ１１３０、コンデンサＣ２１３５、スイッチＳ１１６０、および負荷１４５の構成例は、ローサイドスイッチを有するバックコンバータであることを認識するであろう。ローサイドスイッチの一端の電位は、入力帰線１８０と同一の電位である。入力帰線１８０は、整流器１１０の負のＤＣ端子である。図１の例において、ローサイドスイッチを有するバックコンバータは、その入力で、整流されたＤＣ電圧Ｖ_RECT１２０を受ける。

これに代わるある例において、ローサイドスイッチの代わりにハイサイドスイッチを備えるバックコンバータは、その入力で、整流されたＤＣ電圧Ｖ_RECT１２０を受けてもよい。ハイサイドスイッチの一端の電位は、整流器１１０の正のＤＣ端子と同一の電位である。

他の例において、変圧器分離を有するパワーコンバータの周知の構成も、この発明の実
施例の教示の恩恵を受けることができる。変圧器分離を有するバックコンバータの１つの例は、単スイッチフォワードコンバータである。

変圧器分離と複数のスイッチとを有するバックコンバータ構成は、複数のスイッチ中の電流を検出することによってこの発明の教示の恩恵を受けることができる。複数のスイッチとともに変圧器分離を用いるバックコンバータ構成の例は、２スイッチフォワードコンバータ、プッシュプルバックコンバータ、ハーフブリッジバックコンバータ、およびフルブリッジバックコンバータである。

この発明のさまざまな例に従って、パワーコンバータのさまざまな構成は、その入力で、整流されたＤＣ電圧Ｖ_RECTを受ける。ダイオードＤ１１２５の機能は、スイッチで実現化されることがあってもよく、Ｓ１１６０は、ローサイドスイッチまたはハイサイドスイッチであろうと、単一のスイッチまたは複数のうちの１つのスイッチであろうと、電流を、整流されたＤＣ電圧Ｖ_RECT１２０へか、整流されたＤＣ電圧Ｖ_RECT１２０からかのいずれかで伝導するスイッチであることが理解される。

図１の例におけるローサイドスイッチを備えるバックコンバータは、出力コンデンサＣ２１３５および負荷１４５上に、出力電圧Ｖ_O１４０を生成する。この例において、コントローラ１６５は、出力コンデンサＣ２１３５および負荷１４５上の出力電圧Ｖ_O１４０を、１対の電圧検出端子１７０で検出する。コントローラ１６５は、スイッチＳ１１６０中のスイッチ電流Ｉ_D１５０も、検出された電流信号１５５として検出する。

任意の多くの既知の電流検出方法を用いて、検出された電流信号１５５を生成してもよい。たとえば、スイッチ電流Ｉ_D１５０は、検出された電流信号１５５を電圧または電流として生成する変流器で検出されてもよい。別の例において、スイッチ電流Ｉ_D１５０は、個別抵抗の両端の電圧として検出されてもよい。さらに別の例において、スイッチ電流Ｉ_D１５０は、スイッチＳ１１６０に対して用いられる金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のドレインとソース間の電圧として検出されてもよい。１つの例において、コントローラ１６５およびスイッチＳ１１６０は、同一の集積回路上にある。

図１の例において、コントローラ１６５は、スイッチＳ１１６０を制御または周期的に開閉する駆動信号１７５を生成し、実質的に出力電圧Ｖ_O１４０を調節し、その一方で、ＡＣ入力１０５での低高調波を維持する。

図２は、この発明の教示に従う図１の電源例のコントローラ１６５の１つの例をより詳細に示す機能ブロック図２００である。図示するように、検出されたスイッチ電流Ｉ_DSENSE２０５は、リセット可能な積分器２１０によって受けられる。この例において、リセット可能な積分器２１０は、リセット信号を受けたときに初期化されることができるものである。リセット可能な積分器２１０は、検出された電流Ｉ_DSENSE２０５を積分し、積分された電流信号２２５とも呼ばれてもよい第１の入力信号を、スイッチＳ１１６０が閉じている時間中に生成する。この例において、開スイッチは、電流を伝導しない。閉スイッチは、電流を伝導してもよい。１つの例において、リセット可能な積分器２１０は、スイッチＳ１１６０が開いているときに、０の初期状態にリセットされる。図２の例において、積分された電流信号２２５は、電圧Ｖ_INTである。

図２の例において、差動増幅器２９０は、電圧検出端子１７０で、出力電圧Ｖ_O１４０を受ける。差動増幅器２９０は、出力電圧Ｖ_O１４０の大きさを拡大し、出力電圧Ｖ_O１４０に比例し共通入力帰線１８０を基準とした出力検出電圧Ｖ_OS２９５を生成する。

エラー信号は、実際の値と所望される値の間の差を表わす信号である。実際の値と所望される値は両方とも、基準値に比例する。図２の例において、エラー増幅器２８０は、電源の出力電圧に比例する差動増幅器２９０からの出力検出電圧を受けるように結合される。エラー増幅器２８０は、次に、出力検出電圧Ｖ_OS２９５と基準電圧Ｖ_REF２８５の間の増幅された差であるエラー信号２７５を生成する。図２の例において、エラー信号２７５は、エラー電圧Ｖ_Eである。基準電圧Ｖ_REF２８５は、出力電圧Ｖ_O１４０の所望される値に比例する。図２において、エラー増幅器２８０は、高周波信号の増幅を低減するローパスフィルタを含む。図２の例において、増幅の低減は、図１のＡＣ入力電圧Ｖ_AC１０５の周波数の何分の１かよりも高い周波数に影響を与える。したがって、エラー信号２７５Ｖ_Eは、実質的に、図１のＡＣ入力電圧Ｖ_AC１０５の数サイクルの期間にわたって平均化された出力電圧Ｖ_O１４０の実際の値と所望される値との間の増幅された差を表わす。

図示する例において、発振器回路２４０は、スイッチＳ１１６０を切換えるための信号およびタイミング情報を提供する。発振器回路２４０からのクロック信号２４５は、スイッチングサイクルのスイッチング周期Ｔ_Sを決定する。１スイッチングサイクルのスイッチング周期Ｔ_Sは、典型的に、ＡＣ入力１０５での電圧の１サイクルの周期よりも大幅に小さい。１つの例において、１スイッチングサイクルのスイッチング周期Ｔ_Sは、約１６マイクロ秒であり、一方ＡＣ入力１０５での電圧の１サイクルの周期は、約１６ミリ秒である。したがって、１つの例において、スイッチは、ＡＣ入力１０５での電圧の１サイクル中に、約１０００回切り換わる。

図２の例において、発振器回路２４０は、クロック信号２４５と同一のスイッチング周期Ｔ_Sを有する信号２５０を生成する。この例に従い、ランプ波発生器またはランプ波発生器回路２５５は、信号２５０を受け、クロック信号２４５と実質的に同一のスイッチング周期Ｔ_Sを有する電圧Ｖ_RAMPであるランプ波信号２６０を生成する。ランプ波信号２６０の特徴は、この開示中で後述する。図２の例において、ランプ波発生器回路２５５は、信号２５０の一部からランプ波信号２６０を構築する。別の例において、別のランプ波発生器回路は、クロック信号２４５のみからランプ波信号２６０を構築してもよい。

図示する例において、乗算器回路２６５は、エラー信号２７５をエラー電圧Ｖ_Eとして受け、ランプ波信号２６０を電圧Ｖ_RAMPとして受ける。乗算器回路２６５は、エラー信号２７５Ｖ_Eとランプ波信号２６０Ｖ_RAMPの積を正規化電圧Ｖ_NORMによって除算した拡大されたランプ波信号２７０を生成する。したがって、図２の例において、乗算器回路２６５の出力は、ランプ波信号２６０に比例する電圧ｋＶ_RAMPである。したがって、拡大されたランプ波信号２７０は、ランプ波信号２６０Ｖ_RAMPとエラー信号２７５Ｖ_Eの両方に応じる。

図示する例において、比較器２３５は、図２において積分された電流信号２２５Ｖ_INTとして説明される第１の入力信号と、図２において拡大されたランプ波信号２７０の電圧ｋＶ_RAMPとして説明される第２の入力信号とを受ける。図２において、比較器２３５の出力は、積分された電流信号２２５Ｖ_INTの電圧が、拡大されたランプ波信号２７０の電圧ｋＶ_RAMPを超えるときに、論理レベルがハイになる。

図２の例において、フリップフロップ２２０とも呼ばれてもよい駆動信号発生器は、ラッチとして構成され、そのクロック入力でクロック信号２４５を受け、そのＤ入力でバイアス電圧Ｖ_BIAS２３０を高論理レベルとして受け、そのリセット入力で比較器２３５の出力を受ける。フリップフロップ２２０の出力Ｑは、スイッチＳ１１６０の駆動信号１７５である。図示する例において、スイッチＳ１１６０は、駆動信号１７５が高論理レベルのとき、閉じている。スイッチＳ１１６０は、駆動信号１７５が低論理レベルのとき、開いている。

したがって、図示する例において、フリップフロップ２２０は、積分された電流信号２２５と拡大されたランプ波信号２２０の両方に応じて生成される入力信号を受けるように結合され、スイッチＳ１１６０を制御するように結合される駆動信号１７５を生成し、電源の出力電圧Ｖ_O１４０を実質的に調節する。

リセット可能な積分器２１０は、そのリセット入力で、フリップフロップ２２０の相補出力２１５を受ける。したがって、リセット可能な積分器２１０は、スイッチＳ１１６０が開いているときに、リセットされる。

次に、図３は、この発明の教示に従うコントローラ１６５の別の例を備えるＡＣ−ＤＣ電源３００の別の例を示す。図３のＡＣ−ＤＣ電源３００の例において、出力電圧Ｖ_O１４０は、図２の差動増幅器２９０なしに検出される。図３のＡＣ−ＤＣ電源は、連結されるインダクタ３０５上にある検出巻線３４０を用い、出力電圧Ｖ_O１４０を検出する。図示する例に従って、ダイオードＤ２３３０は、検出巻線３４０上に現われる電圧を、コンデンサＣ４３３５が、共通入力帰線１８０を基準とした出力電圧Ｖ_O１４０に比例する出力検出電圧Ｖ_OS２９５まで荷電されるように整流する。

図３の例において、電流検出信号１５５は、リセット可能な積分器３２５が受ける。リセット可能な積分器３２５は、大きさＩ_DSENSEがスイッチ電流Ｉ_D１５０に比例する電流源３１０を含む。電流源３１０は、コンデンサＣ３３２０を荷電し、電圧Ｖ_INTである積分された電流信号２２５を生成する。スイッチＳ２３１５は、フリップフロップ２２０の相補出力で信号２１５がハイになるとき、積分された電流信号２２５を、０にリセットする。図３の例において、スイッチＳ１１６０およびスイッチＳ２３１５は、ＭＯＳＦＥＴである。

図４は、この発明の教示に従うランプ波信号２６０の１つの例の特徴を示すグラフ４００である。グラフ４００の縦軸は、１の値に正規化された最大振幅を有するランプ波信号２６０の相対振幅を示す。グラフ４００の横軸は、スイッチング周期の開始後の時間を、スイッチング周期全体の百分率として示す。０％は周期の開始に対応し、１００％は周期の終わりに対応する。

図示した例に示すように、ランプ波信号２６０は、実質的に直線である部分で構成される。したがって、グラフ４００のランプ波信号２６０の例は、区分線形である。グラフ４００のランプ波信号２６０の例における各直線は、セグメントである。水平（傾き０）でも垂直（傾き無限大）でもないセグメントは、グラフ４００において、傾きが有限で線形である。ランプ波信号２６０の傾きが有限で線形のセグメントは、傾きがランプ波信号２６０の最大振幅で０の水平セグメント４４０の後に続く。水平セグメント４４０は、スイッチング周期の開始と傾きが有限で線形の第１のセグメントとの間の遅延を構成する。したがって、ランプ波信号２６０は、遅延区分線形ランプ波と呼ばれる。

傾きが有限の区分線形ランプ波信号２６０の各部分は、ランプ波のセグメントである。図４の例は、傾きが有限で線形の３つのセグメント、傾き１４１０、傾き２４２０、および傾き３４３０を有する遅延区分線形ランプ波を示す。他の例において、ランプ波信号２６０は、傾きが有限で線形の３つを超えるセグメントか、傾きが有限で線形の３つ未満のセグメントかのいずれかを有してもよい。

グラフ４００は、ランプ波信号２６０の例が、その最大値から始まり、最大値を、点４０５で値が減少し始めるまで維持することを示す。点４０５は、遅延の終わりにあたり、遅延の終わりは、１つの例においては、スイッチング周期の約５．５％が経過したときに
起こる。遅延後、点４０５で、ランプ波信号２６０の振幅は、線形の傾き「傾き１４１０」で減少し、スイッチング周期の約５３％で、最大振幅の約０．２７２倍である点４１５に達する。点４１５から、ランプ波信号２６０の振幅は、線形の傾き「傾き２４２０」で減少し、スイッチング周期の約７５％で、最大振幅の約０．１３９倍である点４２５に達する。点４２５から、ランプ波信号２６０の振幅は、線形の傾き「傾き３４３０」で減少し、スイッチング周期の約９９％で、最大振幅の約０．０５９倍である点４３５に達する。他の例においては、点４０５、４１５、４２５、および４３５における大きさおよび時間の値は、図４の例における値と異なり、特定の用途のためのＡＣ−ＤＣ電源の所望される特性を達成してもよいことが理解される。

最後に、図５は、この発明の教示に従う方法例を説明するフロー図５００を示す。ブロック５１０における開始後、積分器は、ブロック５２０において初期化される。次に、電源スイッチは、ブロック５３０において閉じる。次に、この例においては、ブロック５４０において、積分器は、電源スイッチ中の電流を積分する。ブロック５５０において、ランプ波信号が生成される。次に、ブロック５６０において、検出された出力電圧および基準値からエラー信号が生成される。ブロック５７０において、ランプ波信号の振幅は、エラー信号に従って拡大される。積分された電流信号の振幅は、判断ブロック５８０において、拡大されたランプ波信号の振幅と比較される。積分された電流信号が、拡大されたランプ波信号未満の場合は、ブロック５４０において、積分を続ける。積分された電流信号が拡大されたランプ波信号未満でない場合は、ブロック５９０において、スイッチが開く。積分器は、ブロック５２０において再び初期化され、フローを繰返す。

上述の詳細な説明において、この発明の方法および装置は、その特定の例示的な実施例を参照して説明された。しかしながら、この発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなしにそれに対するさまざまな変形および変更がなされてもよいことは明白であるだろう。したがって、この明細書および図面は、限定するものではなく、例示するものと見なされるべきである。

１００ＡＣ−ＤＣ電源、１０５ＡＣ入力Ｖ_AC、１３０インダクタＬ１、１４０出力電圧Ｖ_O、１４５負荷、１５０スイッチ電流Ｉ_D、１６０スイッチＳ１、１６５コントローラ、１８０共通入力帰線、２０５検出されたスイッチ電流Ｉ_DSENSE、２１０積分器、２２０駆動信号発生器、２３５比較器、２４０発振器、２５５ランプ波発生器、２６５乗算器、３０５接続されるインダクタ、３４０検出巻線。

Claims

バックコンバータにおいて用いるためのコントローラであって、
前記バックコンバータのスイッチ中の電流を表わす電流検出信号を受けるように結合される積分器を備え、前記積分器は、前記電流検出信号を積分し、第１の入力信号を生成し、
前記スイッチと同一のスイッチング周期を有する発振信号を受けるように結合されるランプ波発生器をさらに備え、前記ランプ波発生器は、前記発振信号に応じて区分線形ランプ波信号を生成し、前記区分線形ランプ波信号は、前記スイッチの前記スイッチング周期内に、傾きが有限で線形の複数のセグメントが後に続く実質的に傾きが０の遅延セグメントを有し、
前記区分線形ランプ波信号を乗算し、第２の入力信号を生成する乗算器と、
前記第１および前記第２の入力信号に応じて生成される第３の入力信号を受けるように結合され、前記スイッチを制御するように結合される駆動信号を生成し、前記バックコンバータの出力電圧を実質的に調節する駆動信号発生器とをさらに備える、コントローラ。
前記遅延セグメントは、前記スイッチング周期のほぼ開始から前記スイッチング周期の約５．５％が経過するまで、実質的に前記区分線形ランプ波信号の最大振幅である、請求項１に記載のコントローラ。
前記遅延セグメントは、前記スイッチング周期内に、傾きが有限で線形の約３つのセグメントが次に続く、請求項１に記載のコントローラ。
第１のセグメントは、前記区分線形ランプ波信号のほぼ最大振幅で始まり、前記区分線形ランプ波信号の実質的最大振幅の約０．２７２倍で終端する、請求項１に記載のコントローラ。
第２のセグメントは、第１のセグメントのほぼ終端で始まり、前記区分線形ランプ波信号の実質的最大振幅の約０．１３９倍で終端する、請求項１に記載のコントローラ。
第３のセグメントは、第２のセグメントのほぼ終端で始まり、前記区分線形ランプ波信号の実質的最大振幅の約０．０５９倍で終端する、請求項１に記載のコントローラ。
第１のセグメントは、前記遅延セグメントのほぼ終端で始まり、前記スイッチング周期の約５３％が経過したときに終端する、請求項１に記載のコントローラ。
第２のセグメントは、第１のセグメントのほぼ終端で始まり、前記スイッチング周期の約７５％が経過したときに終端する、請求項１に記載のコントローラ。
第３のセグメントは、第２のセグメントのほぼ終端で始まり、前記スイッチング周期の約９９％が経過したときに終端する、請求項１に記載のコントローラ。
前記スイッチは、前記コントローラと同一の集積回路に含まれる、請求項１に記載のコントローラ。
前記スイッチは、前記バックコンバータのローサイドスイッチである、請求項１に記載のコントローラ。
前記バックコンバータは、変圧器分離を含む、請求項１に記載のコントローラ。
前記乗算器は、前記区分線形ランプ波信号と前記バックコンバータの前記出力電圧中のエラーを表わすエラー信号とに応じた拡大されたランプ波信号を生成するように結合される、請求項１に記載のコントローラ。
前記バックコンバータは、結合されるインダクタ上に、検出巻線を含み、前記エラー信号を生成するために用いられる出力検出電圧を検出する、請求項１３に記載のコントローラ。
前記ランプ波発生器によって受けられるように結合される発振信号と、前記駆動信号発生器によって受けられるように結合されるクロック信号とを生成するように結合される発振器をさらに備える、請求項１に記載のコントローラ。
バックコンバータの制御方法であって、
前記バックコンバータのスイッチ中の電流を表わす信号を積分し、積分された電流信号を生成するステップと、
区分線形ランプ波信号と前記バックコンバータの出力電圧に応じて生成されるエラー信号とに応じて拡大されたランプ波信号を生成するステップとを備え、前記区分線形ランプ波信号は、前記スイッチのスイッチング周期内に、傾きが有限で線形の複数のセグメントが後に続く実質的に傾きが０の遅延セグメントを含み、
前記拡大されたランプ波信号を前記積分された電流信号と比較し、前記バックコンバータの前記出力電圧を実質的に調節するために、前記スイッチを制御する駆動信号を生成するステップを備える、方法。
前記区分線形ランプ波信号は、前記スイッチング周期のほぼ開始から前記スイッチング周期の約５．５％が経過するまで、実質的に前記区分線形ランプ波信号の最大振幅である遅延セグメントを含む、請求項１６に記載の方法。
前記区分線形ランプ波信号は、前記スイッチング周期の約５．５％が経過した後に始まる第１のセグメントを含む、請求項１６に記載の方法。
前記区分線形ランプ波信号は、前記スイッチング周期の約５３％が経過した後に始まる第２のセグメントを含む、請求項１６に記載の方法。
前記区分線形ランプ波信号は、前記スイッチング周期の約７５％が経過した後に始まる第３のセグメントを含む、請求項１６に記載の方法。