KR20120132355A - 직렬 공진 컨버터에 대한 하이브리드 제어 기술 - Google Patents

직렬 공진 컨버터에 대한 하이브리드 제어 기술 Download PDF

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Abstract

DC-DC 컨버터 시스템은 제1 스위치 및 제2 스위치를 갖는 인버터 회로를 포함하며, 이 인버터 회로는, 각각 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 개방 및 폐쇄하도록 구성된 제1 게이트 제어 신호 및 제2 게이트 제어 신호를 발생하고, DC 입력 신호로부터 AC 신호를 발생하도록 구성된다. DC-DC 컨버터 시스템은, AC 신호를 정현파 AC 신호로 변환하도록 구성된 트랜스포머 회로와, 정현파 AC 신호를 정류하여 DC 출력 신호로 하도록 구성된 제2 스테이지 회로와, 제1 게이트 제어 신호 및 제2 게이트 제어 신호를 변조하도록 구성된 하이브리드 제어 회로를 포함하며, 상기 변조는 펄스 주파수 변조(PFM) 및 펄스 폭 변조(PWM)를 포함한다.

Description

직렬 공진 컨버터에 대한 하이브리드 제어 기술{HYBRID CONTROL TECHNIQUES FOR SERIES RESONANT CONVERTER}
관련 출원의 상호 참조
본 출원은 2011년 5월 25일자로 출원된 미국 가특허 출원 번호 61/489,856의 이점을 주장하며, 이 특허 출원은 그 전체 내용이 본 명세서에 원용되어 있다.
발명의 분야
본 발명은 DC-DC 컨버터 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 직렬 공진 컨버터에 대한 하이브리드 제어 기술에 관한 것이다.
종래의 직렬 공진 컨버터 설계에서 발생하는 문제점은, 출력 부하를 함수로 하여 변화되는 스위칭 주파수가 경부하(light load) 상태 또는 무부하 상태 하에서는 출력 전압을 안정화(regulate)하기 위해 바람직하지 않은 레벨까지 증가한다는 것이다. 더 높은 스위칭 주파수가 바람직하지 않은 이유는, 1차측 스위치(primary side switch)가 제로 전압 조건(제로 전압 스위칭 또는 ZVS로 지칭됨) 하에서 턴온되는 경우에도, 이들 스위치가 제로 전압 조건 하에서 턴오프되지 않아, 하드 스위칭(hard switching)을 발생하기 때문이다. 그러므로, 경부하 상태에서의 극히 높은 스위칭 주파수는 통상적으로 높은 스위칭 손실을 발생한다. 경부하 상태 하에서의 스위칭 주파수 증가를 제한하기 위한 한 가지 종래의 방법으로는, 스위칭 동작이 주기적으로 중단되었다가 다시 재개되는 버스트 모드 동작으로 지칭되는 방법이 있다. 그러나, 버스트 모드 동작은 일반적으로 스위칭 동작이 중단되는 동안 출력 전압이 강하되기 때문에 출력 전압 상에 너무 많은 리플(ripple)을 초래한다. 버스트 모드 동작의 또 다른 문제점은 버스트의 온 오프 사이클링에 의해 발생되는 가청 잡음이다.
극히 높은 스위칭 주파수를 방지하는 또 다른 가능한 방법은 경부하 상태 하에서 종래의 펄스 폭 변조(PWM) 동작을 채용하는 것이다. 종래의 PWM 하에서, 스위치 Q1의 턴오프에서부터 스위치 Q2의 턴온까지의 기간인 데드 타임(dead time)(Q1-to-Q2 데드 타임)은 Q2-to-Q1 데드 타임과 동일하며, 이들 데드 타임은 PWM 동작을 달성하기 위해 부하가 증가함에 따라 증가하게 된다. 이 방법은 출력 전압 리플 또는 가청 잡음을 증가시키지는 않는다. 그러나, 길게 늘어난 데드 타임으로 인하여 Q1 및 Q2의 제로 전압 스위칭이 상실된다.
본 발명은 정상 부하 상태 및 경부하 상태 하에서 최적의 동작을 위한 직렬 공진 DC-DC 컨버터에 대한 하이브리드 제어 기술을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 DC-DC 컨버터 시스템은, 제1 스위치 및 제2 스위치를 가지며, 각각 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 개방 및 폐쇄하도록 구성된 제1 게이트 제어 신호 및 제2 게이트 제어 신호를 발생하고, DC 입력 신호로부터 AC 신호를 발생하도록 구성된 인버터 회로; 상기 AC 신호를 정현파(sinusoidal) AC 신호로 변환하도록 구성된 트랜스포머(transformer) 회로; 상기 정현파 AC 신호를 정류하여 DC 출력 신호로 하도록 구성된 제2 스테이지 회로; 및 상기 제1 게이트 제어 신호 및 상기 제2 게이트 제어 신호를 변조하도록 구성된 하이브리드 제어 회로를 포함하며, 상기 변조는 펄스 주파수 변조(PFM) 및 펄스 폭 변조(PWM)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명이 기술 요지의 특징 및 장점은 기술 요지에 부합하는 실시예에 대한 이하의 상세한 설명으로부터 명확하게 될 것이며, 이러한 상세한 설명은 첨부 도면을 참조하여 고려되어야 한다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 DC-DC 직렬 공진 컨버터 시스템을 도시하고 있다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 부합하는 다양한 신호의 타이밍도를 도시하고 있다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 DC-DC 직렬 공진 컨버터 시스템의 다른 실시예를 도시하고 있다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 부합하는 다양한 신호의 타이밍도를 도시하고 있다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 PWM 모드에 대한 스위칭 패턴의 타이밍도를 도시하고 있다.
도 6은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 DC-DC 직렬 공진 컨버터 시스템에 관련된 다양한 성능 파라미터를 도시하고 있다.
도 7은 본 발명에 따른 일례의 실시예의 동작에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
이하의 상세한 설명은 예시 실시예를 참조하여 이루어지지만, 이들 실시예에 대한 다수의 다른 실시예, 수정예 및 변형예 또한 당업자에게는 명백한 것일 것이다.
전반적으로, 본 발명은 정상 부하 상태 및 경부하(light load) 상태 하에서 최적의 동작을 위한 직렬 공진 DC-DC 컨버터에 대한 하이브리드 제어 기술을 제공한다.
본 발명의 특정 실시예에서는, 제한적인 상위 주파수 임계치를 갖는 PFM을 제로 전압 스위칭을 허용하는 신규의 PWM 기술과 조합한 신규의 하이브리드 제어 기술이 채용된다. 이들 기술은 1차측에서의 2개의 스위치 중의 적어도 하나의 스위치의 제로 전압 스위칭을 유지하면서 가변 부하 상태 하에서 컨버터를 제어한다. 정상 부하 상태 하에서의 스위칭 주파수를 결정하기 위해, 컨버터의 출력 전압으로부터의 피드백에 기초하는 피드백 보상 신호(VCOMP)가 PFM 회로에 제공된다. 그러나, 스위칭 주파수는 스위칭 주파수의 과도한 증가를 방지하기 위해 클램프 전압(VCLMP)에 의해 상단이 제한된다. VCOMP 신호는 또한 경부하 상태 하에서의 듀티 사이클을 결정하기 위해 PWM 회로에도 제공되며, 이에 대해서는 아래에 상세하게 설명될 것이다. PWM은 또한 제로 전압 스위칭(ZVS)이 2개의 스위치(Q1, Q2) 중의 하나에 대해 달성되도록 함으로써 스위칭 손실을 최소화하도록 설계된 스위치 패턴을 발생하도록 구성된다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 DC-DC 직렬 공진 컨버터 시스템(100)을 도시하고 있다. 아래에 설명되는 바와 같이, PFM 제어 회로는 스위칭 주파수에 대한 상한치를 정하는 한편, PWM 제어 회로는 스위치 Q2가 턴오프된 직후에 스위치 Q1이 턴온되도록 함으로써 스위치 Q1(124)의 ZVS를 허용한다.
DC-DC 컨버터(100)는 전압 제어 발진기(VCO) 회로(102), 인버터 회로(104), 트랜스포머(transformer) 회로(106), 2차 스테이지 회로(108), 및 하이브리드 변조 제어 회로(110)를 포함한다. DC-DC 컨버터 시스템(100)은 입력 DC 전압(VIN)(126)을 수신하고 출력 DC 전압(VOUT)(128)을 발생하도록 구성된다. 일반적으로, DC-DC 컨버터 시스템(100)의 이득은 트랜스포머 회로(106)의 공진 주파수(f0)에 관련한 스위치 Q1(124) 및 Q2(122)의 스위칭 주파수(fs)에 의해 제어될 수 있다.
전압 제어 발진기 회로(102)는 펄스 주파수 변조 커패시터(PFMcap)(130)의 전압(VCT)(132)이 예컨대 삼각파형으로 나타낸 바와 같이 높은 전압 임계치(VCOMP가 VCLMP보다 큰 경우에는 VCOMP(134), 또는 VCOMP가 VCLMP보다 작은 경우에는 VCLMP(136))와 낮은 전압 임계치(VTL)(138) 사이에서 발진하도록 PFMcap(130)를 순차적으로 충전 및 방전하도록 구성된다. 제1 비교기(112)는 VCT를 낮은 전압 임계치(VTL)에 대해 비교한다. 제2 비교기(114)는 VCT를 높은 전압 임계치(VCOMP가 VCLMP보다 큰 경우에는 VCOMP, 또는 VCOMP가 VCLMP보다 작은 경우에는 VCLMP)에 대해 비교한다. 이들 비교기(112, 114)의 출력은 SR 플립플롭(116)의 Q 및 Qn 출력을 세트 및 리셋하며, 이에 의해 구형파 신호를 생성한다. 구형파 신호는 연산 파라미터 VCLMP 및 VTL의 선택에 의해 결정되는 주파수 범위로 제한되며, 이에 대해서는 아래의 도 2의 설명에서 더욱 상세하게 설명될 것이다.
인버터 회로(104)는 적어도 부분적으로는 전압 제어 발진기 회로(102)로부터의 파형 신호에 기초한 게이트 제어 신호(각각 VGS1과 VGS2)에 응답하여 턴온 및 턴오프하도록 구성된 제1 스위치 Q1(124) 및 제2 스위치 Q2(122)를 포함한다. 각각의 스위치가 동시에 도통 상태로 되는 것을 방지하기 위해 지연 수단(120)이 제공될 수 있다. 게이트 제어 신호 VGS1(140) 및 VGS2(142)는 각각 스위치 Q1 및 Q2를 개방 및 폐쇄하도록 구성되어, 변조된 펄스 파형을 생성하며, 이에 의해 트랜스포머 회로(106)의 1차측에서의 공진 커패시터 CR(144)의 충전 및 방전을 제어한다. 이에 의하여, 정현파형(sinusoidal waveform)에 근접한 트랜스포머 회로(106)의 2차측의 출력을 발생한다.
2차 스테이지 회로(108)는, 정현파형을 정류하기 위한 정류기 다이오드 네트워크(150)와, DC 출력 전압 VOUT(128)을 평활화하기 위한 저역 통과 필터 회로(152)를 포함하며, 이 저역 통과 필터 회로는 RC 네트워크이어도 된다.
하이브리드 변조 제어 회로(110)는 부하 상태에 따라 파워 레벨의 제어를 최적화하고 또한 DC-DC 컨버터에 대한 요구된 전체적인 이득을 유지하기 위해 펄스 주파수 변조(PFM)와 펄스 폭 변조(PWM)를 함께 이용한다. 정상 작동 상태 하에서는, Q1(124)과 Q2(122)의 제로 전압 스위칭을 달성하기 위해, VGS1(140)과 VGS2(142) 사이의 작은 데드 타임을 갖는 50% 듀티 사이클을 갖는 종래의 PFM 변조가 이용된다. 스위칭 주파수는 일반적으로 요구된 컨버터 이득을 유지하기 위해 부하가 감소함에 따라 증가할 필요가 있다. 그러나, 더 높은 주파수는 스위칭 손실을 발생하며, 이로써 경부하 상태 하에서는 스위칭 주파수가 사전 설정된 임계치로 고정되며, 스위칭 주파수 증가를 제한하면서 컨버터 이득을 유지하기 위해 PWM 변조가 채용된다.
정상적인 PFM 동작에서는, 요구된 출력 전압 VR(154)과 실제 출력 전압 VOUT(128) 간의 차로부터 구해져 피드백되는 보상 전압 VCOMP(134)이 PFM 비교기(114)의 반전 입력단에 제공되어, 스위칭 주파수를 결정한다. 피드백은 피드백 수단(160, 162)을 통해 달성되며, 이 피드백 수단은 광전 커플링(opto-electric coupling) 또는 다른 적합한 수단이어도 된다. 보상 전압 VCOMP(134)이 클램프 전압 VCLMP(136)보다 낮을 때, PFM 비교기(114)의 반전 입력은 스위칭 주파수를 고정하는 VCLMP로 클램핑된다. 추가로, 보상 전압 VCOMP은 듀티 사이클을 제어하고 Q1(124)의 제로 전압 스위칭을 유지하기 위해 PWM 비교기(118)에서 PFMcap(130)의 전압 VCT(132)과 비교된다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 부합하는 다양한 신호의 타이밍도(200)를 도시하고 있다. VCT(210)는, 회로가 각각 PFM 모드(240)에 있는지 아니면 PWM 모드(250)에 있는지의 여부에 따라, 하단에 있는 전압 VTL(206)과 상단에 있는 전압 VCOMP(202) 또는 VCLMP(204) 중의 하나 사이에서 발진하는 삼각파형이 되는 것으로 나타내어져 있다. VCOMP(202)가 VCLMP(204)를 초과할 때, 회로는 PFM 모드(240)에 있으며, 출력 부하의 감소에 응답하여 VCOMP가 감소함에 따라 VCT의 주파수가 증가한다. VCOMP가 VCLMP 아래로 떨어질 때, 회로는 PWM 모드로 천이(transition)하고, VCT는 VCT를 일정한 상한 주파수로 유지하는 PFM 비교기(114)에 의해 상단이 VCLMP로 클램핑된다.
도 2에는 또한 VCT의 주파수에 부합하는 구형파형을 제공하는 SR 플립플롭(116)의 출력 Q(220) 및 반전 출력 Qn(222)이 도시되어 있다. 또한, 회로가 PWM 모드에 있을 때, 감소하는 출력 부하 상태에 대한 적합한 응답을 제공하기 위해 VCOMP가 감소함에 따라 구형파형 듀티 사이클이 감소한다는 것을 알 수 있다.
신호 VGS1(230) 및 VGS2(232)는 스위치 Q1 및 Q2에서의 게이트 전압을 나타낸다. 이 도면은 변화하는 VCT(210)에 응답하여 게이트 전압이 어떻게 구동되어야 하는지를 보여주고 있다. 구체적으로, VGS2는 VCT가 VCOMP에 도달한 직후에 턴온하고, VCT가 VTL에 도달할 때에는 턴오프한다. VGS1은 VGS2가 턴온프된 직후에 턴온된다. 작은 데드 타임으로 Q2가 턴오프된 직후에 Q1이 턴온되므로, Q1에 대한 제로 전압 스위칭이 달성될 수 있다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 DC-DC 직렬 공진 컨버터 시스템(300)의 다른 실시예를 도시하고 있다. 이 실시예에서의 PWM 제어는 스위치 Q1(324)이 턴오프된 직후에 스위치 Q2가 턴온되도록 함으로써 스위치 Q2(322)의 제로 전압 스위칭을 가능하게 한다.
DC-DC 컨버터(300)는 전압 제어 발진기(VCO) 회로(302), 인버터 회로(304), 트랜스포머 회로(306), 2차 스테이지 회로(308), 및 하이브리드 변조 제어 회로(310)를 포함한다. DC-DC 컨버터 회로(300)는 입력 DC 전압 VIN(326)을 수신하고 출력 DC 전압 VOUT(328)을 발생하도록 구성되며, 하이브리드 제어 회로(310)를 제외하고는 대부분 도 1의 회로와 유사하다.
하이브리드 제어 회로(310)는 부하 상태에 따라 파워 레벨의 제어를 최적화하고 또한 DC-DC 컨버터에 대한 요구된 전체적인 이득을 유지하기 위해 펄스 주파수 변조(PFM) 및 펄스 폭 변조(PWM)를 함께 이용한다. 정상 작동 상태 하에서, Q1(324)과 Q2(322)의 제로 전압 스위칭을 달성하기 위해, VGS1(340)과 VGS2(342) 사이의 작은 데드 타임을 갖는 50% 듀티 사이클을 갖는 종래의 PFM 변조가 이용된다. 스위칭 주파수는 일반적으로 요구된 컨버터 이득을 유지하기 위해서는 부하가 감소함에 따라 증가될 필요가 있다. 그러나, 더 높은 주파수는 스위칭 손실을 발생하므로, 경부하 상태 하에서는, 스위칭 주파수는 사전 설정된 임계치로 고정되며, 스위칭 주파수 증가를 제한하면서 컨버터 이득을 유지하기 위해 PWM 변조가 채용된다.
정상적인 PFM 동작에서, 요구된 출력 전압 VR(354)과 실제 출력 전압 VOUT(328) 간의 차로부터 구해져 피드백되는 보상 전압 VCOMP(334)이 PFM 비교기(314)의 반전 입력단에 제공되어, 스위칭 주파수를 결정한다. 보상 전압 VCOMP(334)이 클램프 전압 VCLMP(336)보다 낮을 때, PFM 비교기(314)의 반전 입력은 스위칭 주파수를 고정하는 VCLMP로 클램핑된다. 추가로, 듀티 사이클을 제어하고 Q2(322)의 제로 전압 스위칭을 유지하기 위해, PWM 비교기(318)에서, PFMcap(330)의 전압 VCT(332)가 VCLMP - VCOMP + VTL로부터 계산된 신호와 비교된다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 부합하는 다양한 신호의 타이밍도(400)를 도시하고 있다. VCT(410)는, 회로가 각각 PFM 모드(440)에 있는지 아니면 PWM 모드(450)에 있는지의 여부에 따라, 하단에서의 전압 VTL(406)과 상단에서의 전압 VCOMP(402) 또는 VCLMP(404) 중의 하나 사이에서 발진하는 삼각파형이 되는 것으로 나타내어져 있다. VCOMP(402)가 VCLMP(404)를 초과할 때, 회로는 PFM 모드(440)에 있으며, 출력 부하의 감소에 응답하여 VCOMP가 감소함에 따라 VCT의 주파수가 증가한다. VCOMP가 VCLMP 아래로 떨어질 때, 회로는 PWM 모드로 천이하고, VCT는 VCT를 일정한 상한 주파수로 유지하는 PFM 비교기(114)에 의해 상단이 VCLMP로 클램핑된다.
도 4에는 또한 VCT의 주파수에 부합하는 구형파형을 제공하는 SR 플립플롭(316)의 출력 Q(420) 및 반전 출력 Qn(422)이 도시되어 있다. 또한, 회로가 PWM 모드에 있을 때, 감소하는 출력 부하 상태에 대한 적합한 응답을 제공하기 위해 VCOMP가 감소함에 따라 구형파형 듀티 사이클이 감소한다는 것을 알 수 있다.
신호 VGS1(430) 및 VGS2(432)는 스위치 Q1 및 Q2에서의 게이트 전압을 나타낸다. 이 도면은 변화하는 VCT(410)에 응답하여 게이트 전압이 어떻게 구동되어야 하는지를 보여주고 있다. 구체적으로, VGS1은 VCT가 VCLMP - VCOMP + VTL(412)에 도달한 직후에 턴온하고, VCT가 VCLMP에 도달할 때에는 턴오프한다. VGS2는 VGS1이 턴온프된 직후에 턴온된다. 작은 데드 타임으로 Q1이 턴오프된 직후에 Q2가 턴온되므로, Q2에 대한 제로 전압 스위칭이 달성될 수 있다.
도 5는 Q2-Q1 천이가 항상 Q1의 제로 전압 스위칭(ZVS)을 허용하도록 스위칭 손실을 최소화하기 위한 PWM 모드에 대한 스위칭 패턴의 타이밍도(500)를 도시하고 있다. 타임라인 502는 트랜스포머 1차측 전류(Ip)를 나타내고 있다. 타임라인 504는 스위치 Q1 양단의 Vds 전압을 나타내고 있다. 타임라인 506은 VGS1 및 VGS2의 온 오프 스위칭을 나타내고 있다. Q2의 도통은 트랜스포머에서 전류(Ip)를 높이며, 트랜스포머 인덕턴스에 저장된 에너지가 Q2가 턴오프된 후의 데드 타임 동안 스위치 Q1의 출력 커패시턴스(Coss)를 방전한다. 게이트 구동 신호 Vgs1이 인가되기 전에 Q1의 드레인-소스 전압이 영(0)에 도달하며, 이로써 Q1이 제로 전압으로 턴온된다는 것을 알 수 있다.
도 6은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 DC-DC 직렬 공진 컨버터 시스템에 관련된 다양한 성능 파라미터(600)를 도시하고 있다. 컨버터의 이득은 부하 상태가 10%에서 100%의 범위로 변화하는 상태에서 수평축 상의 스위칭 주파수를 함수로 하여 수직축에 나타내어져 있다. 알 수 있는 바와 같이, 요구된 이득, 즉 이 경우에는 0.9의 값을 유지하기 위해서는 부하가 감소될 때에 스위칭 주파수는 일반적으로 증가될 필요가 있다.
도 7은 본 발명에 따른 일례의 실시예의 동작(700)의 흐름도를 도시하고 있다. 단계 710에서는, 각각 제1 스위치와 제2 스위치를 개방 및 폐쇄하기 위해 제1 및 제2 게이트 제어 신호를 발생함으로써 DC 입력 신호가 AC 신호로 인버트된다. 단계 720에서는, AC 신호가 정현파 AC 신호로 변환된다. 단계 730에서는, 정현파 AC 신호가 정류되어 DC 출력 신호로 된다. 단계 740에서는, 제1 및 제2 게이트 제어 신호가 변조된다. 이러한 변조는 펄스 주파수 변조(PFM) 및 펄스 폭 변조(PWM)를 포함한다.
일특징에 따라, 본 발명은 DC-DC 컨버터 시스템을 특징으로 한다. DC-DC 컨버터 시스템은 제1 및 제2 스위치를 갖는 인버터 회로를 포함한다. 인버터 회로는 각각 제1 및 제2 스위치를 개방 및 폐쇄하도록 구성된 제1 및 제2 게이트 제어 신호를 발생하고 또한 DC 입력 신호로부터 AC 신호를 발생하도록 구성된다. DC-DC 컨버터 시스템은 또한 AC 신호를 정현파 AC 신호로 변환하도록 구성된 트랜스포머 회로를 포함한다. DC-DC 컨버터 시스템은 또한 정현파 AC 신호를 DC 출력 신호로 정류하도록 구성된 제2 스테이지 회로를 포함한다. DC-DC 컨버터 시스템은 또한 제1 및 제2 게이트 제어 신호를 변조하도록 구성된 하이브리드 제어 회로를 포함하며, 이러한 변조는 펄스 주파수 변조(PFM) 및 펄스 폭 변조(PWM)를 포함한다.
또 다른 특징에 따라, 본 발명은 각각 제1 및 제2 스위치를 개방 및 폐쇄하기 위해 제1 및 제2 게이트 제어 신호를 발생함으로써 DC 입력 신호를 AC 신호로 인버트하는 단계를 포함하는 방법을 특징으로 한다. 상기 방법은 또한 AC 신호를 정현파 AC 신호로 변환하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 또한 정현파 AC 신호를 정류하여 DC 출력 신호로 하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 또한 제1 및 제2 게이트 제어 신호를 변조하는 단계를 포함하며, 이러한 변조는 펄스 주파수 변조(PFM) 및 펄스 폭 변조(PWM)를 포함한다.
"스위치"라는 표현은 MOSFET 스위치(예컨대, 개개의 NMOS 및 PMOS 요소), BJT 스위치, 및/또는 본 기술 분야에 공지되어 있는 다른 스위칭 회로로서 구현될 수 있다. 또한, "회로" 또는 "회로망"은 본 명세서의 실시예에 사용되고 있는 바와 같이 예컨대 하드와이어(hard-wired) 회로, 프로그래머블 회로, 상태 기기 회로, 및/또는 예컨대 집적회로에 포함될 수도 있는 요소와 같이 대규모 시스템에 포함되는 회로 중의 하나 또는 임의의 조합을 포함할 수 있다.
본 명세서에서 사용된 용어 및 표현은 설명을 위해 사용된 것이지 한정하기 위한 것이 아니고, 그러한 용어 및 표현을 사용하는 데에는 도시되고 설명된 특징(또는 그 일부)의 어떤 동등물이라도 배제하려는 의도가 없으며, 청구범위의 범위 내에서의 다양한 수정이 가능하다. 따라서, 청구범위는 그러한 모든 동등물을 포함하도록 의도된 것이다. 다양한 특징, 일면 및 구현예가 여기에 설명되어 왔다. 상기 특징, 일면 및 구현예는 변형 및 수정뿐 아니라 서로 조합도 허용되며, 해당 기술 분야의 당업자에 의하여 이해될 것이다. 따라서, 본 개시는 그러한 조합, 변형 및 수정을 망라하는 것으로 고려되어야 한다.

Claims (16)

  1. DC-DC 컨버터 시스템에 있어서,
    제1 스위치 및 제2 스위치를 가지며, 각각 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 개방 및 폐쇄하도록 구성된 제1 게이트 제어 신호 및 제2 게이트 제어 신호를 발생하고, DC 입력 신호로부터 AC 신호를 발생하도록 구성된 인버터 회로;
    상기 AC 신호를 정현파(sinusoidal) AC 신호로 변환하도록 구성된 트랜스포머 회로;
    상기 정현파 AC 신호를 정류하여 DC 출력 신호로 하도록 구성된 제2 스테이지 회로; 및
    상기 제1 게이트 제어 신호 및 상기 제2 게이트 제어 신호를 변조하도록 구성된 하이브리드 제어 회로
    를 포함하며,
    상기 변조는 펄스 주파수 변조(PFM) 및 펄스 폭 변조(PWM)를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 주파수 변조(PFM)는 사전 설정된 상위 주파수 임계치까지로 제한되는, DC-DC 컨버터 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 펄스 주파수 변조(PFM)가 상기 사전 설정된 상위 주파수 임계치에 도달할 때에, 상기 펄스 폭 변조(PWM)가 상기 게이트 제어 신호를 변조하는, DC-DC 컨버터 시스템.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 주파수 변조(PFM)는, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 폐쇄가 각각의 상기 스위치 양단에서의 실질적으로 제로 전압에서 발생하도록, 데드 타임(dead time)을 포함하는 대략 50 퍼센트 듀티 사이클로 작동하도록 구성되는, DC-DC 컨버터 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 폭 변조(PWM)는, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중의 하나의 스위치의 폐쇄가 상기 스위치 양단에서의 실질적으로 제로 전압에서 발생하도록 구성되는, DC-DC 컨버터 시스템.
  6. 제2항에 있어서,
    펄스 주파수 변조 커패시터(PFMcap)의 전압(VCT)이 높은 전압 임계치(VTH)와 낮은 전압 임계치(VTL) 사이에서 삼각파형으로 발진하도록 상기 PFMcap를 순차적으로 충전 및 방전하도록 구성된 전압 제어 발진기 회로를 더 포함하는, DC-DC 컨버터 시스템.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 VCT는 상기 펄스 주파수 변조(PFM)를 상기 사전 설정된 상위 주파수 임계치까지로 제한하기 위해 클램프 전압에 비교되는, DC-DC 컨버터 시스템.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 펄스 폭 변조(PWM)에 관련된 듀티 사이클을 조정하기 위해 상기 VCT가 비교 전압(VCOMP)에 비교되는 피드백 보상 회로를 더 포함하며, 상기 VCOMP는 상기 DC 출력 신호를 안정화(regulate)하기 위해 상기 피드백 보상 회로로부터 구해지는, DC-DC 컨버터 시스템.
  9. DC-DC 컨버젼 방법에 있어서,
    각각 제1 스위치 및 제2 스위치를 개방 및 폐쇄하기 위해 제1 게이트 제어 신호 및 제2 게이트 제어 신호를 발생함으로써 DC 입력 신호를 AC 신호로 인버트하는 단계;
    상기 AC 신호를 정현파 AC 신호로 변환하는 단계;
    상기 정현파 AC 신호를 정류하여 DC 출력 신호로 하는 단계; 및
    상기 제1 게이트 제어 신호 및 상기 제2 게이트 제어 신호를 변조하는 단계
    를 포함하며,
    상기 변조는 펄스 주파수 변조(PFM) 및 펄스 폭 변조(PWM)를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버젼 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 펄스 주파수 변조(PFM)를 사전 설정된 상위 주파수 임계치까지로 제한하는 단계를 더 포함하는, DC-DC 컨버젼 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 펄스 주파수 변조(PFM)가 상기 사전 설정된 상위 주파수 임계치에 도달할 때에, 상기 펄스 폭 변조(PWM)가 상기 게이트 제어 신호를 변조하는 단계를 더 포함하는, DC-DC 컨버젼 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 폐쇄가 각각의 상기 스위치 양단에서의 실질적으로 제로 전압에서 발생하도록, 데드 타임(dead time)을 포함하는 대략 50 퍼센트 듀티 사이클로 상기 펄스 주파수 변조(PFM)를 작동하는 단계를 더 포함하는, DC-DC 컨버젼 방법.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 중의 하나의 스위치의 폐쇄가 상기 스위치 양단에서의 실질적으로 제로 전압에서 발생하도록 상기 펄스 폭 변조(PWM)를 작동하는 단계를 더 포함하는, DC-DC 컨버젼 방법.
  14. 제10항에 있어서,
    펄스 주파수 변조 커패시터(PFMcap)의 전압(VCT)이 높은 전압 임계치(VTH)와 낮은 전압 임계치(VTL) 사이에서 삼각파형으로 발진하도록 상기 PFMcap를 순차적으로 충전하고 방전하는 단계를 더 포함하는, DC-DC 컨버젼 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 펄스 주파수 변조를 상기 사전 설정된 상위 주파수 임계치까지로 제한하기 위해 상기 VCT를 클램프 전압에 비교하는 단계를 더 포함하는, DC-DC 컨버젼 방법.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 펄스 폭 변조(PWM)에 관련된 듀티 사이클을 조정하기 위해 상기 VCT를 비교 전압(VCOMP)에 비교하는 단계를 더 포함하며, 상기 VCOMP는 상기 DC 출력 신호를 안정화(regulate)하기 위해 상기 DC 출력 신호의 피드백으로부터 구해지는, DC-DC 컨버젼 방법.
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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ITMI20121231A1 (it) * 2012-07-16 2014-01-17 St Microelectronics Srl Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo
JP6069957B2 (ja) * 2012-08-27 2017-02-01 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
CN103795252B (zh) * 2012-10-31 2016-02-24 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器的控制方法
CN103997219B (zh) * 2013-02-20 2017-04-12 台达电子工业股份有限公司 电力变换器以及电力变换方法
TWI483520B (zh) * 2013-03-29 2015-05-01 Richtek Technology Corp 避免電源轉換電路的輸出電壓信號產生漣波的控制電路
WO2014183095A1 (en) * 2013-05-10 2014-11-13 Rompower Energy Systems, Inc. Resonant transition controlled flyback
CN104377944B (zh) * 2013-08-14 2017-03-22 南宁市跃龙科技有限公司 基于频率调制的三角波发生电路
CN104503526B (zh) * 2014-11-19 2016-06-01 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于混合信号的反馈补偿电路及方法
US10256735B2 (en) 2015-03-06 2019-04-09 Fairchild Semiconductor Corporation Power supply with near valley switching
CN104767361B (zh) * 2015-03-27 2018-03-27 华为技术有限公司 一种变频开关电路
KR101659729B1 (ko) * 2015-04-30 2016-09-28 울산과학기술원 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치
TWI617125B (zh) * 2016-12-21 2018-03-01 Resonance control device and resonance control method thereof
CN109494982B (zh) * 2018-12-24 2023-10-27 上海艾为电子技术股份有限公司 一种开关电源控制模式切换电路及开关电源芯片
WO2021071708A1 (en) * 2019-10-11 2021-04-15 Virginia Tech Intellectual Properties Inc. Hybrid modulation controlled dc-to-ac converters
US11799382B2 (en) 2021-03-03 2023-10-24 Semiconductor Components Industries, Llc Resonant converter with dual-mode control
FR3125370A1 (fr) * 2021-07-13 2023-01-20 Renault S.A.S Procédé de commande d’un convertisseur DC-DC réversible.
CN113794377B (zh) * 2021-08-03 2022-09-27 深圳市创芯微微电子有限公司 电源频率调制电路、开关电源及电子设备
TWI831572B (zh) * 2023-01-12 2024-02-01 立錡科技股份有限公司 具有脈衝省略模式之切換式轉換器及其控制方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4805081A (en) * 1987-06-29 1989-02-14 Spellman High Voltage Electronics Corp. Multi-mode control systems for high-frequency resonant inverters
US20050180175A1 (en) * 2004-02-12 2005-08-18 Torrey David A. Inverter topology for utility-interactive distributed generation sources
CN100421342C (zh) * 2006-07-06 2008-09-24 艾默生网络能源有限公司 谐振电路输出特性控制方法
US7986535B2 (en) * 2007-07-17 2011-07-26 Raytheon Company Methods and apparatus for a cascade converter using series resonant cells with zero voltage switching
CN101515756B (zh) * 2008-02-18 2011-11-23 昂宝电子（上海）有限公司 具有多种模式的用于高效功率控制的方法和系统
JP2009213228A (ja) * 2008-03-03 2009-09-17 Nec Electronics Corp Ｄｃコンバータ
TWI367623B (en) * 2008-03-14 2012-07-01 Delta Electronics Inc Parallel-connected resonant converter circuit and controlling method thereof
JP5065188B2 (ja) * 2008-05-23 2012-10-31 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータ
JP4618339B2 (ja) * 2008-06-20 2011-01-26 ミツミ電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2010172146A (ja) * 2009-01-26 2010-08-05 Renesas Electronics Corp スイッチング電源および電源制御用半導体集積回路
JP5394213B2 (ja) * 2009-11-27 2014-01-22 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータ回路

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