KR101659729B1 - 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치 - Google Patents

고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치 Download PDF

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박화평
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Abstract

본 발명은 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치에 관한 것이다. 본 발명에 따르면, 고주파 공진형 컨버터의 출력단으로부터 출력 전압을 센싱하는 단계와, 상기 출력 전압과 기 설정된 지령 값 간의 오차를 연산하는 단계와, 상기 오차가 제1 임계값 이상이면, 상기 고주파 공진형 컨버터의 1차측에 포함된 스위칭 소자를 PFM 방식으로 제어하여 주파수를 조절하는 단계, 및 상기 오차가 상기 제1 임계값 미만이고 제2 임계값 이상이면, 상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하여 듀티를 조절하는 단계를 포함하는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법을 제공한다.
본 발명에 따른 출력 전압 제어 방법 및 그 장치에 따르면, 주파수 및 듀티를 함께 제어하여 고주파 동작시 범용 DSP의 낮은 주파수 분해능에 의한 과도한 출력 전압의 변동을 억제하고 출력 전압을 정밀하게 제어함으로써 부하에 안정적인 전원을 공급할 수 있으며, 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압뿐만 아니라 1차측과 2차측 전류를 안정적으로 제어할 수 있는 이점이 있다.

Description

고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치{Output voltage control method for high frequency resonant converter and apparatus thereof}
본 발명은 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 고주파 LLC 공진형 컨버터의 출력 전압을 정밀하게 제어할 수 있는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
최근 컴퓨터, TV 등의 다양한 전자제품을 제조하는 산업계에서 심미성과 더불어 제작 단가를 낮출 수 있는 제품이 각광받고 있다. 특히, 전원 공급 장치(Power Supply)의 크기를 줄여 제품의 전체적인 크기를 줄이는 고주파수 동작 분야가 활발히 연구되고 있다.
전원 공급 장치는 전자 기기에 전원을 공급하는 필수적 기능을 담당하는 구성으로서 높은 동작 주파수를 가지는 기기일수록 스위칭 손실과 변압기의 히스테리시스 손실이 발생하여 효율은 떨어지는 반면 소형화가 가능하므로 제작 단가 및 제품의 크기를 줄이는 이점을 가진다.
절연형 DC-DC 컨버터 중 하나인 LLC 컨버터는 전력 변환 효율이 다른 토폴로지에 비해 높고 제작 단가가 저렴한 장점으로 산업계에서 가장 널리 사용되고 있다. 도 1은 기존의 일반적인 LLC 공진형 컨버터를 나타낸 도면이다. 이러한 도 1의 회로 구성은 당 분야에서 기 공지된 형태이다.
도 1과 같이 LLC 공진형 컨버터에서 변환된 출력 전압(VO)은 부하(RO)에 공급되며 부하(ex, 전자 기기)를 동작시킨다. 이러한 출력 전압(VO)은 부하나 시스템 변동 등의 영향에 따라 기준 전압(목표 전압)과 항상 일치하지는 않기 때문에, 부하(RO)에 공급되는 출력 전압(VO)은 실시간 제어되어야 한다.
LLC 공진형 컨버터의 출력 전압을 제어하는 방식으로서 기존에는 주로 컨버터의 1차측 회로에 있는 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 변동시켜서 출력 전압(VO)을 제어하는 PFM(Pulse Frequency Modulation) 방식을 사용하고 있다. 이러한 PFM 방식은 2차측 회로에서 감지된 출력 전압(VO)을 기 설정된 기준 전압과 비교한 다음 오차가 임계치 이상이면 스위칭 주파수를 변동시켜서 원하는 출력 전압을 얻는 방법이다.
이와 같은 PFM 방식을 이용한 출력 전압 제어는 약 100 kHz 대역의 저대역 동작 주파수를 가지는 LLC 컨버터에서는 유효하지만, 약 1MHz 이상의 높은 동작 주파수 대역에서의 경우 기존의 범용 DSP(Digital Signal Processer)로 구동시키게 되면 출력 전압의 변동이 크게 발생하여 출력 전압에 과도한 리플이 발생할 수 있고, 부하의 오동작 및 파손을 유발할 수 있다.
낮은 동작 주파수인 약 100 kHz 대역의 경우는 산업계에서 주로 사용되는 DSP(TMS325F28335)의 분해능이 해당 대역에서 충분히 크기 때문에, 스위칭 주파수를 133Hz 단위로 미세하게 제어할 수 있으며 이에 대응하여 출력 전압의 변동을 세밀하게 조절할 수 있게 된다.
하지만, 1MHz의 동작 주파수의 경우에는 133Hz의 100배에 해당하는 약 13.3 kHz의 주파수 변동이 일어난다. 주파수 변동이 크다는 것은 주파수 분해능이 매우 낮다는 것을 의미하는데, 이로 인하여 컨버터의 출력 전압의 변동이 매우 커지게 되므로 출력 전압의 미세 조정이 곤란하게 되는 문제점이 있다.
도 2는 일반적인 DSP의 주파수 생성 원리를 나타낸 도면이다. 도 2를 참조하면 정수비로 주파수를 만드는 삼각파가 DSP에서 구현되는 것을 알 수 있다.
도 3은 일반적인 LLC 공진형 컨버터의 전압 이득 그래프를 나타낸 도면이다. 도 3은 주파수에 대해 정규화된 출력 전압 이득을 보여주는 것으로서, 정규화된 주파수 1을 각각 100 kHz, 1 MHz로 가정하면, 스위칭 주파수는 10배 증가하지만 변동하는 동작 주파수는 133 Hz에서 13.3 kHz로 100배가 증가함을 확인할 수 있다. 이와 같은 동작 주파수의 큰 변동은 출력 전압의 미세 조정을 어렵게 할 뿐만 아니라 컨버터의 1차측 및 2차측 전류에도 영향을 미친다.
도 4는 도 1의 회로를 분해능이 무한대인 고주파 LLC 공진형 컨버터로 동작시켰을 때의 출력 전압 제어 파형을 나타낸 도면이다. 도 4에서 Vout은 도 1의 출력 전압(VO)의 크기, I(Lm)과 I(Lr)은 각각 도 1의 im과 ip 값, Iout1과 Iout2는 각각 도 1의 D1과 D2에 흐르는 전류 값을 의미한다. 도 4와 같은 분해능이 무한대인 LLC 공진형 컨버터는 주파수 분해능이 매우 높기 때문에 출력 전압과 1차측 및 2차측의 전류에 리플이 발생하지 않으며, 출력 전압의 변동이 출력 커패시터와 커패시터의 ESR에 의해서 형성되는 것을 확인할 수 있다.
도 5는 도 1의 회로를 고주파 LLC 공진형 컨버터로 동작시켰을 때의 출력 전압 제어 파형을 나타낸 도면이다. 이러한 도 5는 도 1의 컨버터를 1 MHz의 고주파수에서 동작시킨 경우를 나타낸 것이다. PFM 레벨은 일반적으로 동작 주파수와 DSP의 최대입력 주파수에 의해 결정되는 값으로서 수학식 1에 따른다.
Figure 112015042223092-pat00001
LLC 공진형 컨버터의 동작 주파수가 1 MHz라고 가정하면, 수학식 1에 의해 75의 PFM Level이 만들어진다.
도 5의 시뮬레이션에서 PFM 레벨은 72~73 사이로 변동하는 것으로 나타나 있는데, 이는 수학식 1에 의하면 동작 주파수가 1.027 ~1.041 MHz로 변동하는 것과 같은 의미이다. 따라서 1MHz의 동작 주파수에서는 한 번의 PFM 레벨이 바뀔 때 컨버터의 동작 주파수는 약 14 kHz가 변동하는 것을 알 수 있다.
이와 같이, 컨버터가 1 MHz의 동작 주파수에서 동작할 경우에는 PFM 제어 시에 스위칭 주파수의 변동 폭이 크기 때문에, 출력 전압(Vout)의 변동 또한 커지게 되고 출력 전압의 미세 조정이 어렵게 된다. 또한, 높은 출력 전압의 변동은 과도한 리플 전압을 야기시켜 전원 공급 장치가 정전원의 역할을 수행하지 못하게 할 뿐만 아니라, 부하에 과도한 리플 전압이 유입되면 부하의 오동작 및 파손을 유발할 수 있다. 더욱이, 스위칭 주파수의 높은 변동 폭에 의해, 컨버터의 1차측에 있는 MOSFET 스위치 및 2차측의 다이오드에도 전류 리플이 발생하게 되면서, 컨버터를 구성하는 각 소자의 스트레스를 증가시키고 발열을 유발하여, 전반적으로 컨버터의 효율을 저하시키게 된다.
따라서, 도 5와 같이 고주파에서 범용 DSP를 사용하여 LLC 컨버터의 출력 전압을 제어하게 되면, 컨버터의 출력 전압 및 1차측, 2차측 전류가 주파수에 따라 급변동하는 문제가 발생하기 때문에 이를 억제할 수 있는 추가적인 제어 알고리즘이 필요한 것을 알 수 있다.
본 발명의 배경이 되는 기술은 한국공개특허 제2012-0044219호(2012.05.07 공개)에 개시되어 있다.
본 발명은 LLC 공진형 컨버터의 출력 전압 및 1차측과 2차측 전류를 안정적으로 제어할 수 있는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치를 제공하는데 목적이 있다.
본 발명은, 고주파 공진형 컨버터의 출력단으로부터 출력 전압을 센싱하는 단계와, 상기 출력 전압과 기 설정된 지령 값 간의 오차를 연산하는 단계와, 상기 오차가 제1 임계값 이상이면, 상기 고주파 공진형 컨버터의 1차측에 포함된 스위칭 소자를 PFM 방식으로 제어하여 주파수를 조절하는 단계, 및 상기 오차가 상기 제1 임계값 미만이고 제2 임계값 이상이면, 상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하여 듀티를 조절하는 단계를 포함하는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법을 제공한다.
또한, 상기 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법은, 상기 오차가 상기 제2 임계값 미만이면, 상기 스위칭 소자의 현재의 듀티를 유지하도록 제어하는 단계를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하는 단계는, 상기 오차가 상기 제1 임계값 미만이고 상기 제2 임계값 이상이면, 상기 출력 전압을 기 설정된 기준 전압과 비교하는 단계, 및 상기 출력 전압이 상기 기준 전압 이상이면 상기 듀티를 감소시키고, 상기 기준 전압 미만이면 상기 듀티를 증가시키는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하는 단계는, 상기 오차가 상기 제2 임계값 미만이 될 때까지, 상기 듀티를 시간에 따라 설정 크기씩 또는 설정 비율씩 단계적으로 감소 또는 증가시킬 수 있다.
또한, 상기 스위칭 소자를 PFM 방식으로 제어하는 단계는, 상기 오차가 상기 제1 임계값 이상이면 상기 스위칭 소자의 주파수를 조절하는 동시에, 직전 시간에서 상기 스위칭 소자의 듀티 상태가 상기 기준 듀티를 벗어나 있으면 상기 스위칭 소자의 듀티를 상기 기준 듀티로 복귀시킬 수 있다.
그리고, 본 발명은 고주파 공진형 컨버터의 출력단으로부터 센싱한 출력 전압과 기 설정된 지령 값 간의 오차를 연산하는 오차 연산부와, 상기 오차가 제1 임계값 이상이면, 상기 고주파 공진형 컨버터의 1차측에 포함된 스위칭 소자를 PFM 방식으로 제어하여 주파수를 조절하는 PFM 제어부, 및 상기 오차가 상기 제1 임계값 미만이고 제2 임계값 이상이면, 상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하여 듀티를 조절하는 PWM 제어부를 포함하는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 장치를 제공한다.
본 발명에 따른 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 그 장치에 따르면, 주파수 및 듀티를 함께 제어하여 고주파 동작시 범용 DSP의 낮은 주파수 분해능에 의한 과도한 출력 전압의 변동을 억제하고 출력 전압을 정밀하게 제어함으로써 부하에 안정적인 전원을 공급할 수 있으며, 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압뿐만 아니라 1차측과 2차측 전류를 안정적으로 제어할 수 있는 이점이 있다.
도 1은 기존의 일반적인 LLC 공진형 컨버터 회로를 나타낸 도면이다.
도 2는 일반적인 DSP의 주파수 생성 원리를 나타낸 도면이다.
도 3은 일반적인 LLC 공진형 컨버터의 전압 이득 그래프를 나타낸 도면이다.
도 4는 도 1의 회로를 분해능이 무한대인 고주파 LLC 공진형 컨버터로 동작시켰을 때의 출력 전압 제어 파형을 나타낸 도면이다.
도 5는 도 1의 회로를 고주파용 LLC 공진형 컨버터로 각각 동작시켰을 때의 출력 전압 제어 파형을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 장치를 나타낸 도면이다.
도 7은 도 6의 장치를 이용한 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법의 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 제어 동작 원리를 설명하는 도면이다.
도 9는 도 8의 원리에 기반하여 오차가 보상되는 예를 나타낸 도면이다.
도 10은 PFM 제어만을 사용하는 기존의 도 1에 따른 컨버터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 11 및 도 12는 PFM 및 PWM 제어를 사용하는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 장치를 나타낸 도면이다. 도 6에 도시된 컨버터 회로 구성은 당 분야에서 기 공지된 형태로서 상세한 설명은 생략한다. 여기서 본 발명은 반드시 도시된 형태의 컨버터의 제어 용도로 한정되는 것은 아니며 다양한 형태의 컨버터에 적용될 수 있다.
LLC 공진형 컨버터의 2차측 출력단에 출력되는 출력 전압(VO)은 부하나 시스템 변동 등의 영향을 받으므로 원하는 목표 전압과 항상 일치하지는 않는다. 따라서 부하(RO)에 공급되는 출력 전압(VO)은 실시간 제어되어야 한다.
본 발명의 실시예는 고주파 공진형 컨버터에서 출력되는 2차측의 출력 전압(V0)을 감지하고 이를 이용하여 컨버터의 1차측에 있는 스위칭 소자의 주파수(Frequency) 또는 듀티(Duty)를 조절하는 방법으로 출력 전압(V0)을 실시간 제어한다.
이러한 본 실시예는 고주파용 공진형 컨버터의 출력 전압 제어를 위한 기술로서, 높은 동작 주파수에서는 범용 DSP의 주파수 분해능이 낮기 때문에, 출력 전압의 정밀한 제어를 위해 스위칭 주파수뿐만 아니라 듀티를 함께 제어한다.
고주파 공진형 컨버터에 기존의 범용 DSP를 사용하게 되면 고주파에서 낮은 주파수 분해능으로 인하여 출력 전압의 조절에 필요한 스위칭 주파수 제어의 변동 폭이 커지고 출력 전압의 미세 조정이 어렵게 된다. 컨버터 1차측의 스위칭 주파수의 변동 폭이 커지면, 2차측의 출력 전압이 급격히 변동하고 이로 인해 부하에 공급되는 출력 전압의 미세 조정이 어려우며, 1차측과 2차측 전류 및 출력 전압에 과도한 리플을 발생시켜서 부하의 오동작과 손상을 유발할 수 있다.
본 발명의 실시예는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압을 정밀하게 제어할 수 있는 방법으로서, 예를 들어 1MHz의 동작 주파수를 가지는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 시에 주파수 및 펄스 폭을 함께 제어함에 따라, 단순히 스위칭 주파수만 제어하는 기존의 방법과 달리, 고주파 동작시 범용 DSP의 낮은 주파수 분해능에 의한 과도한 출력 전압의 변동을 억제하고 출력 전압을 정밀하게 제어하고 부하에 안정적인 전원을 공급할 수 있다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 제어 장치(100)는 오차 연산부(110), PFM 제어부(120), PWM 제어부(130)를 포함한다.
오차 연산부(110)는 고주파 공진형 컨버터의 출력단으로부터 센싱한 출력 전압(V0)과 기 설정된 지령 값 간의 오차를 연산한다. PFM 제어부(120)는 상기 연산한 오차가 제1 임계값 이상이면, 고주파 공진형 컨버터의 1차측에 포함된 스위칭 소자를 PFM(Pulse Frequency Modulation) 방식으로 제어하여 스위칭 주파수를 조절한다. 그리고, PWM 제어부(130)는 상기 연산한 오차가 제1 임계값 미만이고 제2 임계값 이상이면, 스위칭 소자를 PWM(Pulse Width Modulation) 방식으로 제어하여 듀티를 조절한다. 그 세부적인 알고리즘은 추후 상세히 설명할 것이다.
이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 츨력 전압 제어 방법에 관하여 상세히 설명한다. 도 7은 도 6의 장치를 이용한 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법의 흐름도이다.
먼저, 고주파 공진형 컨버터의 출력단으로부터 현재의 출력 전압(V0)을 센싱한다(S710). 출력 전압의 센싱은 기 공지된 전압 감지 수단을 사용할 수 있다.
그리고, 오차 연산부(110)는 상기 센싱한 출력 전압(V0)과 기 설정된 지령 값 간의 오차를 연산하며(S720), 연산한 오차를 제1 임계값(Th1)과 비교한다(S730).
만일, 오차가 제1 임계값(Th1) 이상이면, PFM 제어부(120)는 고주파 공진형 컨버터의 1차측에 포함된 스위칭 소자를 PFM 방식으로 제어하여 스위칭 주파수를 조절한다(S740). 이러한 S740 단계에서는 듀티의 조절은 수행하지 않으며 스위칭 주파수는 정상 듀티(ex, 50%)로 동작하는 것을 가정할 수 있다.
여기서, 스위칭 주파수는 상승 또는 하강 조절될 수 있다. 일반적으로 스위칭 주파수가 높아지면 출력 전압이 상승하고 스위칭 주파수가 낮아지면 출력 전압이 감소하는 효과가 있다.
따라서 이러한 S740 단계에서 스위칭 주파수의 변동에 대응하여 2차측의 출력 전압(V0)은 지령 값을 추종하는 방향으로 증가 또는 감소 조절될 것이다. 그리고, 스위칭 주파수의 변동 이후에도 계속하여 현재의 센싱된 출력 전압과 지령 값 간의 오차를 연산하는 S720 과정을 반복하면 된다.
S740 단계에서 사용된 제1 임계값(Th1)은 스위칭 주파수가 변동되는 지점 즉, 주파수 변동의 한계 값(Limit)에 해당한다. 즉, 오차가 제1 임계값(Th1) 이상이면 스위칭 주파수를 변동해야할 만큼 오차가 큰 경우이므로 PFM 제어를 통해 스위칭 주파수 값을 직접적으로 변동시켜서 출력 전압을 조절하도록 한다.
반면 오차가 제1 임계값(Th1) 미만이면 스위칭 주파수 값을 직접적으로 변동시키지 않는 대신 현재의 출력 전압을 기준 전압과 비교하여 PWM 제어를 통해 스위칭 주파수의 듀티를 증가 또는 감소시키는 방법으로 출력 전압을 조절하도록 한다. 이러한 PWM 제어는 출력 전압의 정밀 또는 미세 제어가 가능하게 한다. 이를 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
만일, 출력 전압과 지령 값 간의 오차가 제1 임계값(Th1) 미만인 경우에는 상기 오차를 다시 제2 임계값(Th2)과 다시 비교한다(S750). 물론 제2 임계값(Th2)은 제1 임계값(Th1)보다 작은 값임은 자명하다.
여기서, 출력 전압과 지령 값 간의 오차가 제1 임계값(Th1) 미만이고 제2 임계값(Th2) 이상이면 즉, 오차가 제1 및 제2 임계값 사이 범위이면, PWM 제어부(130)는 1차측의 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하여 듀티를 조절한다. PWM 제어 시에는 스위칭 소자의 스위칭 듀티를 증가 또는 감소 제어하는데 그 방법은 다음과 같다.
구체적으로, PWM 제어부(130)는 출력 전압과 지령 값 간의 오차가 제1 임계값(Th1)과 제2 임계값(Th2) 사이에 해당하면, 출력 전압을 기 설정된 기준 전압과 비교한다(S760). 여기서 기준 전압은 상기 지령 값에 해당할 수 있다.
만일, PWM 제어부(130)는 출력 전압이 기준 전압 이상이면 스위칭 소자의 듀티를 감소시키고(S770), 기준 전압 미만이면 듀티를 증가시킨다(S780). 일반적으로 동일한 스위칭 주파수에 대하여 듀티를 증가시키면 출력 전압이 증가하고 듀티를 감소시키면 출력 전압이 감소한다. 따라서, 출력 전압이 기준 전압보다 작을 때에는 출력 전압이 증가할 수 있도록 듀티를 증가시키고, 그 반대의 경우는 듀티를 감소시킨다.
이상과 같은 방법으로 본 발명의 실시예는 출력 전압와 지령값 간의 오차가 제1 및 제2 임계값 사이에 해당할 때는 주파수 값은 변동하지 않고 펄스의 듀티를 조절하는 PWM 제어를 통해 출력 전압의 크기를 정밀하게 제어한다.
또한, 듀티 조절 과정에서 PWM 제어부(130)는 오차가 제2 임계값 미만이 될 때까지 듀티를 시간에 따라 설정 크기씩 또는 설정 비율씩 단계적으로 감소 또는 증가시킬 수 있다. 예를 들면, 한 개의 타임 스텝마다 PWM 레벨을 0.01% 씩 높이거나 줄일 수 있다. 이러한 증감 조건이나 기준은 컨버터의 설계마다 달라질 수 있는 요소에 해당된다.
만일, S750 단계에서 출력 전압와 지령값 간의 오차가 제2 임계값(Th2) 보다도 작으면, PWM 제어부(130)는 스위칭 소자의 현재의 듀티를 유지하도록 제어한다(S790). 만일 현재의 듀티가 50%라면 50% 듀티를 그대로 유지하면 된다. 이와 같이 오차가 제2 임계값보다 작다면 듀티를 변경하지 않아도 될 만큼 오차가 작은 경우에 해당되므로 출력 전압의 크기 제어가 불필요하다.
결과적으로 오차가 제2 임계값보다 작을 때에는 주파수 변동도, 듀티 변동도 수행하지 않는다. 상기와 같은 두 임계값은 컨버터의 성능에 영향을 미칠 수 있으며 목표 성능에 맞게 설정될 수 있다.
앞서 제1 임계값(TH2)이 주파수 변동의 한계 값이었다면, S750 내지 S780 단계에 사용된 제2 임계값(Th2)은 듀티 변동의 한계 값에 해당하는 것을 알 수 있다. 즉, 오차가 제2 임계값(Th1) 이상이면 듀티를 제어하여 출력 전압을 정밀하게 미세 조절하고 그 미만이면 듀티를 유지하여 현재의 출력을 유지하도록 한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 제어 동작 원리를 설명하는 도면이다. 도 8의 삼각파 형태는 상기 오차를 나타내며 그 피크점이 두 임계값을 기준으로 어떠한 범위에 위치하느냐에 따라 제어 방법이 달라지는 것을 알 수 있다.
도 8의 (a)는 오차가 제1 임계값(Th1) 이상에 해당하는 경우로서, 이때는 PFM 제어를 통하여 스위칭 주파수 값을 직접 변경하는 것을 통해, 컨버터 출력단의 출력 전압을 큰 폭으로 조절하게 된다.
도 8의 (b)는 오차가 제1 임계값(Th1) 이하이면서 제2 임계값(Th2) 이상에 해당하는 경우로서, 이때는 주파수 값은 변동시키지 않고 PWM 제어를 통하여 주파수의 듀티를 변경하는 것을 통해, 컨버터의 출력 전압을 미세(정밀) 조절하게 된다.
도 8의 (c)는 오차가 제2 임계값(Th2) 미만에 해당하는 경우로서, 이때는 주파수 값과 듀티를 모두 변경하지 않고 현재의 출력 전압 크기를 유지하도록 제어한다.
도 9는 도 8의 원리에 기반하여 오차가 보상되는 예를 나타낸 도면이다. 오차가 제1 임계값보다 클 때에는 PFM 제어를 통해 주파수 변동을 통하여 오차를 보상하고 오차가 제1 및 제2 임계값 사이이면 PWM 제어를 통해 듀티 변동을 통하여 오차를 보상한다. 또한, 오차가 제2 임계값보다 낮아지면 오차가 적정히 보상된 것으로서 듀티를 유지하도록 한다.
이상과 같이 본 발명의 실시예는 PWM에 의한 듀티 변동점(제2 임계값)을 PFM에 의한 주파수 변동점(제1 임계값)보다 낮게 설정하여, 컨버터의 정상 상태 동작 시에 PI 제어기에 의해 누적된 정상 상태 오차를 PWM 제어로 보상한다. 물론, 부하 변동 시에는 정상 상태 오차가 커지기 때문에 PWM 제어로 충분히 보상해주지 못하므로 다시 PFM 제어에 의해 보상하도록 한다.
본 발명의 실시예에서, 만일 PWM 제어에 의해서도 충분한 보상이 이루어지지 않은 경우에는 다시 주파수를 바꾸는 방법을 사용할 수도 있다. 이 경우 주파수의 변동과 동시에, 이전 시간에 수행한 듀티의 증감 동작을 확인하여 이전에 듀티가 증가하였으면 듀티를 낮추면서 정상 듀티(ex, 50%)로 되돌리고 이전에 듀티가 낮아졌으면 듀티를 높이면서 정상 듀티로 되돌리도록 한다.
이와 같이, 본 발명의 실시예는, 출력 전압과 지령 값 간의 오차가 제1 임계값(Th1) 이상이 되면 PFM 제어부(120)를 통해 스위칭 소자의 주파수를 변동하는 PFM 제어를 수행함과 동시에, 직전 시간에서 스위칭 소자의 듀티 상태가 기준 듀티(정상 듀티)를 벗어나 있었다면 PFM 제어부(120)를 통해 스위칭 소자의 듀티를 기준 듀티로 복귀시키도록 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예에 다른 컨버터의 동작 시뮬레이션을 구체적으로 설명하기에 앞서, 기존에 PFM 방식만으로 제어되는 컨버터에 대한 동작 시뮬레이션 결과는 다음과 같다.
도 10은 PFM 제어만을 사용하는 기존의 도 1에 따른 컨버터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다. 기존의 방식은 PFM 제어만을 사용하는 것으로서 도 7에서 S710~S740 단계만 사용하는 것과 대응된다.
도 10에서 Vout은 도 1의 출력 전압(VO)의 크기, I(Lm)과 I(Lr)은 각각 컨버터의 1차측 전류로서 도 1의 im과 ip 값, Iout1과 Iout2는 각각 2차측 전류로서 도 1의 D1과 D2에 흐르는 전류 값, PI_Vout은 출력 전압과 지령 값 간의 오차를 나타낸다. PFM 레벨은 일반적으로 동작 주파수와 DSP의 최대입력 주파수에 의해 결정되는 값으로서, 앞서 설명한 수학식 1과 같이 공진형 컨버터의 동작 주파수가 1 MHz라고 가정하면 75의 PFM Level이 만들어진다.
이러한 기존의 방법은 PI 제어기에 의한 오차가 일정 이상 누적되면 스위칭 주파수를 조절하는 PFM Level이 변동되고 그에 따라 주파수가 변동하게 된다. 도 10의 경우 PFM 레벨이 72와 73 레벨 사이로 변동된 것으로, 수학식 1에 의하면 한 개의 PFM 레벨 변화에 대응하여 동작 주파수가 약 14 kHz가 변동하게 된다. 이로 인하여 도 10의 전압 및 전류 파형에서와 같이 출력 전압과 1차측 및 2차측 전류에 리플이 과도하게 발생하는 것을 알 수 있다.
따라서, 기존과 같이 PFM 제어만을 적용할 경우에는 주파수의 과도한 변동에 의한 출력 전압 및 1, 2차측 전류의 변동이 심함을 알 수 있다.
도 11 및 도 12는 PFM 및 PWM 제어를 사용하는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다. 각 도면에서 Vout은 도 6의 출력 전압(VO)의 크기, I(Lm)과 I(Lr)은 각각 컨버터의 1차측 전류로서 도 6의 im과 ip 값, Iout1과 Iout2는 각각 2차측 전류로서 도 6의 D1과 D2에 흐르는 전류 값, PI_Vout은 출력 전압과 지령 값 간의 오차를 나타낸 것이다. PFM 레벨은 앞서 설명한 바 있다.
도 11 및 도 12의 결과로부터, 본 발명의 실시예의 경우 출력 전압 파형(Vout), 1차측 전류 (ILm, ILr), 2차측 전류(Iout1, Iout2)의 변동이 종래의 도 10의 결과보다 줄어든 것을 확인할 수 있다. 이는 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 제어 방법을 이용하면 오차(PI_Vout)의 변화가 거의 없는 안정적인 제어가 실시간 가능한데 이는 주파수의 증감이 일어나지 않기 때문이다. 기존의 PFM 제어에서는 정상 상태 오차에 의한 PI_Vout의 변동이 크지만, 본 발명의 실시예에 따른 PFM과 PWM을 결합한 방법은 부하가 변하지 않는 상황에서 PWM 제어에 의해 PI_Vout의 변화가 거의 없는 제어가 유지됨을 확인할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 제어 방법은 PFM 및 PWM 제어를 일으키는 한계 지점(제1 임계값, 제2 임계값)을 설정하여 PI 제어기를 거친 정상 상태 오차가 한계 지점을 넘어가면 PFM 또는 PWM 제어를 수행한다. PFM 제어의 결과는 PFM 레벨(스위칭 주파수)을 바꾸어 삼각파의 주파수를 변동시키는 것과 대응하고, PWM 제어의 결과는 듀티를 결정하는 비교기를 만들어 삼각파와 비교하여 게이트 신호를 생성한다.
도 11은 오차 값(PI_Vout)이 PFM 변동 지점(제1 임계값) 및 PWM의 변동 지점(제2 임계값)을 모두 지나지 않은 경우의 파형을 보여준다. 구체적으로는 오차 값이 제2 임계값보다 작은 경우로서 주파수 및 듀티의 변동이 없는 도 8의 (c)의 경우에 대응한다.
도 12는 오차 값이 PWM 변동 지점(제2 임계값)을 지난 경우로서, 듀티가 가변하는 것을 알 수 있다. 구체적으로 도 12는 오차 값이 제2 임계값보다는 크고 제1 임계값보다는 작은 경우로서 주파수의 변동 없이 듀티를 가변시키는 도 8의 (b) 경우에 대응한다. 이러한 도 12의 경우 누적 오차가 PWM 변동 지점(제2 임계값)을 지날 경우 한 번의 타임 구간마다 0.01%의 PWM 레벨을 높이거나 줄인 예를 나타낸다. 이와 같이 정상 상태일 때 PFM 제어에서 조절된 특정한 동작 주파수를 기준으로 듀티를 제어하는 PWM 제어를 통하여 출력 전압이 일정하도록 조절한다.
기존의 PFM 제어기는 PI 제어기를 통과한 정상 상태 오차가 일정 값 이상으로 누적되면 주파수 값을 높이거나 줄였던 반면, 본 발명의 실시예에 따른 PFM과 PWM이 결합된 제어기는 부하에 따른 스위칭 주파수 동작점이 결정되면 출력 전압이 원하는 값보다 높고 낮음을 감지하여 스위치의 듀티를 제어하여 낮은 주파수 분해능에 의한 과도한 전압이득 변동을 보상한다.
결론적으로, 기존의 경우, 단지 현재의 출력 전압과 기준 전압 간의 오차를 임계치와 비교한 결과에 따라 스위칭 주파수만 변동 제어하는 PFM 제어만 사용하여 출력 전압을 제어하였다. 이러한 기존의 제어 방법은 1kHz와 같은 저주파 동작 주파수에서는 유효하지만 1MHz 근방의 고주파 동작 주파수에서 동작하는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 용도로 사용하게 되면, 높은 주파수에서의 범용 DSP의 낮은 주파수 분해능으로 인하여, 출력 전압 제어를 위해 사용되는 스위칭 주파수의 변동 폭이 커지고 그에 따른 출력 전압의 과도한 변동을 유발하여 출력 전압의 미세 조정과 부하에의 안정적인 전원 공급을 어렵게 한다.
하지만, 본 발명은 PFM 제어와 PWM 제어를 결합한 방법을 사용하여 출력 전압을 정밀한 단위로 제어하고 출력 전압의 리플을 제한하여 컨버터 내의 능동 및 수동 소자들의 스트레스를 줄일 수 있을 뿐만 아니라 부하에 안정적인 전압을 공급할 수 있는 이점이 있다.
표 1은 기존의 방법과 본 발명의 실시예에 따른 방법의 제어 성능을 비교한 것이다.
PFM 제어(기존 방법) PFM, PWM 결합 제어(본 발명)
출력 전압 Peak to Peak 1.55Vpk_pk 1.19Vpk_pk
1차측 Peak 전류 4.003A 3.544A
2차측 Peak 전류 27.33A 23.66A
표 1과 같이, 본 발명의 실시예는 PFM과 PWM이 결합된 제어를 통하여 기존보다 낮은 출력 전압 리플, 낮은 1차측 전류 피크, 낮은 2차측 전류 피크가 발생되는 것을 알 수 있다.
이상과 같이 본 발명의 실시예에 따른 높은 동작 주파수를 가지는 LLC 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법은 정상 상태 동작 시 주파수 분해능이 떨어지는 구간에 PWM 제어 방식을 첨가하여, 전 구간에 대하여 과도한 주파수 변동을 제한함으로써 높은 출력 전압 리플을 제한하는 동시에 출력 전압의 정밀한 제어가 가능하며, 결과적으로 능동 및 소자의 스트레스를 줄이고 안정적으로 출력 전압을 공급할 수 있도록 한다.
본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.
100: 출력 전압 제어 장치 110: 오차 연산부
120: PFM 제어부 130: PWM 제어부

Claims (10)

  1. 고주파 공진형 컨버터의 출력단으로부터 출력 전압을 센싱하는 단계;
    상기 출력 전압과 기 설정된 지령 값 간의 오차를 연산하는 단계;
    상기 오차가 제1 임계값 이상이면, 상기 고주파 공진형 컨버터의 1차측에 포함된 스위칭 소자를 PFM 방식으로 제어하여 주파수를 조절하는 단계;
    상기 오차가 상기 제1 임계값 미만이고 제2 임계값 이상이면, 상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하여 듀티를 조절하는 단계; 및
    상기 오차가 상기 제2 임계값 미만이면, 상기 스위칭 소자의 현재의 듀티를 유지하도록 제어하는 단계를 포함하는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법.
  2. 삭제
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하는 단계는,
    상기 오차가 상기 제1 임계값 미만이고 상기 제2 임계값 이상이면, 상기 출력 전압을 기 설정된 기준 전압과 비교하는 단계; 및
    상기 출력 전압이 상기 기준 전압 이상이면 상기 듀티를 감소시키고, 상기 기준 전압 미만이면 상기 듀티를 증가시키는 단계를 포함하는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하는 단계는,
    상기 오차가 상기 제2 임계값 미만이 될 때까지, 상기 듀티를 시간에 따라 설정 크기씩 또는 설정 비율씩 단계적으로 감소 또는 증가시키는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위칭 소자를 PFM 방식으로 제어하는 단계는,
    상기 오차가 상기 제1 임계값 이상이면 상기 스위칭 소자의 주파수를 조절하는 동시에, 직전 시간에서 상기 스위칭 소자의 듀티 상태가 기준 듀티를 벗어나 있으면 상기 스위칭 소자의 듀티를 상기 기준 듀티로 복귀시키는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법.
  6. 고주파 공진형 컨버터의 출력단으로부터 센싱한 출력 전압과 기 설정된 지령 값 간의 오차를 연산하는 오차 연산부;
    상기 오차가 제1 임계값 이상이면, 상기 고주파 공진형 컨버터의 1차측에 포함된 스위칭 소자를 PFM 방식으로 제어하여 주파수를 조절하는 PFM 제어부; 및
    상기 오차가 상기 제1 임계값 미만이고 제2 임계값 이상이면, 상기 스위칭 소자를 PWM 방식으로 제어하여 듀티를 조절하고, 상기 오차가 상기 제2 임계값 미만이면, 상기 스위칭 소자의 현재의 듀티를 유지하도록 제어하는 PWM 제어부를 포함하는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 장치.
  7. 삭제
  8. 청구항 6에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 오차가 상기 제1 임계값 미만이고 상기 제2 임계값 이상이면, 상기 출력 전압을 기 설정된 기준 전압과 비교한 다음,
    상기 출력 전압이 상기 기준 전압 이상이면 상기 듀티를 감소시키고, 상기 기준 전압 미만이면 상기 듀티를 증가시키는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 장치.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 오차가 상기 제2 임계값 미만이 될 때까지, 상기 듀티를 시간에 따라 설정 크기씩 또는 설정 비율씩 단계적으로 감소 또는 증가시키는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 장치.
  10. 청구항 6에 있어서,
    상기 오차가 상기 제1 임계값 이상이면, 상기 PFM 제어부는 상기 스위칭 소자의 주파수를 조절하는 동시에, 상기 PWM 제어부는 직전 시간에서 상기 스위칭 소자의 듀티 상태가 기준 듀티를 벗어나 있으면 상기 스위칭 소자의 듀티를 상기 기준 듀티로 복귀시키는 고주파 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 장치.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101911642B1 (ko) 2017-08-07 2018-10-24 울산과학기술원 스프레드 스펙트럼을 사용하는 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 장치
KR20190011024A (ko) * 2017-07-24 2019-02-01 울산과학기술원 공진형 컨버터의 출력전압 제어 방법 및 장치
WO2020055669A1 (en) * 2018-09-12 2020-03-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dynamic transient control in resonant converters
CN112836894A (zh) * 2021-02-26 2021-05-25 云南电网有限责任公司保山供电局 一种变换器优化方法、系统、计算机设备及存储介质
CN114094814A (zh) * 2021-10-19 2022-02-25 许继电源有限公司 一种llc拓扑小增益波纹控制方法及装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06141541A (ja) * 1992-10-19 1994-05-20 Origin Electric Co Ltd 直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路
JP2009303474A (ja) * 2008-05-14 2009-12-24 Fuji Electric Device Technology Co Ltd スイッチング電源
US20130010503A1 (en) * 2011-05-25 2013-01-10 Choi Hangseok Hybrid control techniques for series resonant converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06141541A (ja) * 1992-10-19 1994-05-20 Origin Electric Co Ltd 直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路
JP2009303474A (ja) * 2008-05-14 2009-12-24 Fuji Electric Device Technology Co Ltd スイッチング電源
US20130010503A1 (en) * 2011-05-25 2013-01-10 Choi Hangseok Hybrid control techniques for series resonant converter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
D.S Dhin. "A study on a hybrid control scheme for a half-bridge LLC resonant converter with a wide input range". 부산대학교 석사학위논문, 2011.02.* *

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190011024A (ko) * 2017-07-24 2019-02-01 울산과학기술원 공진형 컨버터의 출력전압 제어 방법 및 장치
KR101968411B1 (ko) 2017-07-24 2019-04-11 울산과학기술원 공진형 컨버터의 출력전압 제어 방법 및 장치
KR101911642B1 (ko) 2017-08-07 2018-10-24 울산과학기술원 스프레드 스펙트럼을 사용하는 공진형 컨버터의 출력 전압 제어 방법 및 장치
WO2020055669A1 (en) * 2018-09-12 2020-03-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dynamic transient control in resonant converters
US11757365B2 (en) 2018-09-12 2023-09-12 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dynamic transient control in resonant converters
CN112836894A (zh) * 2021-02-26 2021-05-25 云南电网有限责任公司保山供电局 一种变换器优化方法、系统、计算机设备及存储介质
CN112836894B (zh) * 2021-02-26 2023-12-08 云南电网有限责任公司保山供电局 一种变换器优化方法、系统、计算机设备及存储介质
CN114094814A (zh) * 2021-10-19 2022-02-25 许继电源有限公司 一种llc拓扑小增益波纹控制方法及装置

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