TWI542128B - 直流至直流轉換器系統及用於直流至直流轉換的方法 - Google Patents

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Description

直流至直流轉換器系統及用於直流至直流轉換的方法
本發明係關於一種DC/DC轉換器系統，且更特定言之，係關於用於一串聯諧振DC/DC轉換器系統之混合控制技術。
本申請案主張於2011年5月25日申請之美國臨時專利申請案第61/489,856號之權益，其以全文引用的方式併入本文中。
切換模式電源(SMPS)(諸如，降壓轉換器、升壓轉換器、升降壓轉換器及返馳式轉換器)利用自輸入至輸出之電壓位準變換而執行直流(DC)至直流轉換。此等類型之電源轉換器通常使用切換裝置(諸如雙極性接面電晶體(BJT)或金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET))，其中切換頻率及脈衝寬度經調變以控制轉換器之操作參數(諸如，電壓增益或衰減)。在傳統的轉換器設計中出現的問題在於：根據輸出負載而改變之切換頻率增加至非所需之位準，以調節在輕負載或空負載條件下之輸出電壓。較高切換頻率為非所需之原因在於：即使初級側開關在零電壓條件下接通(稱為零電壓切換或ZVS)，但其等未在零電壓條件下關斷，此導致硬切換。因此，在輕負載條件下的極高切換頻率通常導致高切換損耗。
通常，本發明提供用於在正常負載及輕負載兩者條件下 之最佳操作之一串聯諧振DC至DC轉換器之混合控制技術。在本發明之某些實施例中，連同容許零電壓切換之新脈衝寬度調變(PWM)技術一起使用將脈衝頻率調變(PFM)與一上限頻率臨限值組合之新混合控制技術。此等技術在變化負載條件下控制轉換器，同時在初級側維持兩個開關之至少一者之零電壓切換。基於來自轉換器之輸出電壓之回饋之一回饋補償信號(Vcomp)被提供至PFM電路以判定在正常負載條件下之切換頻率。然而，切換頻率被箝位電壓(Vclmp)限制在高端以避免切換頻率過度增加。Vcomp信號亦被提供至PWM電路以判定在輕負載條件下之作用時間循環。PWM亦經組態以產生一切換模式，該切換模式經設計以藉由確保對於兩個開關之一者達成零電壓切換(ZVS)而使切換損耗最小化。
所主張之標的之特徵及優點將自與其一致之實施例之下文詳細描述中顯而易見，此描述應參照附圖加以考慮。
儘管下文詳細描述將參考說明性實施例來進行，但許多代替代、修改及其變化對於熟習此項技術者而言將是顯而易見的。
通常，本發明提供用於在正常負載及輕負載兩者條件下之最佳操作之一串聯諧振DC至DC轉換器之混合控制技術。在傳統的串聯諧振轉換器設計中出現的問題在於：根據輸出負載而改變之切換頻率增加至非所需位準，以調節在輕負載或空負載條件下之輸出電壓。較高切換頻率為非 所需之原因在於：即使初級側開關在零電壓條件下接通(稱為零電壓切換或ZVS)，但其等未在零電壓條件下關斷，此導致硬切換。因此，在輕負載條件下之極高切換頻率通常導致高切換損耗。一種現有的用於限制切換頻率在輕負載條件下增加之方法為所謂之突發模式操作，其中切換操作週期性地暫停且接著回復。然而，因為當切換操作暫停時輸出電壓下降，故突發模式操作經常引起輸出電壓的過多漣波。突發模式操作之另一問題為由突發之開關循環所產生之可聽雜訊。
防止極高切換頻率之另一可能方法係在輕負載條件下使用習知之脈衝寬度調變(PWM)操作。在習知之PWM，自關斷開關Q1至接通開關Q2之停滯時間(Q1至Q2之停滯時間)與Q2至Q1之停滯時間相同，且停滯時間隨著負載減小而增加以完成PWM操作。此方法不會導致增加的輸出電壓漣波或可聽雜訊。然而，由於逐漸增長之停滯時間，Q1及Q2之零電壓切換受到損耗。
在本發明之某些實施例中，連同容許零電壓切換之新PWM技術一起使用將PFM與上限頻率臨限值組合之新混合控制技術。此等技術在變化負載條件下控制轉換器，同時在初級側維持兩個開關之至少一者之零電壓切換。基於來自轉換器之輸出電壓之回饋之一回饋補償信號(Vcomp)被提供至PFM電路以判定在正常負載條件下之切換頻率。然而，切換頻率被箝位電壓(Vclmp)限制在高端以避免切換頻率過度增加。Vcomp信號亦被提供至PWM電路以判定在 輕負載條件下之作用時間循環，如將在下文更詳細解釋。PWM亦經組態以產生一切換模式，該切換模式經設計以藉由確保對於兩個開關(Q1及Q2)之一者達成零電壓切換(ZVS)而使切換損耗最小化。
圖1繪示與本發明之各種實施例一致之一DC/DC串聯諧振轉換器系統100。如將在下文解釋，PFM控制電路對切換頻率強加一上限，同時PWM控制電路藉由確保開關Q1恰好在開關Q2 122被關斷後接通而容許開關Q1 124之ZVS。
DC/DC轉換器100包含壓控振盪器(VCO)電路102、換流器電路104、變壓器電路106、次級階電路108及混合調變控制電路110。DC/DC轉換器系統100經組態以接收一輸入DC電壓(Vin)126且產生一輸出DC電壓(Vout)128。通常，DC/DC轉換器系統100之增益可受控於與變壓器電路106之諧振頻率(f0)相關之開關Q1 124及Q2 122之切換頻率(fs)。
壓控振盪器電路102經組態以循序對一脈衝頻率調變電容器(PFMcap)130充電及放電，使得PFMcap 130之電壓(VCT)132在一高電壓臨限值(在VCOMP>VCLMP的情況中為VCOMP 134或在VCOMP<VCLMP的情況中為VCLMP 136)與一低電壓臨限值(VTL)138之間振盪，例如，如由三角波形表示。一第一比較器112比較VCT與低臨限值VTL。一第二比較器114比較VCT與高臨限值(在VCOMP>VCLMP的情況中為VCOMP或在VCOMP<VCLMP的情況中為VCLMP)。此等比較器112、114之輸出設定及 重設SR正反器116之Q及Qn輸出，藉此產生一方波信號。該方波信號被限於由對操作參數VCLMP及VTL之選擇而判定之一頻率範圍，其將在下文圖2之描述中更充分描述。
換流器電路104包含一第一開關Q1 124及一第二開關Q2 122，其經組態以回應於至少部分基於來自壓控振盪器電路102之波形信號之閘極控制信號(分別為VGS1及VGS2)而接通及關斷。可提供延遲機構120以防止各開關同時導通。閘極控制信號VGS1 140、VGS2 142經組態以分別斷開及閉合開關Q1及Q2，產生一經調變之脈衝波形，藉此控制對變壓器電路106之初級側上之諧振電容器CR 144之充電及放電。此導致在變壓器電路106之次級側上之一輸出，其近似為正弦波形。
次級階電路108包括：一整流器二極體網路150，其用以整流正弦波形；及一低通濾波器電路152，其可為一RC網路，以使DC輸出電壓Vout 128平滑。
混合調變控制電路110使用脈衝頻率調變(PFM)與脈衝寬度調變(PWM)之一混合以取決於負載條件最佳化功率位準之控制，且維持DC至DC轉換器之一所要總增益。在正常操作條件下，使用具有50%之作用時間循環且在VGS1 140與VGS2 142之間具有一小的停滯時間之一習知PFM調變來達成Q1 124與Q2 122之零電壓切換。切換頻率通常需要隨著負載之減小而增加，以便維持一所要轉換器增益。然而，較高頻率導致切換損耗，故在輕負載條件下，切換頻率被固定在預設臨限值且使用PWM調變以維持轉換器增 益，同時限制切換頻率增加。
在正常PFM操作中，將自所要輸出電壓Vr 154與實際輸出電壓Vout 128之間的差異導出且回饋之一補償電壓Vcomp 134提供至PFM比較器114之經反相輸入，其判定切換頻率。回饋係透過回饋機構160及162而完成，回饋機構160及162可為光電耦合或其他合適機構。當補償電壓Vcomp 134低於箝位電壓Vclmp 136時，PFM比較器114之經反相輸入被箝位在Vclmp，其使切換頻率固定。此外，在PWM比較器118處比較補償電壓Vcomp與PFMcap 130之電壓(VCT)132以控制作用時間循環且維持Q1 124之零電壓切換。
圖2繪示與本發明之一個實施例一致之各種信號之一時序圖200。可見VCT 210為在低端處之VTL 206與在高端處之Vcomp 202或者Vclmp 204之間振盪之三角波形，為Vcomp 202或Vclmp 204分別取決於電路是在PFM模式240或PWM模式250中。當Vcomp 202超過Vclmp 204時，電路係在PFM模式240中，且VCT之頻率回應於減小的輸出負載隨著Vcomp減小而增加。當Vcomp降到Vclmp以下時，電路轉變為PWM模式，且VCT被PFM比較器114箝位在高端Vclmp處，PFM比較器114將VCT維持在一恒定上限頻率。
在圖2中亦展示SR正反器116之輸出Q 220及經反相輸出Qn 222，SR正反器116提供與VCT之頻率匹配之一方波。此外，當電路在PWM模式中時，可見方波作用時間循環隨 著Vcomp減小而減小以提供對減小的輸出負載條件之一適當回應。
信號VGS1 230及VGS2 232繪示在開關Q1及Q2處之閘極電壓。圖繪示閘極電壓如何回應於改變之VCT 210而被驅動。具體言之，VGS2在VCT達到Vcomp不久之後接通，且當VCT達到VTL時VGS2關斷。VGS1恰好在VGS2關斷後接通。因為Q1恰好在Q2關斷後以一小的停滯時間接通，故可達成Q1之零電壓切換。
圖3繪示與本發明之各種實施例一致之一DC/DC串聯諧振轉換器系統300之一替代實施例。在此替代實施例中的PWM控制藉由確保開關Q2恰好在開關Q1 324關斷後接通而容許開關Q2 322之ZVS。
DC/DC轉換器300包括壓控振盪器(VCO)電路302、反相器電路304、變壓器電路306、次級階電路308及混合調變控制電路310。DC/DC轉換器系統300經組態以接收一輸入DC電壓(Vin)326且產生一輸出DC電壓(Vout)328，且在多數方面類似於圖1之電路，除了混合控制電路310以外。
混合控制電路310使用脈衝頻率調變(PFM)與脈衝寬度調變(PWM)之一混合以取決於負載條件最佳化對功率位準之控制，且維持DC至DC轉換器之一所要總增益。在正常操作條件下，使用具有50%的作用時間循環且在VGS1 340與VGS2 342之間具有小的停滯時間之一習知PFM調變來達成Q1 324與Q2 322之零電壓切換。切換頻率通常需要隨著負載減小而增加，以便維持一所要轉換器增益。然而，較高 頻率導致切換損耗，故在輕負載條件下，切換頻率被固定在預設臨限值且使用PWM調變來維持轉換器增益，同時限制切換頻率增加。
在正常PFM操作中，將自所要輸出電壓Vr 354與實際輸出電壓Vout 328之間的差異導出及回饋之一補償電壓Vcomp 334提供至PFM比較器314之經反相輸入，其判定切換頻率。當補償電壓Vcomp 334低於箝位電壓Vclmp 336時，PFM比較器314之經反相輸入被箝位在Vclmp，其使切換頻率固定。此外，在PWM比較器318處比較PFMcap 330之電壓(VCT 332)與自Vclmp-Vcomp+VTL計算出之一信號以控制作用時間循環且維持Q2 322之零電壓切換。
圖4繪示與本發明之一替代實施例一致之各種信號之一時序圖400。可見VCT 410為在低端處之VTL 406與在高端處之Vcomp 402或者Vclmp 404之間振盪之三角波形，為Vcomp 402或Vclmp 404分別取決於電路是否在PFM模式440或PWM模式450中。當Vcomp 402超過Vclmp 404時，電路係在PFM模式440中，且VCT之頻率回應於減小的輸出負載隨著Vcomp減小而增加。當Vcomp降到Vclmp以下時，電路轉變為PWM模式，且VCT被PFM比較器114箝位在高端Vclmp處，PFM比較器114將VCT維持在一恒定上限頻率。
在圖4中亦展示SR正反器116的輸出Q 420及經反相輸出Qn 422，SR正反器116提供與VCT之頻率匹配之一方波。此外，當電路在PWM模式中時，可見方波作用時間循環隨 著Vcomp減小而減小以提供對減小的輸出負載條件之一適當回應。
信號VGS1 430及VGS2 432繪示在開關Q1及Q2處之閘極電壓。圖繪示閘極電壓如何回應於改變之VCT 410而被驅動。具體言之，在VCT達到Vclmp-Vcomp+VTL 412不久之後VGS1接通，且當VCT達到Vclmp時VGS1關斷。VGS2恰好在VGS1關斷後接通。因為Q2恰好在Q1關斷後以一小的停滯時間接通，故可達成Q2之零電壓切換。
圖5繪示PWM模式中之一切換模式之一時序圖500以最小化切換損耗，使得Q2至Q1之轉變一直容許Q1之零電壓切換(ZVS)。時間線502展示變壓器初級側電流(Ip)。時間線504繪示跨開關Q1之Vds電壓。時間線506繪示VGS1及VGS2之開關切換。Q2之導通在變壓器中形成電流(Ip)，且儲存在變壓器電感中的能量在Q2關斷後的停滯時間期間使開關Q1之輸出電容(Coss)放電。可見在施加閘極驅動信號Vgs1前，Q1之汲極至源極電壓達到零，使得Q1以零電壓接通。
圖6繪示與本發明之各種實施例一致之一DC至DC串聯諧振轉換器系統相關聯之各種效能參數600。轉換器的增益展示於垂直軸上，其隨在水平軸上的在自10%至100%之變化之負載條件下之切換頻率而變。如可見，切換頻率通常需要隨著負載減小而增加，以便維持一所要增益(在此情況中值為0.9)。
圖7繪示與本發明一致之一例示性實施例之操作700之一 流程圖。在操作710處，藉由產生一第一閘極控制信號及一第二閘極控制信號以分別斷開及閉合一第一開關及一第二開關而將一DC輸入信號換流為一AC信號。在操作720處，將該AC信號變換成一正弦AC信號。在操作730處，將該正弦AC信號整流成一DC輸出信號。在操作740處，調變該第一閘極控制信號及該第二閘極控制信號。該調變包含脈衝頻率調變(PFM)及脈衝寬度調變(PWM)。
根據一態樣，本發明之特徵在於一DC至DC轉換器系統。該DC至DC轉換器系統包含具有一第一及一第二開關之一換流器電路。該換流器電路經組態以產生一第一閘極控制信號及一第二閘極控制信號，第一閘極控制信號及第二閘極控制信號經組態以分別斷開及閉合第一及第二開關，且自一DC輸入信號產生一AC信號。該DC至DC轉換器系統亦包含一變壓器電路，該變壓器電路經組態以將AC信號變換成一正弦AC信號。該DC至DC轉換器系統進一步包含一次級階電路，該次級階電路經組態以將正弦AC信號整流成一DC輸出信號。該DC至DC轉換器系統進一步包含一混合控制電路，該混合控制電路經組態以調變第一閘極控制信號及第二閘極控制信號，其中該調變包含脈衝頻率調變(PFM)及脈衝寬度調變(PWM)。
根據另一態樣，本發明之特徵在於一種方法，該方法包含藉由產生一第一閘極控制信號及一第二閘極控制信號以分別斷開及閉合一第一及一第二開關而將一DC輸入信號換流為一AC信號。該方法亦包含將AC信號變換成一正弦 AC信號。該方法進一步包含將該正弦AC信號整流成一DC輸出信號。該方法進一步包含調變該第一閘極控制信號及該第二閘極控制信號，其中該調變包含脈衝頻率調變(PFM)及脈衝寬度調變(PWM)。
術語「開關」可體現為此項技術中已知的MOSFET開關(例如，個別NMOS及PMOS元件)、BJT開關及/或其他切換電路。此外，如在本文任意實施例中使用之「電路(circuitry或circuit)」可單獨地或以任意組合包括(例如)硬連線電路、可程式化電路、狀態機電路及/或包含於一較大系統中的電路，例如，可包含於一積體電路中的元件。
本文使用的術語及表達係用作描述術語且不具有限制性，且在使用此等術語及表達時無意排除所展示及描述之特徵之任意等效物(或其部分)，且應認識到，在申請專利範圍內的各種修改係可能的。因此，申請專利範圍意欲涵蓋所有此等等效物。各種特徵、態樣及實施例已在本文予以描述。熟習此項技術者將理解，該等特徵、態樣及實施例易於彼此組合，以及易於變化及修改。因此，應視本發明包含此等組合、變化及修改。
100‧‧‧DC/DC串聯諧振轉換器系統/DC/DC轉換器/DC/DC轉換器系統
102‧‧‧壓控振盪器電路
104‧‧‧換流器電路
106‧‧‧變壓器電路
108‧‧‧次級階電路
110‧‧‧混合調變控制電路
112‧‧‧第一比較器
114‧‧‧第二比較器/PFM比較器
116‧‧‧SR正反器
118‧‧‧PWM比較器
120‧‧‧延遲機構
122‧‧‧開關Q2
124‧‧‧開關Q1
126‧‧‧輸入DC電壓(Vin)
128‧‧‧輸出DC電壓(Vout)
130‧‧‧脈衝頻率調變電容器/PFMcap
132‧‧‧PFMcap之電壓(VCT)
134‧‧‧補償電壓Vcomp
136‧‧‧箝位電壓Vclmp
138‧‧‧低電壓臨限值(VTL)
140‧‧‧閘極控制信號VGS1
142‧‧‧閘極控制信號VGS2
144‧‧‧諧振電容器CR
150‧‧‧整流器二極體網路
152‧‧‧低通濾波器電路
154‧‧‧輸出電壓Vr
160‧‧‧回饋機構
162‧‧‧回饋機構
200‧‧‧各種信號之時序圖
202‧‧‧補償電壓Vcomp
204‧‧‧箝位電壓Vclmp
206‧‧‧低電壓臨限值VTL
210‧‧‧PFMcap之電壓VCT
220‧‧‧SR正反器之輸出Q
222‧‧‧經反相之輸出Qn
230‧‧‧閘極控制信號VGS1
232‧‧‧閘極控制信號VGS2
240‧‧‧PFM模式
250‧‧‧PWM模式
300‧‧‧DC/DC串聯諧振轉換器系統/DC/DC轉換器/DC/DC轉換器系統
302‧‧‧壓控振盪器電路
304‧‧‧反相器電路
306‧‧‧變壓器電路
308‧‧‧次級階電路
310‧‧‧混合調變控制電路
314‧‧‧PFM比較器
318‧‧‧PWM比較器
322‧‧‧開關Q2
324‧‧‧開關Q1
326‧‧‧輸入DC電壓(Vin)
328‧‧‧輸出DC電壓(Vout)
330‧‧‧脈衝頻率調變電容器PFMcap
332‧‧‧PFMcap之電壓VCT
334‧‧‧補償電壓Vcomp
336‧‧‧箝位電壓Vclmp
340‧‧‧閘極控制信號VGS1
342‧‧‧閘極控制信號VGS2
354‧‧‧輸出電壓Vr
400‧‧‧各種信號之時序圖
402‧‧‧補償電壓Vcomp
404‧‧‧箝位電壓Vclmp
406‧‧‧低電壓臨限值VTL
410‧‧‧PFMcap之電壓VCT
412‧‧‧電壓Vclmp-Vcomp+VTL
420‧‧‧SR正反器的輸出Q
422‧‧‧經反相之輸出Qn
430‧‧‧閘極控制信號VGS1
432‧‧‧閘極控制信號VGS2
440‧‧‧PFM模式
450‧‧‧PWM模式
500‧‧‧PWM模式中之一切換模式之時序圖
502‧‧‧時間線
504‧‧‧時間線
506‧‧‧時間線
Ip‧‧‧變壓器初級側電流
Vgs1‧‧‧閘極驅動信號
圖1繪示與本發明之各種實施例一致之一DC至DC串聯諧振轉換器系統；圖2繪示與本發明之一實施例一致之各種信號之一時序圖；圖3繪示與本發明之各種實施例一致之一DC/DC串聯諧 振轉換器系統之一替代實施例；圖4繪示與本發明之一替代實施例一致之各種信號之一時序圖；圖5繪示與本發明之一實施例一致之在PWM模式中之一切換模式之一時序圖；圖6繪示與本發明之各種實施例一致之一DC至DC串聯諧振轉換器系統相關聯之各種效能參數；及圖7繪示與本發明一致之一例示性實施例之操作之一流程圖。
100‧‧‧DC/DC串聯諧振轉換器系統/DC/DC轉換器/DC/DC轉換器系統
102‧‧‧壓控振盪器電路
104‧‧‧換流器電路
106‧‧‧變壓器電路
108‧‧‧次級階電路
110‧‧‧混合調變控制電路
112‧‧‧第一比較器
114‧‧‧第二比較器/PFM比較器
116‧‧‧SR正反器
118‧‧‧PWM比較器
120‧‧‧延遲機構
122‧‧‧開關Q2
124‧‧‧開關Q1
126‧‧‧輸入DC電壓(Vin)
128‧‧‧輸出DC電壓(Vout)
130‧‧‧脈衝頻率調變電容器/PFMcap
132‧‧‧PFMcap之電壓(VCT)
134‧‧‧補償電壓Vcomp
136‧‧‧箝位電壓Vclmp
138‧‧‧低電壓臨限值(VTL)
140‧‧‧閘極控制信號VGS1
142‧‧‧閘極控制信號VGS2
144‧‧‧諧振電容器CR
150‧‧‧整流器二極體網路
152‧‧‧低通濾波器電路
154‧‧‧輸出電壓Vr
160‧‧‧回饋機構
162‧‧‧回饋機構

Claims (16)

  1. 一種DC至DC轉換器系統，其包含：換流器電路，其具有一第一開關及一第二開關，該換流器電路經進一步組態以產生一第一閘極控制信號及一第二閘極控制信號，該第一閘極控制信號及該第二閘極控制信號經組態以分別斷開及閉合該第一開關及該第二開關，且自一DC輸入信號產生一AC信號；變壓器電路，其經組態以將該AC信號變換成一正弦AC信號；第二階電路，其經組態以將該正弦AC信號整流成一DC輸出信號；及控制電路，其經組態以調變該第一閘極控制信號及該第二閘極控制信號，其中該調變包含脈衝頻率調變(PFM)及脈衝寬度調變(PWM)，該控制電路經組態以在第一負載條件下之該脈衝寬度調變(PWM)與第二負載條件下之該脈衝頻率調變(PFM)之間切換，該等第二負載條件係大於該等第一負載條件。
  2. 如請求項1之DC至DC轉換器系統，其中該PFM被限於一預設上限頻率臨限值。
  3. 如請求項2之DC至DC轉換器系統，其中當該PFM達到該預設上限頻率臨限值時，該PWM調變該閘極控制信號。
  4. 如請求項1之DC至DC轉換器系統，其中該PFM經組態以在包括一停滯時間之約50%的作用時間循環操作，使得該第一開關及該第二開關之該閉合在跨該等開關之各者 之一大體上零電壓發生。
  5. 如請求項1之DC至DC轉換器系統，其中該PWM經組態使得該第一開關及該第二開關之一者之該閉合在跨該開關之一大體上零電壓發生。
  6. 如請求項2之DC至DC轉換器系統，其進一步包括壓控振盪器電路，該壓控振盪器電路經組態以循序對一脈衝頻率調變電容器(PFMcap)充電及放電，使得該PFMcap之電壓(VCT)在一高電壓臨限值(VTH)與一低電壓臨限值(VTL)之間以三角波形振盪。
  7. 如請求項6之DC至DC轉換器系統，其中比較該VCT與一箝位電壓以將該PFM限於該預設上限頻率臨限值。
  8. 如請求項6之DC至DC轉換器系統，其進一步包括一回饋補償電路，其中比較該VCT與一比較電壓(Vcomp)以調整與該PWM相關聯之一作用時間循環，其中該Vcomp源於該回饋補償電路以調節該DC輸出信號。
  9. 一種用於DC至DC轉換的方法，其包含：藉由產生一第一閘極控制信號及一第二閘極控制信號以分別斷開及閉合一第一開關及一第二開關而將一DC輸入信號換流為一AC信號；將該AC信號變換成一正弦AC信號；將該正弦AC信號整流成一DC輸出信號；及調變該第一閘極控制信號及該第二閘極控制信號，其中該調變包含脈衝頻率調變(PFM)及脈衝寬度調變(PWM)，該調變在第一負載條件下之該脈衝寬度調變 (PWM)與第二負載條件下之該脈衝頻率調變(PFM)之間切換，該等第二負載條件係大於該等第一負載條件。
  10. 如請求項9之方法，其進一步包括將該PFM限於一預設上限頻率臨限值。
  11. 如請求項10之方法，其進一步包括當該PFM達到該預設上限頻率臨限值時，該PWM調變該閘極控制信號。
  12. 如請求項9之方法，其進一步包括：在包括一停滯時間之約50%的作用時間循環操作該PFM，使得該第一開關及該第二開關之該閉合在跨該等開關之各者之一大體上零電壓發生。
  13. 如請求項9之方法，其進一步包括操作該PWM使得該第一開關及該第二開關之一者之該閉合在跨該開關之一大體上零電壓發生。
  14. 如請求項10之方法，其進一步包括循序對一脈衝頻率調變電容器(PFMcap)充電及放電，使得該PFMcap之電壓(VCT)在一高電壓臨限值(VTH)與一低電壓臨限值(VTL)之間以三角波形振盪。
  15. 如請求項14之方法，其進一步包括比較該VCT與一箝位電壓以將該PFM限於該預設上限頻率臨限值。
  16. 如請求項14之方法，其進一步包括比較該VCT與一比較電壓(Vcomp)以調整與該PWM相關聯之一作用時間循環，其中該Vcomp源於該DC輸出信號之回饋以調節該DC輸出信號。
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