JP2014226038A - 電源コントローラ - Google Patents

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Abstract

【課題】出力電流を調整しながら高力率を維持するためのコントローラを含むＡＣ−ＤＣ電源を提供する。
【解決手段】コントローラ例は第１、第２および第３の入力と、遅延ランプ発生器と、駆動信号発生器とを含む。第１、第２および第３の入力はそれぞれ入力電圧検出信号、出力電圧検出信号および入力電流検出信号を受けるように結合されている。駆動信号発生器は入力充電制御信号発生器によって生成された入力充電制御信号と遅延ランプ発生器によって生成された遅延ランプ信号とを受けるように結合されている。入力充電制御信号は入力電圧検出信号と出力電圧検出信号の比で乗算された入力電流検出信号の積分に応答して生成され、駆動信号発生器は入力充電制御信号および遅延ランプ信号に応答して駆動信号を発生させ、駆動信号は電源のスイッチを制御して、電源の出力を調整するように結合される。
【選択図】図１

Description

背景情報
開示の分野
この発明は、概して電源に関し、より具体的には、この発明は、電源の出力を調整する制御回路に関する。
背景
典型的なスイッチモード電源用途において、ＡＣ−ＤＣ電源は、実効値（２乗平均平方根）で１００〜２４０ボルトの入力を通常のＡＣ電気コンセントから受ける。電源中のスイッチは、オンとオフとに制御回路によって切換えられて、たとえば照明のための発光ダイオード（ＬＥＤ）に電流を提供するのに適していてもよい調整された出力を提供する。調整された出力は、典型的に、調整されたＤＣ電流であり、ＬＥＤでの電圧は、典型的に、４０ボルト未満である。
調整された電流をＬＥＤに提供するＡＣ−ＤＣ電源は、典型的に、以下に説明されるように、力率、ガルバニック絶縁、および効率に対する要件を満たさなければならない。満足のいく結果を低コストで提供することは、設計者の課題である。
電気コンセントは、大きさ、周波数および高調波成分の規格に準拠している波形を有するＡＣ電圧を提供する。しかしながら、コンセントから引き込まれる電流は、ＡＣ電圧を受ける電源の特性によって決定される。多くの用途において、監督機関は、ＡＣ電気コンセントから引き込まれてもよい電流の特定的な特性に対する規格を設ける。たとえば、規格は、ＡＣ電流の特定の周波数成分の大きさに制限を設けてもよい。別の例において、規格は、コンセントが提供する電力の量に従って電流の実効値を制限してもよい。この文脈における電力は、エネルギが消費される速度であり、典型的にはワットの単位で測定される。
ＡＣ電流に対するすべてのそのような規格の全般的な目的は、電力網と呼ばれることがあるＡＣ電力を分配するシステムに係る負担を軽減することである。高調波成分と呼ばれることがあるＡＣ電圧の基本周波数以外の周波数の電流の成分は、有益な働きをしないが、それにもかかわらず電力網は、この成分を提供する能力を有さなくてはならず、この成分に関連する損失に耐えなければならない。高調波成分は、一般に、理想的な電流波形を歪ませ、そのため波形は、必要な電力を供給するのに必要な値よりも大幅に高い最大値を有する。送電網が高調波成分を提供する能力を有さない場合、電圧の波形は、電流の歪められた波形のピークと一致するときに容認できない値まで垂下するであろう。最も望ましいＡＣ電流は、ＡＣ電圧の基本周波数である単一の周波数成分を有する。理想的な電流は、電圧の実効値で割ったコンセントからの電力の値と等しい実効値を有するであろう。言い換えれば、実効電圧と実効電流との積は、電流が理想的な特性を有するとき、コンセントからの電力に等しいであろう。
力率は、ＡＣ電流が理想にどれくらい近く接近するかの尺度である。力率は、単純に、実効電流と実効電圧との乗算の積で除算されたコンセントからの電力である。１００％の力率が理想的である。ＡＣ電圧の基本周波数以外の周波数成分を有する電流は、１００％未満の力率をもたらすであろう。なぜならば、そのような成分は、実効値を増大させるが、出力電力に貢献しないためである。ＡＣ電圧の基本周波数は、典型的に、世界の異なる地域で５０Ｈｚか６０Ｈｚかのいずれかである。例として、ＡＣ電圧の基本周波数は、北米および台湾で定格６０Ｈｚであるが、欧州および中国では５０Ｈｚである。
ＡＣ電圧を受ける電源がＡＣ電流の特性を決定するため、高い力率を維持するために、電源は、その入力で特別な能動回路を用いることが多い。通常の受動整流器回路のみをその入力で用いる電源の力率は、典型的に低く、５０％未満になる例もあるが、たとえば国際電気標準会議（ＩＥＣ）規格ＩＥＤ６１０００−３−２などの入力電流に対する規格を満たすためには、典型的に、９０％よりも実質的に大きい力率が必要とされる。地域によっては監督機関が規格を課すこともあるが、消費者用機器の製造業者は、彼らの製品が力率に対する規格を満たすかまたは超えて、競争力のある利点を得るように自発的に設計することが多い。したがって、たとえばＬＥＤのためのＡＣ−ＤＣ電源は、典型的に力率補正を含まなくてはならない。
安全機関は、一般に、電源が入力と出力との間にガルバニック絶縁を提供することを要求する。ガルバニック絶縁は、ＤＣ電流が電源の入力と出力との間を流れないようにする。言い換えれば、ガルバニック絶縁を備えた電源の入力端子と出力端子の間に印加された高いＤＣ電圧は、電源の入力端子と出力端子の間にＤＣ電流を発生させない。ガルバニック絶縁の要件は、電源のコストの一因となる問題である。
ガルバニック絶縁を備えた電源は、入力を出力から電気的に分離する絶縁障壁を維持しなくてはならない。エネルギは、絶縁障壁にわたって伝達されて、電力を出力に供給しなくてはならず、多くの場合フィードバック信号の形態を取る情報は、絶縁障壁にわたって伝達されて、出力を調整する。ガルバニック絶縁は、典型的に、電磁装置と電気光学装置とで得られる。変圧器および結合インダクタなどの電磁装置は、一般に、エネルギを入力と出力との間に伝達して出力電力を提供するために用いられるが、電気光学装置は、一般に、信号を出力と入力の間で伝達して入力と出力の間でのエネルギの伝達を制御するために用いられる。
ガルバニック絶縁を備えたＡＣ−ＤＣ電源に高い力率を提供するための一般的な解決法は、２段の電力変換を用いる。ガルバニック絶縁のない一方の段は、ＡＣ入力電流を整形して、高い力率を維持して、最終出力を調整する制御回路を備えたガルバニック絶縁を有する第２段の電力変換に中間出力を提供する。１段以上の電力変換を用いることは、システムのコストおよび複雑さを増大される。
電源のコストを削減する努力は、電気光学装置および電気光学装置の関連する回路をなくすことに焦点を当ててきた。代替的な解決法は、一般に、たとえば変圧器またはたとえば結合インダクタなどの多数の巻線を備えた単一のエネルギ伝達要素を用いて、エネルギを出力に提供し、また出力を制御するのに必要な情報を得る。最も低コストの構成は、典型的に、制御回路と高電圧スイッチとを絶縁障壁の入力側に設置する。コントローラは、出力についての情報をエネルギ伝達要素の巻線の電圧の観察から間接的に得る。情報を提供する巻線も、絶縁障壁の入力側にある。コストと複雑さとを一層削減するために、コントローラは、エネルギ伝達要素の同じ巻線を用いて、エネルギをコントローラに提供し、また電源への入力についての情報を得ることもできる。
絶縁障壁の入力側は、１次側と称されることがあり、絶縁障壁の出力側は、２次側と称されることがある。１次側からガルバニック絶縁されていないエネルギ伝達要素の巻線も、１次側巻線であり、１次基準巻線と呼ばれることがある。入力電圧に結合され、入力電圧からエネルギを受ける１次側にある巻線は、単に１次巻線と称されることがある。エネルギを１次側にある回路に供給する他の１次基準巻線は、それらの主な機能を説明する名前を有してもよく、たとえばバイアス巻線またはたとえば検出巻線などである。１次側巻線からガルバニック絶縁されている巻線は、２次側巻線であり、出力巻線と呼ばれることがある。
絶縁障壁の入力側にある巻線を用いて、ガルバニック絶縁された出力電圧についての情報を間接的に得ることは非常に簡単明瞭であるものの、ガルバニック絶縁された出力電流についての情報を間接的に得ることは別の難題である。多くの電源トポロジにおいて、入力巻線中の電流の測定単独では、出力電流を決定するのに不十分である。出力電流を測定するための従来の解決法は、通常、電流−電圧変換を含み、この変換は、電力を無駄にし、信号を絶縁障壁にわたって伝達するためにコストのかかる構成部品を用いる。したがって、従来の解決法は、ＡＣ−ＤＣコンバータにおける低コストで高効率と高力率とを備えたガルバニック絶縁という目標を達成するには満足の行かないものである。
図面の簡単な説明
この発明の非限定的かつ非網羅的な実施例および例を以下の図面を参照して説明する。図中、同様の参照番号は、特に指定がない限りさまざまな図面を通して同様の部品を指す。
この発明の教示に従った、出力電流を調整しながら高力率を維持するためのコントローラを含むＡＣ−ＤＣ電源の機能ブロック図である。 この発明の教示に従った、出力電流を調整しながら高力率を維持するための代替的なコントローラを含むＡＣ−ＤＣ電源の機能ブロック図である。 この発明の教示に従った算術演算子回路例を説明する概略図である。 図１および図２の回路からの信号の波形を示すタイミング図である。 この発明の教示に従った、出力電流を調整しながら高力率を提供する代替的なコントローラを含むＡＣ−ＤＣフライバック電源例を説明する機能ブロック図である。 この発明の教示に従った、出力電流を調整しながら高力率を提供する単段ＡＣ−ＤＣ電源の制御方法を説明するフロー図である。
詳細な説明
以下の説明において、この発明の十分な理解を与えるために数多くの特定の詳細が述べられる。しかしながら、当業者にとっては、この発明を実施するためにはその特定の詳細を採用する必要はないことは明らかであるであろう。他の例では、周知の材料または方法は、この発明を曖昧にしないために、詳細には説明されていない。
この明細書全体を通して、「１つの実施例」、「ある実施例」、「１つの例」または「ある例」の記載は、その実施例または例に関連して説明された特定の特徴、構造、または特性が、この発明の少なくとも１つの実施例に含まれることを意味する。よって、「１つの実施例において」、「ある実施例において、」、「１つの例において」または「ある例において」という表現がこの明細書全体を通してさまざまな場所に表われても、必ずしもすべてが同じ実施例または例を参照しない。さらに、特定の特徴、構造、または特性は、１つ以上の実施例または例において任意の適切な組合せおよび／または下位の組合せで組合されてもよい。加えて、この明細書とともに提供される図面は、当業者への説明を目的とするものであり、図面は、必ずしも一律の縮尺に従わずに描かれていることが理解される。
図１の機能ブロック図には、ＡＣライン周期である周期ＴLを備えた実質的に正弦波状の波形を有するＡＣ入力電圧ＶAC１０２を受けるＡＣ−ＤＣ電源１００の１つの例が示されている。図１の電源例１００は、ＡＣ入力電流ＩAC１０４を有する。
図１の電源例において、全波ブリッジ整流器１０６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６によって受けられるＤＣ整流電圧ＶRECT１１２を発生させる。整流電圧ＶRECT１１２は、入力帰線１０８に対して正である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６は、スイッチング周期である周期ＴSを備えた脈動波形を有する入力電流ＩIN１１４を有する。スイッチング周期ＴSは、ライン周期ＴLよりもはるかに短い。スイッチング周期ＴSは、スイッチング周波数の逆数であり、ＡＣライン周期ＴLは、ライン周波数の逆数である。１つの例において、スイッチング周期ＴSは、約１５マイクロ秒であり、ＡＣライン周期ＴLは、約２０ミリ秒である。言い換えれば、ＡＣライン周期ＴLは、典型的に、スイッチング周期ＴSよりも約１０００倍大きく、そのため、典型的に、１つのＡＣライン周期内に約１０００スイッチング周期がある。
図１の電源例において、ブリッジ整流器１０６のＤＣ端子にわたって結合された小さなキャパシタＣ１ １１０は、低インピーダンス源を入力電流ＩIN１１４のパルスに対して提供する。キャパシタＣ１ １１０は、任意の瞬間のＡＣ入力電流ＩAC１０４の大きさがＤＣ入力電流ＩIN１１４の平均に実質的にあるよう、入力電流ＩIN１１４の高周波数成分にフィルタをかけ、この平均は、スイッチング周期ＴSにわたって取られたものである。キャパシタＣ１ １１０は、整流電圧ＶRECT１１２がＡＣライン周期ＴLごとに２度実質的に０になることを可能にするのに十分に小さい。
図１の例におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１１６は、出力電圧ＶO１２６を負荷１２８で発生させる実質的に直流の出力電流ＩO１２４を調整するコントローラ１３２によって制御される。出力電圧ＶO１２６は、出力帰線１３０に対して正である。１つの例において、負荷１２８は、ＬＥＤ配列である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６は、典型的に、少なくとも１つのスイッチ１１８と、少なくとも１つの結合インダクタ１２０と、少なくとも１つのキャパシタ１２２とを含む。たとえばフライバックコンバータおよびたとえばバックコンバータの多くの変形例などの、ガルバニック絶縁された出力を提供するために典型的に用いられる脈動入力電流を備えたすべての標準的なコンバータ構成は、図１の例においてＤＣ−ＤＣコンバータブロック１１６によって表わされるスイッチと、結合インダクタと、キャパシタとの配置によって実現化されてもよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６およびコントローラ１３２の機能とともに識別されたさまざまな構成部品は、図１の電源例１００に描かれる枠で示唆される境界内に制限される必要はない。個々の構成部品は、この発明の説明を助けるためにこの開示において簡単に識別可能な領域内に離隔されている。したがって、たとえば、スイッチ１１８などの構成部品は、スイッチ１１８が異なる機能と関連付けられた回路とともに物理的に位置しているとき、依然としてＤＣ−ＤＣコンバータ１１６の要素として考えられてもよい。たとえば、スイッチ１１８は、ブリッジ整流器１０６とともにまとめられてもよく、またはスイッチ１１８は、ハイブリッド集積回路かモノリシック集積回路かのいずれかとして製造された集積回路中のコントローラ１３２の回路とともに含まれてもよい。
図１の例において、コントローラ１３２は、ＤＣ入力電流ＩIN１１４を表す入力電流検出信号ＵIN１３４を受ける。コントローラ１３２は、整流入力電圧ＶRECT１１２を表す入力電圧検出信号ＵRECT１３６も受ける。コントローラ１３２は、出力電圧ＶO１２６を表わす出力電圧検出信号ＵOSENSEも受ける。
この開示において説明される実施例は、入力電流ＩIN１１４を電流検出信号ＵIN１３４として検出する多くの技術を用いてもよい。たとえば、入力電流は、個別抵抗器上の電圧として、または変流器からの電流として、または入力電流がトランジスタ中の電流と同じとき金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のオン抵抗にかかる電圧として、または電流検出電界効果トランジスタ（ｓｅｎｓｅＦＥＴ）の検出出力として検出されてもよい。したがって、この開示は、ＤＣ入力電流ＩIN１１４を検出する技術の具体例を省略する。
図１の例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６に含まれるスイッチ１１８は、コントローラ１３２から受けた駆動信号１６０に応答する。図１の例において、駆動信号１６０は、スイッチング周期ＴS内でハイまたはローである論理信号である。１つの例において、スイッチ１１８は、駆動信号１６０がハイのとき閉じており、スイッチ１１８は、駆動信号１６０がローのとき開いている。閉じたスイッチは、オン状態であると称されることがある。開いたスイッチは、オフ状態であると称されることがある。言い換えれば、オンになるスイッチは閉じ、オフになるスイッチは開く。図１の例において、ＤＣ入力電流ＩIN１１４は、駆動信号１６０がローのとき実質的にゼロである脈動電流である。
入力電流検出信号ＵIN１３４、入力電圧検出信号ＵRECT１３６、および出力電圧検出信号ＵOSENSE１３８は、それぞれＤＣ入力電流ＩIN１１４、整流入力電圧ＶRECT１１２、および出力電圧ＶO１２６と既知の関係を有する任意の信号であってもよいことが理解される。たとえば、電圧は、電流信号として検出されてもよく、電流は、電圧信号として検出されてもよい。
コントローラ１３２は、たとえばスイッチング周期ＴSの継続時間を設定するクロック信号１５２などのタイミング信号を提供し、かつ図１に示されていない他のタイミング信号も提供してもよい発振器１４４を含む。算術演算子回路１４０は、入力電流検出信号ＵIN１３４と、入力電圧検出信号ＵRECT１３６と、出力電圧検出信号ＵOSENSE１３８とを受けて、スケーリングされた電流信号１４６を発生させ、この信号は、入力電流検出信号ＵIN１３４を入力電圧検出信号ＵRECT１３６と出力電圧検出信号ＵOSENSE１３８の比で乗算し、一定のスケーリング因子Ｋ1で再び乗算した積である。
コントローラ１３２は、リセット可能な積分器１４８も含む。リセット可能な積分器１４８は、スケーリングされた電流信号１４６を積分して、入力充電制御信号ＵQ１５８を発生させる。よって、算術演算子回路１４０とリセット可能な積分器１４８とは、入力充電制御信号発生器を構成する。入力充電制御信号ＵQ１５８は、スイッチング周期中にＤＣ−ＤＣコンバータ１１６が受ける電荷に正比例する。入力充電制御信号ＵQ１５８は、追加の一定のスケーリング因子Ｋ2によってスケーリングされてもよい。図１の例において、リセット可能な積分器１４８は、積分器をリセットし、かつ積分を開始させるクロック信号１５２を受ける。
１つの例において、リセット可能な積分器１４８は、キャパシタと、電流源と、スイッチとを含んでもよい。電流源は、積分される信号を表わす値により、積分の時間中キャパシタを充電する。スイッチは、積分器がリセットされると、キャパシタを放電させる。リセット可能な積分器１４８の他の例は、積分の時間中のキャパシタの充電がキャパシタの線形動作範囲内で起こるよう、必ずしもゼロではない既知の値に積分器をリセットすることを含めて、一層高度化された機能も含んでもよい。別の例において、リセット可能な積分器１４８は、２方向積分器であってもよい。つまり、リセット可能な積分器１４８は、あるスイッチング周期ＴS中にキャパシタを充電することによって積分してもよく、次に後続のスイッチング周期においてキャパシタを放電させることによって積分してもよい。そのような２方向積分器は、駆動信号１６０に対して高い最大デューティ比（たとえば９９％−１００％）が所望される用途において有用であってもよい。
図１の例において、コントローラ１３２に含まれた遅延ランプ発生器１４２は、遅延ランプ信号ＵDR１５４を提供する。遅延ランプ信号ＵDR１５４は、典型的に、特定のＤＣ−ＤＣコンバータからの所望の力率を得るように選択された特性を備えた区分線形セグメントを含む信号である。フライバックコンバータについては、たとえば、遅延ランプ信号ＵDR１５４の波形は、ゼロよりも大きい大きさの短い水平セグメントをスイッチング周期の始めで有し、続いて一定の傾きで次のスイッチング周期の前にゼロまで減少するはるかに長いセグメントを有してもよい。バックコンバータについては、たとえば、遅延ランプ信号ＵDR１５４の波形は、この短い水平セグメントに続いて、異なる傾きで線形に減少する２つのセグメントを有してもよい。１つの例において、遅延ランプ信号ＵDR１５４は、実質的に傾きがゼロの第１のセグメントを含み、続いて傾きが有限で線形の第２のセグメントを含む。遅延ランプ信号の生成は、典型的に、このために生成されたかまたはコントローラ中の他の回路から容易に入手可能かのいずれかである三角波形の一部を加算することによって達成される。
図１の例のコントローラ１３２中の駆動信号発生器（すなわち比較器１５６）は、入力充電制御信号ＵQ１５８を遅延ランプ信号ＵDR１５４と比較して、駆動信号１６０を発生させる。１つの例において、駆動信号１６０は、入力充電制御信号ＵQ１５８が、遅延ランプ信号ＵDR１５４未満であるときハイ状態であり、駆動信号１６０は、入力充電制御信号ＵQ１５８が、遅延ランプ信号ＵDR１５４よりも大きいとき、ロー状態である。
図１の例におけるコントローラ１３２内の機能ブロックは、図２の例に示されるように、異なった配置をされて、異なった順序で信号に作用して、同じ結果を生じさせてもよい。図２には、コントローラ１３２内の機能の代替的な配置が示されている。図２の例において、入力電流検出信号ＵIN１３４は、まず、リセット可能な積分器１４８によって積分され、スケーリングされて、入力充電信号ＵINQ２０５を発生させる。次に、算術演算子回路１４０は、入力充電信号ＵINQ２０５を受けて、入力充電制御信号ＵQ１５８を発生させ、この信号は、図１の例におけるように、比較器１５６によって遅延ランプ信号ＵDR１５４と比較される。
図１および図２の例におけるコントローラ１３２内の個々の信号は、組合せおよび配置が異なって、同じ結果を生じさせてもよい。たとえば、遅延ランプ信号ＵDR１５４と入力充電制御信号ＵQ１５８との直接比較の代替的な配置として、遅延ランプ信号ＵDR１５４が入力充電制御信号ＵQ１５８から減算され、差が一定のレベルと比較されてもよい。数学的には、この代替例は、比較器１５６の両方の入力から同じ信号（遅延ランプ信号ＵDR１５４）をただ減算するだけである。
図３には、図１および図２の算術演算子回路の機能を果たしてもよい回路例３００が示されている。
図３の回路において、バイポーラＮＰＮトランジスタ３３０、３２０、３２５、および３５５は整合されている。非常に良好な近似で、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ電圧は、コレクタ電流の自然対数に正比例する。つまり、関心領域における実用値（practical value）は、
Figure 2014226038
であり、式中、ＶBEは、ベース・エミッタ電圧であり、ＶTは、物理定数によって定められる熱電圧であり、ＩCは、コレクタ電流であり、ＩSは、トランジスタのベース・エミッタ接合の逆飽和電流である。図３中の回路について、
Figure 2014226038
である。したがって、全トランジスタのベース電流が無視できるものである条件下で、方程式（１）の関係は、電流ＩX３０５とＩY３６０とが、式
Figure 2014226038
による関係があることを必要とする。
言い換えれば、方程式（１）の対数関係の図３の回路への適用により、入力電流ＩX３０５が、電流源３１０および３３５の値ＩC2によって乗算されることが示される。入力電流ＩX３０５が、電流源３１５および３４０の値ＩC3によって除算されることも示される。したがって、ＩX３０５が第１の信号に比例し、電流源３１０および３３５が第２の信号に比例するとき、２つの信号の乗算は、図３中の回路によって得られてもよい。電流源３１５および３４０が第３の信号に比例するとき、第３の信号の逆数による乗算も、得られてもよい。図３の回路例の多くの適切な変形例がこの技術分野において知られている。
１つの例において、電流源ＩC2３１０および３３５は、入力電圧検出信号ＵRECT１３６によって制御される可変電流源であり、電流源ＩC3３１５および３４０は、出力電圧検出信号ＵOSENSEによって制御される可変電流源である。よって、入力電流ＩXが入力充電検出信号ＵINQ２０５に正比例するので、出力電流ＩYは、図２の例に従った入力充電制御信号ＵQ１５８を表わす。
図４は、図１および図２のコントローラ１３２における信号の、２つの完全なスイッチング周期４０５および４１０の間のタイミング図４００である。タイミングをとるための便利な基準信号は、クロック信号１５２である。タイミング図例４００において、クロック信号１５２の立下がりは、スイッチング周期が始まる印となる。たとえば、スイッチング周期４０５は、時間ｔ0４１５で開始し、時間ｔ3４３０で終了し、スイッチング周期４１０は、時間ｔ3４３０で開始し、時間ｔ4４３５で終了する。
図４のタイミング図例４００において、駆動信号（「ゲート」）１６０は、スイッチング周期４０５の始めでハイになって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６中のスイッチ１１８を閉じる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６は、スイッチ１１８が閉じている間、ＤＣ入力電流ＩIN１１４を受けてもよい。タイミング図４００には、遅延ランプ信号ＵDR１５４がスイッチング周期４０５の開始後、遅延時間ＴD４４０の間、一定の正の値であり、次にクロック信号１５２の立上がりにある時間ｔ2４２５でのゼロまで線形に減少することが示されている。図４に示されるように、遅延ランプ信号ＵDR１５４は、実質的に傾きがゼロの第１のセグメント４４５を含み、続いて傾きが有限で線形の第２のセグメント４５０を含む。
図４の例において、クロック信号１５２の立上がりは、時間ｔ0４１５、ｔ3４３０およびｔ4４３５でリセット可能な積分器１４８をリセットして、入力充電制御信号ＵQ１５８をゼロの値にする。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６は、入力電流検出信号ＵIN１３４によって示されるように、駆動信号１６０がハイのときＤＣ入力電流ＩIN１１４を受ける。入力充電制御信号ＵQ１５８は、リセット可能な積分器が入力電流検出信号ＵIN１３４を積分するにつれて増大する。
タイミング図例４００には、駆動信号１６０は、入力充電制御信号ＵQ１５８が、遅延ランプ信号ＵDR１５４未満のときハイのままであることが示されている。駆動信号１６０は、図４において、入力充電制御信号ＵQ１５８が、遅延ランプ信号ＵDR１５４と等しくなった後ローになる。言い換えれば、スイッチ１１８は、スイッチング周期ＴS４０５の始めにある時間ｔ0４１５から、入力充電制御信号ＵQ１５８が上昇して、時間ｔ1４２０で遅延ランプ信号ＵDR１５４の値に達するまで閉じている。入力充電制御信号ＵQが時間ｔ1４２０で遅延ランプ信号ＵDR１５４の値に達すると、スイッチ１１８は、スイッチング周期ＴS４０５の残りの間、開いている。
遅延ランプ信号ＵDR１５４は、時間ｔ1４２０で減少しているので、入力充電信号ＵQ１５８は、時間ｔ1４２０とスイッチング周期ＴS４０５の終わりとの間で遅延ランプ信号ＵDR１５４よりも大きくなる。したがって、コントローラ１３２は、入力充電信号ＵQ１５８が遅延ランプ信号ＵDR１５４の値よりも大きくなると、スイッチ１１８を開く。
図５には、フライバックコンバータとして知られる特定のＤＣ−ＤＣコンバータを含む電源５００中の集積回路コントローラ５８５の１つの例が示されている。図５のフライバックコンバータ例は、インダクタＴ1５３５に結合された、変圧器と称されることがあるエネルギ伝達要素を含む。結合インダクタＴ1５３５は、一方の端部が整流入力電圧ＶRECT１１２に結合された１次巻線５２５を有する。結合インダクタＴ1５３５は、一方の端部が出力帰線１３０に結合された２次巻線５３０を有する。結合インダクタＴ1５３５は、一方の端部が入力帰線１０８に結合された検出巻線５５０を有する。
図５の電源例５００は、集積回路コントローラ５８５に含まれたＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＳ１ １１８を有する。図５の例におけるスイッチＳ１ １１８は、１次巻線５２５の一方の端部に結合されている。スイッチＳ１ １１８は、駆動信号１６０に応答して開閉する。１つの例において、スイッチＳ１ １１８は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であってもよい。別の例において、スイッチＳ１ １１８は、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）であってもよい。さらに別の例において、スイッチＳ１ １１８は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であってもよい。クランプ回路５２０は、１次巻線５２５の両端間に結合されて、スイッチＳ１ １１８が開いているとき、１次巻線５２５にかかる電圧を制限する。
図５の電源例５００において、コントローラ５８５は、入力電圧検出信号１３６、出力電圧検出信号１３８および入力電流検出信号１３４に応答して駆動信号１６０を生成する。スイッチ中の電流を検出するこの技術分野において実施されたいくつかの方法のうち任意のものが、電流検出信号１３４を提供してもよい。図５の電源例において、入力電流検出信号１３４は、スイッチＳ１ １１８中の電流ＩD５９５の値を表わす電流ＩS５６５である。図５の電源例において、電流ＩD５９５は、スイッチＳ１ １１８が閉じているとき、ＤＣ入力電流ＩIN１１４と同じである。
図５の電源例５００におけるコントローラ５８５は、整流入力電圧ＶRECT１１２のピーク値を表わす電流ＩRECT５９０として入力電圧検出信号ＵRECT１３６を受ける。キャパシタＣ２ ５１０は、ダイオード５０５を通して整流電圧ＶRECT１１２のピーク値まで充電される。キャパシタＣ２ ５１０は、ＡＣライン周期ＴLの半分の間、抵抗器Ｒ１ ５１５を通して電流ＩRECT５９０の無視できる変化を可能にする速度で放電する。したがって、図５の電源例５００におけるコントローラ例５８５は、整流入力電圧ＶRECT１１２のピークに応答する。
図５の電源例５００において、スイッチＳ１ １１８の切換は、２次巻線５３０中に脈動電流を発生させる。２次巻線５３０中の電流は、ダイオードＤ１ ５４０によって整流され、キャパシタＣ３ ５４５によってフィルタをかけられて、図５に示されない負荷に提供される実質的に直流の出力電圧ＶO１２６および出力電流ＩO１３５を発生させる。
図５の電源例５００における結合インダクタＴ１ ５３５は、バイアス巻線５５０を含む。バイアス巻線５５０中の電流は、ダイオード５５５によって整流され、キャパシタ５７０によってフィルタをかけられて、出力電圧ＶO１２６を表わす実質的に直流の電圧ＶB５７０を発生させる。
図５の電源例５００におけるコントローラ５８５は、出力電圧ＶO１２６を表わす出力電圧検出信号ＵOSENSE１３８を、フィードバック電流ＩFB５７５としてフィードバック抵抗器ＲFB５８０を通して受ける。入力電流検出信号ＵIN１３４、入力電圧検出信号ＵRECT１３６および出力電圧検出信号ＵOSENSE１３８について説明されたこれらの入力で、図５の電源例５００におけるコントローラ５８５は、図１のコントローラ例１３２と同じように動作する。
図６は、調整された出力電流とともに高力率を生じさせる電源の制御方法を説明するフローチャート６００である。
ステップ６０５における開示後、ステップ６１５において、入力電圧および出力電圧を検出する。ステップ６２０は、積分ステップのための初期値を設定する。次に、ステップ６２５においてスイッチを閉じて、入力電流が流れることを可能にする。スイッチが閉じている間、ステップ６３０において入力電流を検出する。ステップ６３５において、検出入力電流を、検出入力電圧と検出出力電圧の比でスケーリングする。ステップ６４０において、遅延ランプ信号を生成する。
ステップ６４５において、スケーリングされた入力電流を積分する。ステップ６５０において、スケーリングされた入力電流の積分を、遅延ランプと比較する。スケーリングされた入力電流の積分が遅延ランプ信号未満の場合、入力電流を流れ続けさせ、積分は、ステップ６２５から６５０まで継続する。スケーリングされた入力電流の積分が遅延ランプ信号未満でない場合、ステップ６５５において入力電流を終了させ、プロセスは、ステップ６１５へと続く。
１００ 電源、１０４ ＡＣ入力電流ＩAC、１０６ 全波ブリッジ整流器、１０８ 入力帰線、１１０ キャパシタＣ１、１１４ 入力電流ＩIN、１１６ ＤＣ−ＤＣコンバータ、１１８ スイッチ、１２０ 結合インダクタ、１２２ キャパシタ、１２４ 実質的に直流の出力電流ＩO、１２６ 出力電圧ＶO、１２８ 負荷、１３０ 出力帰線、１３２ コントローラ、１３４ 入力電流検出信号ＵIN、１３６ 入力電圧検出信号ＵRECT、１３８ 出力電圧検出信号ＵOSENSE、１４０ 算術演算子回路、１４２ 遅延ランプ発生器、１４４ 発振器、１４６ スケーリングされた電流信号、１４８ リセット可能な積分器、１５２ クロック信号、１５４ 遅延ランプ信号ＵDR、１５６ 比較器、１５８ 入力充電制御信号ＵQ、１６０ 駆動信号。

Claims (23)

  1. 電源であって、
    前記電源の入力と前記電源の出力との間に結合されたエネルギ伝達要素を備え、前記電源の前記出力は、前記入力からガルバニック絶縁されており、さらに、
    前記電源の前記入力から前記出力へのエネルギの伝達を制御するように前記エネルギ伝達要素に結合されたスイッチと、
    前記スイッチに結合されたコントローラとを備え、前記コントローラは、
    遅延ランプ信号を生成するように構成された遅延ランプ発生器と、
    前記電源の入力電流に応じた信号を積分するように、かつそれに応答して第１の信号を生成するように結合された積分器と、
    前記第１の信号に応じ、かつ前記電源の直流出力電圧に対する整流された入力電圧の比に応じた第２の信号を生成するように結合された算術演算子と、
    前記遅延ランプ信号および前記第２の信号を受けるように、かつそれに応答して駆動信号を駆動し、前記スイッチの切換を制御して、前記電源の力率補正を提供し、かつ前記電源の前記出力において調整された電流を提供するように結合された駆動信号発生器とを含む、電源。
  2. 電源であって、
    前記電源の入力と前記電源の出力との間に結合されたエネルギ伝達要素を備え、前記電源の前記出力は、前記入力からガルバニック絶縁されており、さらに、
    前記電源の前記入力から前記出力へのエネルギの伝達を制御するように前記エネルギ伝達要素に結合されたスイッチと、
    前記スイッチに結合されたコントローラとを備え、前記コントローラは、
    遅延ランプ信号を生成するように構成された遅延ランプ発生器と、
    前記電源の入力電流に応じ、かつ前記電源の直流出力電圧に対する整流された入力電圧の比に応じた第１の信号を生成するように結合された算術演算子と、
    前記第１の信号を積分し、それに応答して第２の信号を生成するように結合された積分器と、
    前記遅延ランプ信号および前記第２の信号を受けるように、かつそれに応答して駆動信号を駆動し、前記スイッチの切換を制御して、前記電源の力率補正を提供し、かつ前記電源の前記出力において調整された電流を提供するように結合された駆動信号発生器とを含む、電源。
  3. 前記遅延ランプ信号は、複数の区分線形セグメントを含む、請求項１または２に記載の電源。
  4. 前記複数の区分線形セグメントは、実質的に傾きがゼロの第１のセグメントを含み、続いて傾きが有限で線形の第２のセグメントを含む、請求項３に記載の電源。
  5. 前記コントローラは、クロック信号を生成するように結合された発振器をさらに含み、前記遅延ランプ信号は、前記クロック信号に応答して生成される、請求項１または２に記載の電源。
  6. 集積回路をさらに備え、前記コントローラおよび前記スイッチは、前記集積回路に含まれる、請求項１または２に記載の電源。
  7. 前記駆動信号発生器は、前記第２の信号が前記遅延ランプ信号未満であることに応答して前記スイッチをオンし、前記第２の信号が前記遅延ランプ信号よりも大きいことに応答して前記スイッチをオフするように結合された比較器を含む、請求項１または２に記載の電源。
  8. 前記算術回路は、複数の整合されたトランジスタと複数の電流源とを含む、請求項１または２に記載の電源。
  9. 前記複数の電流源のうちの１つ以上の電流は、前記整流された入力電圧を表す信号によって制御される可変電流源であり、前記複数の電流源のうちの１つ以上の他の電流源は、前記電源の前記直流出力電圧を表す信号によって制御される可変電流源である、請求項８に記載の電源。
  10. 負荷と、
    調整された直流出力電流を前記負荷に供給するように結合された出力を含む電源とを備える装置であって、前記電源はさらに、
    前記電源の入力と前記電源の出力との間に結合されたエネルギ伝達要素を含み、前記電源の前記出力は、前記入力からガルバニック絶縁されており、さらに、
    前記電源の前記入力から前記出力へのエネルギの伝達を制御するように前記エネルギ伝達要素に結合されたスイッチと、
    前記スイッチに結合されたコントローラとを含み、前記コントローラは、
    遅延ランプ信号を生成するように構成された遅延ランプ発生器と、
    前記電源の入力電流に応じた信号を積分するように、かつそれに応答して第１の信号を生成するように結合された積分器と、
    前記第１の信号に応じ、かつ前記電源の直流出力電圧に対する整流された入力電圧の比に応じた第２の信号を生成するように結合された算術演算子と、
    前記遅延ランプ信号および前記第２の信号を受けるように、かつそれに応答して駆動信号を駆動し、前記スイッチの切換を制御して、前記電源の力率補正を提供し、かつ前記電源の前記出力において調整された直流出力電流を提供するように結合された駆動信号発生器とを含む、装置。
  11. 前記負荷は発光ダイオード（ＬＥＤ）を含む、請求項１０に記載の装置。
  12. 前記電源は集積回路をさらに含み、前記コントローラおよび前記スイッチは、前記集積回路に含まれる、請求項１０に記載の装置。
  13. 前記駆動信号発生器は、前記第２の信号が前記遅延ランプ信号未満であることに応答して前記スイッチをオンし、前記第２の信号が前記遅延ランプ信号よりも大きいことに応答して前記スイッチをオフするように結合された比較器を含む、請求項１０に記載の装置。
  14. 負荷と、
    調整された直流出力電流を前記負荷に供給するように結合された出力を含む電源とを備える装置であって、前記電源はさらに、
    前記電源の入力と前記電源の出力との間に結合されたエネルギ伝達要素を含み、前記電源の前記出力は、前記入力からガルバニック絶縁されており、さらに、
    前記電源の前記入力から前記出力へのエネルギの伝達を制御するように前記エネルギ伝達要素に結合されたスイッチと、
    前記スイッチに結合されたコントローラとを含み、前記コントローラは、
    遅延ランプ信号を生成するように構成された遅延ランプ発生器と、
    前記電源の入力電流に応じ、かつ前記電源の直流出力電圧に対する整流された入力電圧の比に応じた第１の信号を生成するように結合された算術演算子と、
    前記第１の信号を積分し、それに応答して第２の信号を生成するように結合された積分器と、
    前記遅延ランプ信号および前記第２の信号を受けるように、かつそれに応答して駆動信号を駆動し、前記スイッチの切換を制御して、前記電源の力率補正を提供し、かつ前記電源の前記出力において調整された直流出力電流を提供するように結合された駆動信号発生器とを含む、装置。
  15. 前記負荷は発光ダイオード（ＬＥＤ）を含む、請求項１４に記載の装置。
  16. 前記電源は集積回路をさらに含み、前記コントローラおよび前記スイッチは、前記集積回路に含まれる、請求項１４に記載の装置。
  17. 前記駆動信号発生器は、前記第２の信号が前記遅延ランプ信号未満であることに応答して前記スイッチをオンし、前記第２の信号が前記遅延ランプ信号よりも大きいことに応答して前記スイッチをオフするように結合された比較器を含む、請求項１４に記載の装置。
  18. 電源において使用するためのコントローラであって、前記コントローラは、
    遅延ランプ信号を生成するように結合された遅延ランプ発生器と、
    入力充電制御信号発生器とを備え、前記入力充電制御信号発生器は、
    前記電源の入力電流を表わす入力電流検出信号と、
    前記電源の整流された入力電圧を表わす入力電圧検出信号と、
    前記電源の直流出力電圧を表わす出力電圧信号とを受けるように結合され、前記入力充電制御信号発生器は、前記入力電流検出信号の積分および前記出力電圧検出信号に対する前記入力電圧検出信号の比に応じた入力充電制御信号を生成するように構成され、さらに、
    駆動信号を発生させて前記電源のスイッチを制御し、前記入力充電制御信号および前記遅延ランプ信号に応答して前記電源の出力を調整するように構成された駆動信号発生器を備える、コントローラ。
  19. 前記遅延ランプ信号は、複数の区分線形セグメントを含む、請求項１８に記載のコントローラ。
  20. 前記複数の区分線形セグメントは、実質的に傾きがゼロの第１のセグメントを含み、続いて傾きが有限で線形の第２のセグメントを含む、請求項１９に記載の電源コントローラ。
  21. 前記駆動信号発生器は、前記電源の前記スイッチを制御して、前記電源の出力電流を調整するように前記駆動信号を発生させる、請求項１８に記載のコントローラ。
  22. 前記入力充電制御信号発生器は、
    前記入力電流検出信号を積分して、入力充電信号を発生させるように結合された積分器と、
    前記入力電圧検出信号、前記出力電圧検出信号および前記入力充電信号を乗算、除算またはスケーリングして、前記入力充電制御信号を生成するように結合された算術演算子回路とをさらに含む、請求項１８に記載のコントローラ。
  23. 前記入力充電制御信号発生器は、
    前記入力電流検出信号を前記出力電圧検出信号に対する前記入力電圧検出信号の比で乗算した積をスケーリング因子でさらに乗算した積であるスケーリングされた電流信号を発生させるように結合された算術演算子回路と、
    前記スケーリングされた電流信号を積分して、前記入力充電制御信号を生成するように結合された積分器とをさらに含む、請求項１８に記載のコントローラ。
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