JP2001286059A - 電力供給装置 - Google Patents

電力供給装置

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JP2001286059A
JP2001286059A JP2000094838A JP2000094838A JP2001286059A JP 2001286059 A JP2001286059 A JP 2001286059A JP 2000094838 A JP2000094838 A JP 2000094838A JP 2000094838 A JP2000094838 A JP 2000094838A JP 2001286059 A JP2001286059 A JP 2001286059A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】スイッチング素子のスイッチング周波数を一定
に制御しながら電流制御を行ない、フィルタコンデンサ
を省略して電流制御応答を速くし、電源電圧と負荷電圧
との差電圧に関係無く安定に高速に高精度に電流制御を
行なうこと。 【解決手段】直流電源1から、スイッチング素子3A,3B
をパルス幅変調(PWM)制御することで出力電流を制
御する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷91
に電流を供給する電力供給装置において、サンプリング
周期毎の、電力変換装置の電力変換部の出力電流を求め
る手段6A,6Bと、サンプリング周期の初期にスイッチン
グ素子3A,3Bをオンし、電力変換装置の電力変換部の入
力電流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達するとス
イッチング素子3A,3Bをオフさせる手段とを備えてい
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、主としてレーザダ
イオードやレーザ用閃光管等の負荷に電力または電流を
高速に供給する電力供給装置に係り、特に負荷の非直線
性や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係な
く、安定にかつ高速にしかも高精度に電流または電力制
御できるようにした電力供給装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来から、主としてレーザ用閃光管やレ
ーザダイオード等の負荷に電流や電力を高速に供給する
電力供給装置が多く用いられている。
【0003】以下に、この種の電力供給装置を代表する
ものとして、例えば“特許第2658900号[パルス
電源装置]”に示されている技術について説明する。
【0004】図9は、従来のパルス電源装置の回路構成
例を示すブロック図である。
【0005】図9において、充電電源1からコンデンサ
2を充電し、スイッチング素子(以下、IGBTとして
述べる)3をオンオフさせることにより、リアクトル
4、ダイオード5、フィルタ用のコンデンサ7からなる
電力変換部である降圧チョッパ回路の出力電力を制御
し、逆阻止用のダイオード8を介して閃光管9に電力を
供給する。
【0006】リアクトル4の電流は電流検出器6により
検出してIとし、また閃光管9の電圧は電圧検出器10
により検出してVとし、掛算器11によりIとVとの積
を求めて負荷電力V11を得る。
【0007】電力指令P*12と上記負荷電力V11
を、ヒステリシスコンパレータ13により比較してPW
M信号を出力し、駆動回路14を介してIGBT3をオ
ンオフすることにより、閃光管9へ供給する電力を制御
するようになっている。
【0008】なお、直流電源15と抵抗16とから、シ
ンマー電流を流すシンマー回路が構成されている。
【0009】図10は、図9のパルス電源装置の動作波
形を示す図である。
【0010】図10に示すように、電力指令P*12に
対して、ヒステリシスコンパレータ13のヒステリシス
によって、+ΔPと−ΔPの幅の間をIGBT3がオン
オフすることにより電力を制御する、いわゆるデルタモ
ジュレーションと呼ばれる方式で負荷電力を制御する。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような制御方式を用いたパルス電源装置は、回路構成が
簡単でまた制御が容易である反面、次のような問題点が
ある。
【0012】(a)IGBT3のスイッチング周波数が
変化する。すなわち、コンデンサ2の電圧の1/2の負
荷電圧の時が、IGBT3のスイッチング周波数が最も
高く、コンデンサ2が放電して低下するに従って、IG
BT3のスイッチング周波数が低下する。
【0013】このため、IGBT3の信頼性を確保する
ために最高周波数を制限することから、リアクトル4の
インダクタンスが比較的大きく、電力制御の応答が遅く
なる。
【0014】(b)IGBT3のスイッチング周波数が
低下した範囲では、電力応答も遅くなる。
【0015】(c)IGBT3のスイッチング周波数が
低下すると、リアクトル4の騒音が大きくなる。
【0016】(d)リプル電力一定制御であることか
ら、IGBT3のスイッチング周波数が低下すると、コ
ンデンサ7の容量を大きく設計してリプル電力を低下さ
せる設計とする必要が生じ、その結果として応答性が低
下する。
【0017】(e)負荷がレーザダイオードの場合、電
力一定制御では、ダイオード5の温度上昇によって順電
圧降下が低下し、電流が増加することになって好ましく
なく、むしろ電流一定制御の方が望ましい。
【0018】本発明の第1の目的は、スイッチング素子
のスイッチング周波数を一定に制御しながら電流制御を
行ない、さらにフィルタコンデンサを省略して電流制御
応答を速くして、電源電圧と負荷電圧との差電圧に関係
無く安定にかつ高速にしかも高精度に電流制御を行なう
ことが可能な電力供給装置を提供することにある。
【0019】また、本発明の第2の目的は、スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を一定に制御しながら電力
制御を行ない、さらにフィルタコンデンサを極少または
省略して電力制御応答を速くして、電源電圧と負荷電圧
との差電圧に関係無く安定にかつ高速にしかも高精度に
電力制御を行なうことが可能な電力供給装置を提供する
ことにある。
【0020】
【課題を解決するための手段】上記第1の目的を達成す
るために、請求項1に対応する発明では、直流電源か
ら、スイッチング素子をパルス幅変調(PWM)制御す
ることで出力電流を制御する電力変換部を備えた電力変
換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置にお
いて、サンプリング周期毎の、電力変換装置の電力変換
部の出力電流を求める手段と、サンプリング周期の初期
にスイッチング素子をオンし、電力変換装置の電力変換
部の入力電流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達す
るとスイッチング素子をオフさせる手段とを備えてい
る。
【0021】従って、請求項1の発明の電力供給装置に
おいては、サンプリング周期の初期において電力変換装
置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッ
チング素子出力側の(瞬時)入力電流の係数倍の積分値
が目標出力電流値に達するとスイッチング素子をオフさ
せることにより、負荷に供給する電流の制御を安定にか
つ高速にしかも高精度に行なうことができる。
【0022】また、上記第2の目的を達成するために、
請求項2に対応する発明では、直流電源から、スイッチ
ング素子をパルス幅変調(PWM)制御することで出力
電力を制御する電力変換部を備えた電力変換装置によ
り、負荷に電力を供給する電力供給装置において、サン
プリング周期毎の、電力変換装置の電力変換部の出力電
力を求める手段と、サンプリング周期の初期においてス
イッチング素子をオンし、電力変換装置の電力変換部の
入力電力の積分値が目標出力電力値に達するとスイッチ
ング素子をオフさせる手段とを備えている。
【0023】従って、請求項2の発明の電力供給装置に
おいては、サンプリング周期の初期において電力変換装
置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッ
チング素子出力側の(瞬時)電力の積分値が目標出力電
力値に達するとスイッチング素子をオフさせることによ
り、負荷に供給する電力の制御を安定にかつ高速にしか
も高精度に行なうことができる。
【0024】一方、請求項3に対応する発明では、上記
請求項1または請求項2に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧V
c、負荷電圧VL、電力変換装置の電力変換部の入力電流
または出力電流iをそれぞれ検出する手段を備え、スイ
ッチング素子をオフさせる手段としては、電力変換装置
の電力変換部の直流電源電圧をVc、負荷電圧をVL、電
力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流をi
とした場合に、下記式の左辺が目標値である右辺に一致
するように制御する。
【0025】
【数2】
【0026】従って、請求項3に対応する発明の電力変
換装置においては、上記式の左辺が目標値である右辺に
一致するように制御することにより、負荷に供給する電
流または電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度
に行なうことができる。
【0027】また、請求項4に対応する発明では、上記
請求項1または請求項2に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧V
c、電力変換装置の電力変換部の出力電圧の平均値E3
電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流i
をそれぞれ検出する手段を備え、スイッチング素子をオ
フさせる手段としては、電力変換装置の電力変換部の直
流電源電圧をVc、電力変換装置の電力変換部の出力電
圧の平均値をE3、電力変換装置の電力変換部の入力電
流または出力電流をiとした場合に、∫(Vc/E3)・
idtが目標値になるように制御する。
【0028】従って、請求項4に対応する発明の電力変
換装置においては、∫(Vc/E3)・idtが目標値に
なるように制御することにより、負荷に供給する電流ま
たは電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度に行
なうことができる。
【0029】さらに、請求項5に対応する発明では、上
記請求項1または請求項2に対応する発明の電力供給装
置において、電力変換装置の電力変換部のPWM変調率
M、電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電
流iをそれぞれ検出する手段を備え、電力変換装置の電
力変換部の変調率をM、電力変換装置の電力変換部の入
力電流または出力電流をiとした場合に、∫(1/M)
idtが目標値となるように制御する。
【0030】従って、請求項5に対応する発明の電力変
換装置においては、∫(1/M)idtが目標値になる
ように制御することにより、負荷に供給する電流または
電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度に行なう
ことができる。
【0031】一方、請求項6に対応する発明では、上記
請求項1に対応する発明の電力供給装置において、電力
変換装置の電力変換部の目標出力電流値の位相を進める
位相進み手段を付加して、電力変換装置の電力変換部の
入力電流相当分を制御する。
【0032】従って、請求項6に対応する発明の電力変
換装置においては、目標出力電流値の位相を進めて目標
値を得ることにより、電力変換部の一部を構成する遅れ
分を補償して高速に応答することができる。
【0033】また、請求項7に対応する発明では、上記
請求項2に対応する発明の電力供給装置において、電力
変換装置の電力変換部の目標出力電力値の位相を進める
位相進み手段を付加して、電力変換装置の電力変換部の
入力電力相当分を制御する。
【0034】従って、請求項7に対応する発明の電力変
換装置においては、目標出力電力値の位相を進めて目標
値を得ることにより、電力変換部の一部を構成する遅れ
分を補償して高速に応答することができる。
【0035】一方、請求項8に対応する発明では、上記
請求項1または請求項2に対応する発明の電力供給装置
において、スイッチング素子をオフさせる手段に、電力
変換装置の電力変換部の入出力電流が設定値以上になっ
たことを検出してスイッチング素子をオフさせる手段を
付加している。
【0036】従って、請求項8に対応する発明の電力変
換装置においては、電力変換装置の電力変換部の入出力
電流が設定値以上になったことを検出したことで、スイ
ッチング素子をオフすることにより、瞬時電流の過電流
を防止することができる。
【0037】また、請求項9に対応する発明では、上記
請求項1または請求項2に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置を複数個の電力変換部で構成
し、当該複数個の電力変換部のスイッチング素子をサン
プリング周期により順次等間隔でオン制御する。
【0038】従って、請求項9に対応する発明の電力変
換装置においては、電力変換装置の複数個の電力変換部
のスイッチング素子をサンプリング周期により順次等間
隔でオン制御することにより、リプルの極めて少ない状
態で、一層制御精度を高めることができる。
【0039】さらに、請求項10に対応する発明では、
上記請求項1または請求項2に対応する発明の電力供給
装置において、電力変換装置の電力変換部の入力部と出
力部との間に、電圧レベルを変換する変圧器を設ける。
【0040】従って、請求項10に対応する発明の電力
変換装置においては、電圧/電流のレベル変換を容易に
行なうことができる。
【0041】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
【0042】(第1の実施の形態)図1は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図9と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分について述べる。
【0043】図1において、コンデンサ2の電圧源か
ら、IGBT3A、リアクトル4A、ダイオード5A、
および電流検出器6Aからなる電力変換部であるAグル
ープの降圧チョッパ回路と、IGBT3B、リアクトル
4B、ダイオード5B、および電流検出器6Bからなる
電力変換部であるBグループの降圧チョッパ回路とを並
列接続して、負荷であるレーザダイオード91に電流を
供給する。
【0044】コンデンサ2の電圧を電圧検出器17で検
出してV17とし、電圧検出器10で検出した負荷電圧V
10を函数回路19を通してV19とし、割算回路18によ
りV17/V19=V18を求め、電流検出器6Aからの出力
AとV18との積を掛算回路20Aで求めて、積分器2
1Aで積分した値V21Aを求める。
【0045】発振器22からサンプリング周期を決める
周波数を出力し、分配器23から交互に出力するリセッ
トAとリセットBの信号を出力し、リセット信号の立上
りで積分器21AをリセットAによりリセットする。
【0046】電流指令i*を進み回路25を介して目標
電流値V25を出力し、上記積分値V21AとV25とをコン
パレータ26Aにより比較して、フリップフロップ27
Aに入力する。
【0047】フリップフロップ27Aは、リセットA信
号の立上りでリセットされ、コンパレータ26Aの出力
でセットする。
【0048】フリップフリップ27Aからの出力で、駆
動回路14Aを介してIGBT3AをPWM制御する。
【0049】電流検出器6Bからの出力IBと割算器1
8からの出力V18との積を掛算器20Bで求め、その出
力をリセットBでリセットされる積分器21Bで積分し
た出力を目標電流値V25とコンパレータ26Bで比較
し、リセットBでリセットされるフリップフロップ27
Bをセットし、フリップフロップ27Bからの出力で、
駆動回路14Bを介してIGBT3BをPWM制御す
る。
【0050】なお、函数回路19は省略することによ
り、チョッパ部の内部電圧降下分が無視されるので、少
し精度は落ちることが考えられるが、実用上支障はな
い。
【0051】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力供給装置の動作について、図2を用いて説明す
る。
【0052】時刻t0において、IGBT3がオンする
と電流iは増加を開始し、ダイオード5の両端電圧VD
は、ほぼコンデンサ2の電圧VCとなる(正確にはVC
CE CEはIGBT3のオン電圧)。
【0053】このために、瞬時電力VD・i(≒VC
i)が、リアクトル4、負荷9に注入される。
【0054】この瞬時電力VC・iを積分した値∫VC
・iは、図2(c)のVD・iを積分した値にほぼ等し
くなり、これが降圧チョッパ回路に入力された電力P1
となる。
【0055】
【数3】 一方、負荷9に供給される電力P2は、次のように表わ
される。
【0056】
【数4】
【0057】他に、IGBT3、リアクトル4、ダイオ
ード5による損失をP(i)が存在するので、次式が成
立する。
【0058】
【数5】 一般的には、P(i)はP2の数%であるので、次式が
成立する。
【0059】
【数6】
【0060】PWM1サイクル間のVCとVLはほぼ一定
と考えられるので、(5)式は次式のように表わされ
る。
【0061】
【数7】 上記式の左辺は、図2(d)に示すような波形となる。
【0062】よって、負荷電流iを目標値i*に制御す
るには、時刻t0でIGBT3をオンさせ、
【0063】
【数8】
【0064】をオフさせることで、負荷電流を定常的に
制御できることになる。
【0065】実際には、リアクトル4による遅れ分があ
るので、降圧チョッパ回路の入力電力よりも出力電力が
遅れることになる。
【0066】この点、本実施の形態では、目標出力電流
値である目標値i*の位相を進める位相進み回路25を
付加して、入力電流相当分の遅れ分を補償することによ
り、この出力電力の遅れを短縮することができる。
【0067】一般的には、上記式(4)が成立するが、
特殊な用途では、損失P(i)が無視できない場合があ
る。
【0068】このような場合には、
【0069】
【数9】
【0070】なる近似的式(7)で比較して、IGBT
3をオフさせる時刻t1を求めることができる。
【0071】また、図(2)のVDの平均値をE3とする
と、
【0072】
【数10】 となり、PWMの変調率をMとすると、E3=MVCとな
るので、
【0073】
【数11】
【0074】となるので、この(9)式により時刻t1
でIGBT3をオフさせることでも、同等な制御が実現
できる。
【0075】時刻t1でスイッチング素子3をオフさせ
ると、ダイオード5の両端電圧はゼロとなり、時刻t1
〜t2の間は、リアクトル4に蓄積されているエネルギ
ーが負荷9に流出して、電流がI1からI2まで減少す
る。
【0076】なお、図2(d)の積分は、∫(VD
L)・iを使ってもよいが、VCはコンデンサ2の電圧
制御のため検出しているので、∫(VC/VL)・iを使
う方が、より経済的である。
【0077】時刻t2になると、リセット信号により積
分値∫(VC/VL)・iをリセットする。
【0078】図1のフリップフリップ27もリセット信
号でリセットし、 i*=∫(VC/VL)・i となった時刻にフリップフロップ27をセットするの
で、フリップフロップ27の出力は図2(f)に示すよ
うになり、この信号でIGBT3をスイッチングするこ
とにより、降圧チョッパ出力電流を制御できることにな
る。
【0079】定常状態では、t0〜t1間でリアクトル4
に蓄えられたエネルギーは、t1〜t2間に負荷に放出さ
れるので、電力応答は1サイクル以内である。
【0080】この遅れ分を補償するために、図1の位相
進み回路25が設けられ、電流基準i*24の変化分を
進み回路25で余分に与えることにより、高速な電流制
御が達成できる。
【0081】なお、この位相進み回路25は、省略する
こともできる。
【0082】なお、図1には、図2に示す回路を2組組
み込んで、図3に示すようなタイミングで、すなわちサ
ンプリング周期により順次等間隔で動作させるように制
御している。
【0083】また、函数回路19は、降圧チョッパ回路
の電圧降下分を補正すべく挿入されているものであり、
精度不要の場合はに省略することもできる。
【0084】すなわち、リセットAとリセットBとが交
互に等間隔で入力され、電流IAとIBは180度位相差
を持つように、フリップフリップ27A,27Bにより
IGBT3A,3Bを交互にスイッチングすることによ
り、図3に示すように、デューティが50%のスイッチ
ングの場合には、負荷電流IA+IBはリプルの極めて少
ない波形となる。
【0085】また、デューティが50%でない場合に
は、ややリプルが増加する。
【0086】なお、図1では、電力変換装置を電力変換
部である2組のチョッパ回路で構成した場合を示した
が、これに限らず、3組以上のチョッパ回路で電力変換
装置を構成しても、全く同様な原理で特定デューティで
リプルがゼロとなる。
【0087】さらに、1組のチョッパ回路でも使用可能
であり、リプルを減少させたい場合には、図4に示すよ
うに、コンデンサ7によりリプル分を吸収し、ダイオー
ド8を介して閃光管9に電力を供給する。
【0088】なお、このダイオード8は、シンマー電力
を安定に流す上で必要であるので、負荷がレーザダイオ
ードの場合には不要となる。
【0089】上述したように、本実施の形態の電力供給
装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部である
チョッパ回路のIGBT3A,3Bを交互にオンさせ、
チョッパ入力側の瞬時電力をチョッパ出力(または負
荷)電圧で除した値の積分値が目標電流値に達すると、
IGBT3A,IGBT3Bを交互にオフさせるように
しているので、負荷であるレーザダイオード91に供給
する電流の制御を、リプルの極めて少ない状態で、安定
にかつ高速にしかも高精度に行なうことが可能となる。
【0090】さらに、従来必要であったコンデンサ7、
ダイオード8が必要ないので、効率の高い電力変換を行
なうことが可能となる。
【0091】(第2の実施の形態)前記第1の実施の形
態では、負荷電流目標値とチョッパ入力側から計算した
積分値を比較してIGBT3A,IGBT3Bをオン,
オフさせる構成としているが、本実施の形態では、例え
ば図5に示すように、負荷電流目標値とチョッパ出力側
電圧(損失も含め)との積から負荷側目標電力を求め、
チョッパ入力側の電力の積分値を比較してIGBT3を
オン,オフさせて負荷電流を間接的に制御する構成とし
ている。
【0092】なお、図1の主回路部分は同一であるの
で、図5ではその図示を省略している。
【0093】コンデンサ2の電圧を電圧検出器17で検
出してV17とし、負荷電流IAとの積を掛算器20Aで
求め、その出力を、リセットAでリセットされる積分器
21Aで積分した値をV21Aとして求める。
【0094】一方、電圧検出器10で検出した負荷電圧
10から、函数回路31を介してチョッパ回路の内部電
圧を求めてV31とし、掛算器28によりV31と目標電流
値i *24とを掛算して目標電力を求めてV28とし、コ
ンパレータ26Aにより前記V21Aと比較してIGBT
3Aのオフタイミングを求める(式(7))。
【0095】この回路では、負荷電流を直接制御してい
ないので、安全のため、負荷電流I Aがレベル検出器2
9Aを介し過電流になった場合に、論理和(OR)回路
30Aを介してフリップフロップ27Aをセットして、
IGBT3Aをオフさせる動作を行なう。
【0096】また、他の一組のチョッパ回路について
も、全く同様にレベル検出器29B、OR回路30Bが
配置されている。
【0097】なお、函数回路31の目標電流i*入力を
省略すると精度がやや悪くなり、更に函数回路31その
ものを省略するとさらに精度が悪化することが考えられ
るが、この誤差は数%程度であるので、実用的には無視
してもよい。
【0098】また、レベル検出器29A,29B、OR
回路30A,30Bを省略することが可能なことは、説
明するまでもない。
【0099】さらに、図1で説明した位相進み回路25
を、図5の掛算器28の前段または後段に追加すること
により、応答を速くすることができることも、前記図1
の場合と同様である。
【0100】図6は、函数回路31の一例を示す図であ
る。また、チョッパ回路の内部損失の考えを図6(b)
に示す。
【0101】ダイオードDは、IGBT3とダイオード
5の電流に依存しない電圧降下分であり、抵抗rは全て
の抵抗分を示し、リアクトルLは理想的なリアクトルと
して示してある。
【0102】このため、電流i1が流れた場合のチョッ
パ回路の内部電圧V31(函数回路31の出力でもある)
は、図6(a)に示すように、理想ダイオードと抵抗の
電圧降下を負荷電圧VLに加えた値となる。
【0103】(第3の実施の形態)図7は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図1と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分について述べる。
【0104】図7では、図1のチョッパ回路が1組の場
合について示しているが、勿論、複数組の場合にも適用
できることは説明するまでもない。
【0105】フリップフロップ27の出力から、変調率
検出回路32を介して変調率V32Mを求める。
【0106】この場合、最も簡単な方法は、フリップフ
ロップ27の出力を平均化する方法であるが、ディジタ
ル的に求めれば、1サイクル検出が可能である。
【0107】変調率V32Mを、逆数回路33により1/
Mを求め、制限回路34を介して掛算器20によりI/
Mを求めて、積分器21により∫(I/M)dtを求め
る(式(8))。
【0108】この値と目標電流i*とをコンパレータ2
6で比較し、IGBT3のオフタイミングを求める(式
(9))。
【0109】レベル検出器29、OR回路30は、図5
の場合と同様な作用を行ない、省略することが可能であ
る。
【0110】制限回路34は、起動前に1/Mの値が異
常になるのを防ぐ目的で挿入している。
【0111】(第4の実施の形態)図8は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図1と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分ついてのみ述べる。
【0112】すなわち、本実施の形態の電力供給装置
は、図8に示すように、コンデンサ2の電圧をインバー
タブリッジ35により交流に変換し、電圧レベルを変換
する変圧器36を介して出力を整流器37で整流し、リ
アクトル4で平滑化した電力を閃光管9へ供給する。
【0113】コンデンサ2の電圧は、電圧検出器17で
検出してV12とし、負荷電流は電流検出器6で検出して
6とし、負荷電圧を電圧検出器10で検出してV10
して出力する。
【0114】制御回路は、前記図1の場合と同様に構成
(但し1相分でよい)することにより、出力電流を目標
値に制御することができる。
【0115】この時の各部の波形V,V1,V10,I6
PWMを図8に示している。
【0116】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力供給
装置によれば、負荷の電流を、入力電力と入力電圧、負
荷電圧とから各サンプリング周期毎に高速にしかも瞬時
値で制御するようにしているので、負荷の非直線や放電
管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定に
かつ高精度にしかも高速に電流または電力制御を行なう
ことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による電力供給装置の第1の実施の形態
を示すブロック図。
【図2】同第1の実施の形態の電力供給装置における動
作を説明するための図。
【図3】同第1の実施の形態の電力供給装置における動
作を説明するための図。
【図4】本発明による電力供給装置の変形例を示す回路
図。
【図5】本発明による電力供給装置の第2の実施の形態
を示すブロック図。
【図6】本発明による電力供給装置の第3の実施の形態
を示すブロック図。
【図7】同第2の実施の形態の電力供給装置における動
作を説明するための図。
【図8】本発明による電力供給装置の第4の実施の形態
を示すブロック図。
【図9】従来のパルス電源装置の回路構成例を示すブロ
ック図。
【図10】図9のパルス電源装置の動作波形を示す図。
【符号の説明】
1…充電電源、 2…コンデンサ、 3…IGBT、 4…リアクトル、 5…ダイオード、 6…電流検出器、 7…コンデンサ、 9…閃光管、 10,17…電圧検出器、 11…掛算器、 12…電力指令、 13…ヒステリシスコンパレータ、 14…駆動回路、 15…直流電源、 16…抵抗、 18…割算器、 19…函数回路、 20…掛算器、 21…積分器、 22…発振器、 23…分散器、 24…電流基準、 25…位相進み回路、 26…コンパレータ、 27…フリップフロップ、 28…掛算器、 29…レベル検出器、 30…論理和(OR)回路、 31…函数回路、 32…変調率検出回路、 33…逆数回路、 34…制限回路、 35…インバータブリッジ、 36…変圧器、 37…整流器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 FI テーマコート゛(参考) H02M 3/155 H02M 3/28 H 3/28 H01S 3/097 A Fターム(参考) 5F071 GG05 JJ05 JJ07 5F073 GA04 GA18 GA24 5G065 AA00 DA07 EA01 FA05 HA07 HA09 JA07 KA02 KA05 LA01 LA02 MA01 MA02 MA08 MA09 MA10 NA09 5H730 AA00 AS00 AS02 AS03 BB13 BB27 BB57 BB82 DD03 DD16 DD32 EE04 EE57 EE59 FD01 FD11 FD31 FD41 FG05 FG11 FG16

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 直流電源から、スイッチング素子をパル
    ス幅変調(PWM)制御することで出力電流を制御する
    電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電流を
    供給する電力供給装置において、 サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部
    の出力電流を求める手段と、 前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング
    素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電
    流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達すると前記ス
    イッチング素子をオフさせる手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力供給装置。
  2. 【請求項2】 直流電源から、スイッチング素子をパル
    ス幅変調(PWM)制御することで出力電力を制御する
    電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電力を
    供給する電力供給装置において、 サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部
    の出力電力を求める手段と、 前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング
    素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電
    力の積分値が目標出力電力値に達すると前記スイッチン
    グ素子をオフさせる手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力供給装置。
  3. 【請求項3】 前記請求項1または請求項2に記載の電
    力供給装置において、 前記電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧Vc、負
    荷電圧VL、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流
    または出力電流iをそれぞれ検出する手段を備え、 前記スイッチング素子をオフさせる手段としては、前記
    電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧をVc、負荷
    電圧をVL、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流
    または出力電流をiとした場合に、下記式の左辺が目標
    値である右辺に一致するように制御することを特徴とす
    る電力供給装置。 【数1】
  4. 【請求項4】 前記請求項1または請求項2に記載の電
    力供給装置において、 前記電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧Vc、前
    記電力変換装置の電力変換部の出力電圧の平均値E3
    前記電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電
    流iをそれぞれ検出する手段を備え、 前記スイッチング素子をオフさせる手段としては、 前記電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧をVc、
    前記電力変換装置の電力変換部の出力電圧の平均値をE
    3、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流または出
    力電流をiとした場合に、 ∫(Vc/E3)・idt が目標値になるように制御することを特徴とする電力供
    給装置。
  5. 【請求項5】 前記請求項1または請求項2に記載の電
    力供給装置において、 前記電力変換装置の電力変換部のPWM変調率M、前記
    電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流i
    をそれぞれ検出する手段を備え、 前記電力変換装置の電力変換部の変調率をM、前記電力
    変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流をiと
    した場合に、 ∫(1/M)idt が目標値となるように制御することを特徴とする電力供
    給装置。
  6. 【請求項6】 前記請求項1に記載の電力供給装置にお
    いて、 前記電力変換装置の電力変換部の目標出力電流値の位相
    を進める位相進み手段を付加して、前記電力変換装置の
    電力変換部の入力電流相当分を制御することを特徴とす
    る電力供給装置。
  7. 【請求項7】 前記請求項2に記載の電力供給装置にお
    いて、 前記電力変換装置の電力変換部の目標出力電力値の位相
    を進める位相進み手段を付加して、前記電力変換装置の
    電力変換部の入力電力相当分を制御することを特徴とす
    る電力供給装置。
  8. 【請求項8】 前記請求項1または請求項2に記載の電
    力供給装置において、 前記スイッチング素子をオフさせる手段に、前記電力変
    換装置の電力変換部の入出力電流が設定値以上になった
    ことを検出して前記スイッチング素子をオフさせる手段
    を付加したことを特徴とする電力供給装置。
  9. 【請求項9】 前記請求項1または請求項2に記載の電
    力供給装置において、 前記電力変換装置を複数個の電力変換部で構成し、当該
    複数個の電力変換部のスイッチング素子を前記サンプリ
    ング周期により順次等間隔でオン制御することを特徴と
    する電力供給装置。
  10. 【請求項10】 前記請求項1または請求項2に記載の
    電力供給装置において、 前記電力変換装置の電力変換部の入力部と出力部との間
    に、電圧レベルを変換する変圧器を設けたことを特徴と
    する電力供給装置。
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