JP2001286059A - 電力供給装置 - Google Patents
電力供給装置Info
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- JP2001286059A JP2001286059A JP2000094838A JP2000094838A JP2001286059A JP 2001286059 A JP2001286059 A JP 2001286059A JP 2000094838 A JP2000094838 A JP 2000094838A JP 2000094838 A JP2000094838 A JP 2000094838A JP 2001286059 A JP2001286059 A JP 2001286059A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】スイッチング素子のスイッチング周波数を一定
に制御しながら電流制御を行ない、フィルタコンデンサ
を省略して電流制御応答を速くし、電源電圧と負荷電圧
との差電圧に関係無く安定に高速に高精度に電流制御を
行なうこと。 【解決手段】直流電源１から、スイッチング素子3A,3B
をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで出力電流を制
御する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷91
に電流を供給する電力供給装置において、サンプリング
周期毎の、電力変換装置の電力変換部の出力電流を求め
る手段6A,6Bと、サンプリング周期の初期にスイッチン
グ素子3A,3Bをオンし、電力変換装置の電力変換部の入
力電流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達するとス
イッチング素子3A,3Bをオフさせる手段とを備えてい
る。
に制御しながら電流制御を行ない、フィルタコンデンサ
を省略して電流制御応答を速くし、電源電圧と負荷電圧
との差電圧に関係無く安定に高速に高精度に電流制御を
行なうこと。 【解決手段】直流電源１から、スイッチング素子3A,3B
をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで出力電流を制
御する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷91
に電流を供給する電力供給装置において、サンプリング
周期毎の、電力変換装置の電力変換部の出力電流を求め
る手段6A,6Bと、サンプリング周期の初期にスイッチン
グ素子3A,3Bをオンし、電力変換装置の電力変換部の入
力電流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達するとス
イッチング素子3A,3Bをオフさせる手段とを備えてい
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主としてレーザダ
イオードやレーザ用閃光管等の負荷に電力または電流を
高速に供給する電力供給装置に係り、特に負荷の非直線
性や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係な
く、安定にかつ高速にしかも高精度に電流または電力制
御できるようにした電力供給装置に関するものである。
イオードやレーザ用閃光管等の負荷に電力または電流を
高速に供給する電力供給装置に係り、特に負荷の非直線
性や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係な
く、安定にかつ高速にしかも高精度に電流または電力制
御できるようにした電力供給装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来から、主としてレーザ用閃光管やレ
ーザダイオード等の負荷に電流や電力を高速に供給する
電力供給装置が多く用いられている。
ーザダイオード等の負荷に電流や電力を高速に供給する
電力供給装置が多く用いられている。
【０００３】以下に、この種の電力供給装置を代表する
ものとして、例えば“特許第２６５８９００号［パルス
電源装置］”に示されている技術について説明する。
ものとして、例えば“特許第２６５８９００号［パルス
電源装置］”に示されている技術について説明する。
【０００４】図９は、従来のパルス電源装置の回路構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【０００５】図９において、充電電源１からコンデンサ
２を充電し、スイッチング素子（以下、ＩＧＢＴとして
述べる）３をオンオフさせることにより、リアクトル
４、ダイオード５、フィルタ用のコンデンサ７からなる
電力変換部である降圧チョッパ回路の出力電力を制御
し、逆阻止用のダイオード８を介して閃光管９に電力を
供給する。
２を充電し、スイッチング素子（以下、ＩＧＢＴとして
述べる）３をオンオフさせることにより、リアクトル
４、ダイオード５、フィルタ用のコンデンサ７からなる
電力変換部である降圧チョッパ回路の出力電力を制御
し、逆阻止用のダイオード８を介して閃光管９に電力を
供給する。
【０００６】リアクトル４の電流は電流検出器６により
検出してＩとし、また閃光管９の電圧は電圧検出器１０
により検出してＶとし、掛算器１１によりＩとＶとの積
を求めて負荷電力Ｖ11を得る。
検出してＩとし、また閃光管９の電圧は電圧検出器１０
により検出してＶとし、掛算器１１によりＩとＶとの積
を求めて負荷電力Ｖ11を得る。
【０００７】電力指令Ｐ*１２と上記負荷電力Ｖ11と
を、ヒステリシスコンパレータ１３により比較してＰＷ
Ｍ信号を出力し、駆動回路１４を介してＩＧＢＴ３をオ
ンオフすることにより、閃光管９へ供給する電力を制御
するようになっている。
を、ヒステリシスコンパレータ１３により比較してＰＷ
Ｍ信号を出力し、駆動回路１４を介してＩＧＢＴ３をオ
ンオフすることにより、閃光管９へ供給する電力を制御
するようになっている。
【０００８】なお、直流電源１５と抵抗１６とから、シ
ンマー電流を流すシンマー回路が構成されている。
ンマー電流を流すシンマー回路が構成されている。
【０００９】図１０は、図９のパルス電源装置の動作波
形を示す図である。
形を示す図である。
【００１０】図１０に示すように、電力指令Ｐ*１２に
対して、ヒステリシスコンパレータ１３のヒステリシス
によって、＋ΔＰと−ΔＰの幅の間をＩＧＢＴ３がオン
オフすることにより電力を制御する、いわゆるデルタモ
ジュレーションと呼ばれる方式で負荷電力を制御する。
対して、ヒステリシスコンパレータ１３のヒステリシス
によって、＋ΔＰと−ΔＰの幅の間をＩＧＢＴ３がオン
オフすることにより電力を制御する、いわゆるデルタモ
ジュレーションと呼ばれる方式で負荷電力を制御する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような制御方式を用いたパルス電源装置は、回路構成が
簡単でまた制御が容易である反面、次のような問題点が
ある。
ような制御方式を用いたパルス電源装置は、回路構成が
簡単でまた制御が容易である反面、次のような問題点が
ある。
【００１２】（ａ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が
変化する。すなわち、コンデンサ２の電圧の１／２の負
荷電圧の時が、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が最も
高く、コンデンサ２が放電して低下するに従って、ＩＧ
ＢＴ３のスイッチング周波数が低下する。
変化する。すなわち、コンデンサ２の電圧の１／２の負
荷電圧の時が、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が最も
高く、コンデンサ２が放電して低下するに従って、ＩＧ
ＢＴ３のスイッチング周波数が低下する。
【００１３】このため、ＩＧＢＴ３の信頼性を確保する
ために最高周波数を制限することから、リアクトル４の
インダクタンスが比較的大きく、電力制御の応答が遅く
なる。
ために最高周波数を制限することから、リアクトル４の
インダクタンスが比較的大きく、電力制御の応答が遅く
なる。
【００１４】（ｂ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が
低下した範囲では、電力応答も遅くなる。
低下した範囲では、電力応答も遅くなる。
【００１５】（ｃ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が
低下すると、リアクトル４の騒音が大きくなる。
低下すると、リアクトル４の騒音が大きくなる。
【００１６】（ｄ）リプル電力一定制御であることか
ら、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下すると、コ
ンデンサ７の容量を大きく設計してリプル電力を低下さ
せる設計とする必要が生じ、その結果として応答性が低
下する。
ら、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下すると、コ
ンデンサ７の容量を大きく設計してリプル電力を低下さ
せる設計とする必要が生じ、その結果として応答性が低
下する。
【００１７】（ｅ）負荷がレーザダイオードの場合、電
力一定制御では、ダイオード５の温度上昇によって順電
圧降下が低下し、電流が増加することになって好ましく
なく、むしろ電流一定制御の方が望ましい。
力一定制御では、ダイオード５の温度上昇によって順電
圧降下が低下し、電流が増加することになって好ましく
なく、むしろ電流一定制御の方が望ましい。
【００１８】本発明の第１の目的は、スイッチング素子
のスイッチング周波数を一定に制御しながら電流制御を
行ない、さらにフィルタコンデンサを省略して電流制御
応答を速くして、電源電圧と負荷電圧との差電圧に関係
無く安定にかつ高速にしかも高精度に電流制御を行なう
ことが可能な電力供給装置を提供することにある。
のスイッチング周波数を一定に制御しながら電流制御を
行ない、さらにフィルタコンデンサを省略して電流制御
応答を速くして、電源電圧と負荷電圧との差電圧に関係
無く安定にかつ高速にしかも高精度に電流制御を行なう
ことが可能な電力供給装置を提供することにある。
【００１９】また、本発明の第２の目的は、スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を一定に制御しながら電力
制御を行ない、さらにフィルタコンデンサを極少または
省略して電力制御応答を速くして、電源電圧と負荷電圧
との差電圧に関係無く安定にかつ高速にしかも高精度に
電力制御を行なうことが可能な電力供給装置を提供する
ことにある。
グ素子のスイッチング周波数を一定に制御しながら電力
制御を行ない、さらにフィルタコンデンサを極少または
省略して電力制御応答を速くして、電源電圧と負荷電圧
との差電圧に関係無く安定にかつ高速にしかも高精度に
電力制御を行なうことが可能な電力供給装置を提供する
ことにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るために、請求項１に対応する発明では、直流電源か
ら、スイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御す
ることで出力電流を制御する電力変換部を備えた電力変
換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置にお
いて、サンプリング周期毎の、電力変換装置の電力変換
部の出力電流を求める手段と、サンプリング周期の初期
にスイッチング素子をオンし、電力変換装置の電力変換
部の入力電流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達す
るとスイッチング素子をオフさせる手段とを備えてい
る。
るために、請求項１に対応する発明では、直流電源か
ら、スイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御す
ることで出力電流を制御する電力変換部を備えた電力変
換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置にお
いて、サンプリング周期毎の、電力変換装置の電力変換
部の出力電流を求める手段と、サンプリング周期の初期
にスイッチング素子をオンし、電力変換装置の電力変換
部の入力電流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達す
るとスイッチング素子をオフさせる手段とを備えてい
る。
【００２１】従って、請求項１の発明の電力供給装置に
おいては、サンプリング周期の初期において電力変換装
置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッ
チング素子出力側の（瞬時）入力電流の係数倍の積分値
が目標出力電流値に達するとスイッチング素子をオフさ
せることにより、負荷に供給する電流の制御を安定にか
つ高速にしかも高精度に行なうことができる。
おいては、サンプリング周期の初期において電力変換装
置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッ
チング素子出力側の（瞬時）入力電流の係数倍の積分値
が目標出力電流値に達するとスイッチング素子をオフさ
せることにより、負荷に供給する電流の制御を安定にか
つ高速にしかも高精度に行なうことができる。
【００２２】また、上記第２の目的を達成するために、
請求項２に対応する発明では、直流電源から、スイッチ
ング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで出力
電力を制御する電力変換部を備えた電力変換装置によ
り、負荷に電力を供給する電力供給装置において、サン
プリング周期毎の、電力変換装置の電力変換部の出力電
力を求める手段と、サンプリング周期の初期においてス
イッチング素子をオンし、電力変換装置の電力変換部の
入力電力の積分値が目標出力電力値に達するとスイッチ
ング素子をオフさせる手段とを備えている。
請求項２に対応する発明では、直流電源から、スイッチ
ング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで出力
電力を制御する電力変換部を備えた電力変換装置によ
り、負荷に電力を供給する電力供給装置において、サン
プリング周期毎の、電力変換装置の電力変換部の出力電
力を求める手段と、サンプリング周期の初期においてス
イッチング素子をオンし、電力変換装置の電力変換部の
入力電力の積分値が目標出力電力値に達するとスイッチ
ング素子をオフさせる手段とを備えている。
【００２３】従って、請求項２の発明の電力供給装置に
おいては、サンプリング周期の初期において電力変換装
置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッ
チング素子出力側の（瞬時）電力の積分値が目標出力電
力値に達するとスイッチング素子をオフさせることによ
り、負荷に供給する電力の制御を安定にかつ高速にしか
も高精度に行なうことができる。
おいては、サンプリング周期の初期において電力変換装
置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッ
チング素子出力側の（瞬時）電力の積分値が目標出力電
力値に達するとスイッチング素子をオフさせることによ
り、負荷に供給する電力の制御を安定にかつ高速にしか
も高精度に行なうことができる。
【００２４】一方、請求項３に対応する発明では、上記
請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧Ｖ
c、負荷電圧ＶL、電力変換装置の電力変換部の入力電流
または出力電流ｉをそれぞれ検出する手段を備え、スイ
ッチング素子をオフさせる手段としては、電力変換装置
の電力変換部の直流電源電圧をＶc、負荷電圧をＶL、電
力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流をｉ
とした場合に、下記式の左辺が目標値である右辺に一致
するように制御する。
請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧Ｖ
c、負荷電圧ＶL、電力変換装置の電力変換部の入力電流
または出力電流ｉをそれぞれ検出する手段を備え、スイ
ッチング素子をオフさせる手段としては、電力変換装置
の電力変換部の直流電源電圧をＶc、負荷電圧をＶL、電
力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流をｉ
とした場合に、下記式の左辺が目標値である右辺に一致
するように制御する。
【００２５】
【数２】
【００２６】従って、請求項３に対応する発明の電力変
換装置においては、上記式の左辺が目標値である右辺に
一致するように制御することにより、負荷に供給する電
流または電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度
に行なうことができる。
換装置においては、上記式の左辺が目標値である右辺に
一致するように制御することにより、負荷に供給する電
流または電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度
に行なうことができる。
【００２７】また、請求項４に対応する発明では、上記
請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧Ｖ
c、電力変換装置の電力変換部の出力電圧の平均値Ｅ3、
電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流ｉ
をそれぞれ検出する手段を備え、スイッチング素子をオ
フさせる手段としては、電力変換装置の電力変換部の直
流電源電圧をＶc、電力変換装置の電力変換部の出力電
圧の平均値をＥ3、電力変換装置の電力変換部の入力電
流または出力電流をｉとした場合に、∫（Ｖc／Ｅ3）・
ｉｄｔが目標値になるように制御する。
請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧Ｖ
c、電力変換装置の電力変換部の出力電圧の平均値Ｅ3、
電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流ｉ
をそれぞれ検出する手段を備え、スイッチング素子をオ
フさせる手段としては、電力変換装置の電力変換部の直
流電源電圧をＶc、電力変換装置の電力変換部の出力電
圧の平均値をＥ3、電力変換装置の電力変換部の入力電
流または出力電流をｉとした場合に、∫（Ｖc／Ｅ3）・
ｉｄｔが目標値になるように制御する。
【００２８】従って、請求項４に対応する発明の電力変
換装置においては、∫（Ｖc／Ｅ3）・ｉｄｔが目標値に
なるように制御することにより、負荷に供給する電流ま
たは電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度に行
なうことができる。
換装置においては、∫（Ｖc／Ｅ3）・ｉｄｔが目標値に
なるように制御することにより、負荷に供給する電流ま
たは電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度に行
なうことができる。
【００２９】さらに、請求項５に対応する発明では、上
記請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装
置において、電力変換装置の電力変換部のＰＷＭ変調率
Ｍ、電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電
流ｉをそれぞれ検出する手段を備え、電力変換装置の電
力変換部の変調率をＭ、電力変換装置の電力変換部の入
力電流または出力電流をｉとした場合に、∫（１／Ｍ）
ｉｄｔが目標値となるように制御する。
記請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装
置において、電力変換装置の電力変換部のＰＷＭ変調率
Ｍ、電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電
流ｉをそれぞれ検出する手段を備え、電力変換装置の電
力変換部の変調率をＭ、電力変換装置の電力変換部の入
力電流または出力電流をｉとした場合に、∫（１／Ｍ）
ｉｄｔが目標値となるように制御する。
【００３０】従って、請求項５に対応する発明の電力変
換装置においては、∫（１／Ｍ）ｉｄｔが目標値になる
ように制御することにより、負荷に供給する電流または
電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度に行なう
ことができる。
換装置においては、∫（１／Ｍ）ｉｄｔが目標値になる
ように制御することにより、負荷に供給する電流または
電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度に行なう
ことができる。
【００３１】一方、請求項６に対応する発明では、上記
請求項１に対応する発明の電力供給装置において、電力
変換装置の電力変換部の目標出力電流値の位相を進める
位相進み手段を付加して、電力変換装置の電力変換部の
入力電流相当分を制御する。
請求項１に対応する発明の電力供給装置において、電力
変換装置の電力変換部の目標出力電流値の位相を進める
位相進み手段を付加して、電力変換装置の電力変換部の
入力電流相当分を制御する。
【００３２】従って、請求項６に対応する発明の電力変
換装置においては、目標出力電流値の位相を進めて目標
値を得ることにより、電力変換部の一部を構成する遅れ
分を補償して高速に応答することができる。
換装置においては、目標出力電流値の位相を進めて目標
値を得ることにより、電力変換部の一部を構成する遅れ
分を補償して高速に応答することができる。
【００３３】また、請求項７に対応する発明では、上記
請求項２に対応する発明の電力供給装置において、電力
変換装置の電力変換部の目標出力電力値の位相を進める
位相進み手段を付加して、電力変換装置の電力変換部の
入力電力相当分を制御する。
請求項２に対応する発明の電力供給装置において、電力
変換装置の電力変換部の目標出力電力値の位相を進める
位相進み手段を付加して、電力変換装置の電力変換部の
入力電力相当分を制御する。
【００３４】従って、請求項７に対応する発明の電力変
換装置においては、目標出力電力値の位相を進めて目標
値を得ることにより、電力変換部の一部を構成する遅れ
分を補償して高速に応答することができる。
換装置においては、目標出力電力値の位相を進めて目標
値を得ることにより、電力変換部の一部を構成する遅れ
分を補償して高速に応答することができる。
【００３５】一方、請求項８に対応する発明では、上記
請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置
において、スイッチング素子をオフさせる手段に、電力
変換装置の電力変換部の入出力電流が設定値以上になっ
たことを検出してスイッチング素子をオフさせる手段を
付加している。
請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置
において、スイッチング素子をオフさせる手段に、電力
変換装置の電力変換部の入出力電流が設定値以上になっ
たことを検出してスイッチング素子をオフさせる手段を
付加している。
【００３６】従って、請求項８に対応する発明の電力変
換装置においては、電力変換装置の電力変換部の入出力
電流が設定値以上になったことを検出したことで、スイ
ッチング素子をオフすることにより、瞬時電流の過電流
を防止することができる。
換装置においては、電力変換装置の電力変換部の入出力
電流が設定値以上になったことを検出したことで、スイ
ッチング素子をオフすることにより、瞬時電流の過電流
を防止することができる。
【００３７】また、請求項９に対応する発明では、上記
請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置を複数個の電力変換部で構成
し、当該複数個の電力変換部のスイッチング素子をサン
プリング周期により順次等間隔でオン制御する。
請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置
において、電力変換装置を複数個の電力変換部で構成
し、当該複数個の電力変換部のスイッチング素子をサン
プリング周期により順次等間隔でオン制御する。
【００３８】従って、請求項９に対応する発明の電力変
換装置においては、電力変換装置の複数個の電力変換部
のスイッチング素子をサンプリング周期により順次等間
隔でオン制御することにより、リプルの極めて少ない状
態で、一層制御精度を高めることができる。
換装置においては、電力変換装置の複数個の電力変換部
のスイッチング素子をサンプリング周期により順次等間
隔でオン制御することにより、リプルの極めて少ない状
態で、一層制御精度を高めることができる。
【００３９】さらに、請求項１０に対応する発明では、
上記請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給
装置において、電力変換装置の電力変換部の入力部と出
力部との間に、電圧レベルを変換する変圧器を設ける。
上記請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給
装置において、電力変換装置の電力変換部の入力部と出
力部との間に、電圧レベルを変換する変圧器を設ける。
【００４０】従って、請求項１０に対応する発明の電力
変換装置においては、電圧／電流のレベル変換を容易に
行なうことができる。
変換装置においては、電圧／電流のレベル変換を容易に
行なうことができる。
【００４１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００４２】（第１の実施の形態）図１は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分について述べる。
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分について述べる。
【００４３】図１において、コンデンサ２の電圧源か
ら、ＩＧＢＴ３Ａ、リアクトル４Ａ、ダイオード５Ａ、
および電流検出器６Ａからなる電力変換部であるＡグル
ープの降圧チョッパ回路と、ＩＧＢＴ３Ｂ、リアクトル
４Ｂ、ダイオード５Ｂ、および電流検出器６Ｂからなる
電力変換部であるＢグループの降圧チョッパ回路とを並
列接続して、負荷であるレーザダイオード９１に電流を
供給する。
ら、ＩＧＢＴ３Ａ、リアクトル４Ａ、ダイオード５Ａ、
および電流検出器６Ａからなる電力変換部であるＡグル
ープの降圧チョッパ回路と、ＩＧＢＴ３Ｂ、リアクトル
４Ｂ、ダイオード５Ｂ、および電流検出器６Ｂからなる
電力変換部であるＢグループの降圧チョッパ回路とを並
列接続して、負荷であるレーザダイオード９１に電流を
供給する。
【００４４】コンデンサ２の電圧を電圧検出器１７で検
出してＶ17とし、電圧検出器１０で検出した負荷電圧Ｖ
10を函数回路１９を通してＶ19とし、割算回路１８によ
りＶ17／Ｖ19＝Ｖ18を求め、電流検出器６Ａからの出力
ＩAとＶ18との積を掛算回路２０Ａで求めて、積分器２
１Ａで積分した値Ｖ21Aを求める。
出してＶ17とし、電圧検出器１０で検出した負荷電圧Ｖ
10を函数回路１９を通してＶ19とし、割算回路１８によ
りＶ17／Ｖ19＝Ｖ18を求め、電流検出器６Ａからの出力
ＩAとＶ18との積を掛算回路２０Ａで求めて、積分器２
１Ａで積分した値Ｖ21Aを求める。
【００４５】発振器２２からサンプリング周期を決める
周波数を出力し、分配器２３から交互に出力するリセッ
トＡとリセットＢの信号を出力し、リセット信号の立上
りで積分器２１ＡをリセットＡによりリセットする。
周波数を出力し、分配器２３から交互に出力するリセッ
トＡとリセットＢの信号を出力し、リセット信号の立上
りで積分器２１ＡをリセットＡによりリセットする。
【００４６】電流指令ｉ*を進み回路２５を介して目標
電流値Ｖ25を出力し、上記積分値Ｖ21AとＶ25とをコン
パレータ２６Ａにより比較して、フリップフロップ２７
Ａに入力する。
電流値Ｖ25を出力し、上記積分値Ｖ21AとＶ25とをコン
パレータ２６Ａにより比較して、フリップフロップ２７
Ａに入力する。
【００４７】フリップフロップ２７Ａは、リセットＡ信
号の立上りでリセットされ、コンパレータ２６Ａの出力
でセットする。
号の立上りでリセットされ、コンパレータ２６Ａの出力
でセットする。
【００４８】フリップフリップ２７Ａからの出力で、駆
動回路１４Ａを介してＩＧＢＴ３ＡをＰＷＭ制御する。
動回路１４Ａを介してＩＧＢＴ３ＡをＰＷＭ制御する。
【００４９】電流検出器６Ｂからの出力ＩBと割算器１
８からの出力Ｖ18との積を掛算器２０Ｂで求め、その出
力をリセットＢでリセットされる積分器２１Ｂで積分し
た出力を目標電流値Ｖ25とコンパレータ２６Ｂで比較
し、リセットＢでリセットされるフリップフロップ２７
Ｂをセットし、フリップフロップ２７Ｂからの出力で、
駆動回路１４Ｂを介してＩＧＢＴ３ＢをＰＷＭ制御す
る。
８からの出力Ｖ18との積を掛算器２０Ｂで求め、その出
力をリセットＢでリセットされる積分器２１Ｂで積分し
た出力を目標電流値Ｖ25とコンパレータ２６Ｂで比較
し、リセットＢでリセットされるフリップフロップ２７
Ｂをセットし、フリップフロップ２７Ｂからの出力で、
駆動回路１４Ｂを介してＩＧＢＴ３ＢをＰＷＭ制御す
る。
【００５０】なお、函数回路１９は省略することによ
り、チョッパ部の内部電圧降下分が無視されるので、少
し精度は落ちることが考えられるが、実用上支障はな
い。
り、チョッパ部の内部電圧降下分が無視されるので、少
し精度は落ちることが考えられるが、実用上支障はな
い。
【００５１】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力供給装置の動作について、図２を用いて説明す
る。
の電力供給装置の動作について、図２を用いて説明す
る。
【００５２】時刻ｔ0において、ＩＧＢＴ３がオンする
と電流ｉは増加を開始し、ダイオード５の両端電圧ＶD
は、ほぼコンデンサ２の電圧ＶCとなる（正確にはＶC−
ＶCE ＶCEはＩＧＢＴ３のオン電圧）。
と電流ｉは増加を開始し、ダイオード５の両端電圧ＶD
は、ほぼコンデンサ２の電圧ＶCとなる（正確にはＶC−
ＶCE ＶCEはＩＧＢＴ３のオン電圧）。
【００５３】このために、瞬時電力ＶD・ｉ（≒ＶC・
ｉ）が、リアクトル４、負荷９に注入される。
ｉ）が、リアクトル４、負荷９に注入される。
【００５４】この瞬時電力ＶC・ｉを積分した値∫ＶC
・ｉは、図２（ｃ）のＶD・ｉを積分した値にほぼ等し
くなり、これが降圧チョッパ回路に入力された電力Ｐ1
となる。
・ｉは、図２（ｃ）のＶD・ｉを積分した値にほぼ等し
くなり、これが降圧チョッパ回路に入力された電力Ｐ1
となる。
【００５５】
【数３】 一方、負荷９に供給される電力Ｐ2は、次のように表わ
される。
される。
【００５６】
【数４】
【００５７】他に、ＩＧＢＴ３、リアクトル４、ダイオ
ード５による損失をＰ（ｉ）が存在するので、次式が成
立する。
ード５による損失をＰ（ｉ）が存在するので、次式が成
立する。
【００５８】
【数５】 一般的には、Ｐ（ｉ）はＰ2の数％であるので、次式が
成立する。
成立する。
【００５９】
【数６】
【００６０】ＰＷＭ１サイクル間のＶCとＶLはほぼ一定
と考えられるので、（５）式は次式のように表わされ
る。
と考えられるので、（５）式は次式のように表わされ
る。
【００６１】
【数７】 上記式の左辺は、図２（ｄ）に示すような波形となる。
【００６２】よって、負荷電流ｉを目標値ｉ*に制御す
るには、時刻ｔ0でＩＧＢＴ３をオンさせ、
るには、時刻ｔ0でＩＧＢＴ３をオンさせ、
【００６３】
【数８】
【００６４】をオフさせることで、負荷電流を定常的に
制御できることになる。
制御できることになる。
【００６５】実際には、リアクトル４による遅れ分があ
るので、降圧チョッパ回路の入力電力よりも出力電力が
遅れることになる。
るので、降圧チョッパ回路の入力電力よりも出力電力が
遅れることになる。
【００６６】この点、本実施の形態では、目標出力電流
値である目標値ｉ*の位相を進める位相進み回路２５を
付加して、入力電流相当分の遅れ分を補償することによ
り、この出力電力の遅れを短縮することができる。
値である目標値ｉ*の位相を進める位相進み回路２５を
付加して、入力電流相当分の遅れ分を補償することによ
り、この出力電力の遅れを短縮することができる。
【００６７】一般的には、上記式（４）が成立するが、
特殊な用途では、損失Ｐ（ｉ）が無視できない場合があ
る。
特殊な用途では、損失Ｐ（ｉ）が無視できない場合があ
る。
【００６８】このような場合には、
【００６９】
【数９】
【００７０】なる近似的式（７）で比較して、ＩＧＢＴ
３をオフさせる時刻ｔ1を求めることができる。
３をオフさせる時刻ｔ1を求めることができる。
【００７１】また、図（２）のＶDの平均値をＥ3とする
と、
と、
【００７２】
【数１０】 となり、ＰＷＭの変調率をＭとすると、Ｅ3＝ＭＶCとな
るので、
るので、
【００７３】
【数１１】
【００７４】となるので、この（９）式により時刻ｔ1
でＩＧＢＴ３をオフさせることでも、同等な制御が実現
できる。
でＩＧＢＴ３をオフさせることでも、同等な制御が実現
できる。
【００７５】時刻ｔ1でスイッチング素子３をオフさせ
ると、ダイオード５の両端電圧はゼロとなり、時刻ｔ1
〜ｔ2の間は、リアクトル４に蓄積されているエネルギ
ーが負荷９に流出して、電流がＩ1からＩ2まで減少す
る。
ると、ダイオード５の両端電圧はゼロとなり、時刻ｔ1
〜ｔ2の間は、リアクトル４に蓄積されているエネルギ
ーが負荷９に流出して、電流がＩ1からＩ2まで減少す
る。
【００７６】なお、図２（ｄ）の積分は、∫（ＶD／
ＶL）・ｉを使ってもよいが、ＶCはコンデンサ２の電圧
制御のため検出しているので、∫（ＶC／ＶL）・ｉを使
う方が、より経済的である。
ＶL）・ｉを使ってもよいが、ＶCはコンデンサ２の電圧
制御のため検出しているので、∫（ＶC／ＶL）・ｉを使
う方が、より経済的である。
【００７７】時刻ｔ2になると、リセット信号により積
分値∫（ＶC／ＶL）・ｉをリセットする。
分値∫（ＶC／ＶL）・ｉをリセットする。
【００７８】図１のフリップフリップ２７もリセット信
号でリセットし、 ｉ*＝∫（ＶC／ＶL）・ｉ となった時刻にフリップフロップ２７をセットするの
で、フリップフロップ２７の出力は図２（ｆ）に示すよ
うになり、この信号でＩＧＢＴ３をスイッチングするこ
とにより、降圧チョッパ出力電流を制御できることにな
る。
号でリセットし、 ｉ*＝∫（ＶC／ＶL）・ｉ となった時刻にフリップフロップ２７をセットするの
で、フリップフロップ２７の出力は図２（ｆ）に示すよ
うになり、この信号でＩＧＢＴ３をスイッチングするこ
とにより、降圧チョッパ出力電流を制御できることにな
る。
【００７９】定常状態では、ｔ0〜ｔ1間でリアクトル４
に蓄えられたエネルギーは、ｔ1〜ｔ2間に負荷に放出さ
れるので、電力応答は１サイクル以内である。
に蓄えられたエネルギーは、ｔ1〜ｔ2間に負荷に放出さ
れるので、電力応答は１サイクル以内である。
【００８０】この遅れ分を補償するために、図１の位相
進み回路２５が設けられ、電流基準ｉ*２４の変化分を
進み回路２５で余分に与えることにより、高速な電流制
御が達成できる。
進み回路２５が設けられ、電流基準ｉ*２４の変化分を
進み回路２５で余分に与えることにより、高速な電流制
御が達成できる。
【００８１】なお、この位相進み回路２５は、省略する
こともできる。
こともできる。
【００８２】なお、図１には、図２に示す回路を２組組
み込んで、図３に示すようなタイミングで、すなわちサ
ンプリング周期により順次等間隔で動作させるように制
御している。
み込んで、図３に示すようなタイミングで、すなわちサ
ンプリング周期により順次等間隔で動作させるように制
御している。
【００８３】また、函数回路１９は、降圧チョッパ回路
の電圧降下分を補正すべく挿入されているものであり、
精度不要の場合はに省略することもできる。
の電圧降下分を補正すべく挿入されているものであり、
精度不要の場合はに省略することもできる。
【００８４】すなわち、リセットＡとリセットＢとが交
互に等間隔で入力され、電流ＩAとＩBは１８０度位相差
を持つように、フリップフリップ２７Ａ，２７Ｂにより
ＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂを交互にスイッチングすることによ
り、図３に示すように、デューティが５０％のスイッチ
ングの場合には、負荷電流ＩA＋ＩBはリプルの極めて少
ない波形となる。
互に等間隔で入力され、電流ＩAとＩBは１８０度位相差
を持つように、フリップフリップ２７Ａ，２７Ｂにより
ＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂを交互にスイッチングすることによ
り、図３に示すように、デューティが５０％のスイッチ
ングの場合には、負荷電流ＩA＋ＩBはリプルの極めて少
ない波形となる。
【００８５】また、デューティが５０％でない場合に
は、ややリプルが増加する。
は、ややリプルが増加する。
【００８６】なお、図１では、電力変換装置を電力変換
部である２組のチョッパ回路で構成した場合を示した
が、これに限らず、３組以上のチョッパ回路で電力変換
装置を構成しても、全く同様な原理で特定デューティで
リプルがゼロとなる。
部である２組のチョッパ回路で構成した場合を示した
が、これに限らず、３組以上のチョッパ回路で電力変換
装置を構成しても、全く同様な原理で特定デューティで
リプルがゼロとなる。
【００８７】さらに、１組のチョッパ回路でも使用可能
であり、リプルを減少させたい場合には、図４に示すよ
うに、コンデンサ７によりリプル分を吸収し、ダイオー
ド８を介して閃光管９に電力を供給する。
であり、リプルを減少させたい場合には、図４に示すよ
うに、コンデンサ７によりリプル分を吸収し、ダイオー
ド８を介して閃光管９に電力を供給する。
【００８８】なお、このダイオード８は、シンマー電力
を安定に流す上で必要であるので、負荷がレーザダイオ
ードの場合には不要となる。
を安定に流す上で必要であるので、負荷がレーザダイオ
ードの場合には不要となる。
【００８９】上述したように、本実施の形態の電力供給
装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部である
チョッパ回路のＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂを交互にオンさせ、
チョッパ入力側の瞬時電力をチョッパ出力（または負
荷）電圧で除した値の積分値が目標電流値に達すると、
ＩＧＢＴ３Ａ，ＩＧＢＴ３Ｂを交互にオフさせるように
しているので、負荷であるレーザダイオード９１に供給
する電流の制御を、リプルの極めて少ない状態で、安定
にかつ高速にしかも高精度に行なうことが可能となる。
装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部である
チョッパ回路のＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂを交互にオンさせ、
チョッパ入力側の瞬時電力をチョッパ出力（または負
荷）電圧で除した値の積分値が目標電流値に達すると、
ＩＧＢＴ３Ａ，ＩＧＢＴ３Ｂを交互にオフさせるように
しているので、負荷であるレーザダイオード９１に供給
する電流の制御を、リプルの極めて少ない状態で、安定
にかつ高速にしかも高精度に行なうことが可能となる。
【００９０】さらに、従来必要であったコンデンサ７、
ダイオード８が必要ないので、効率の高い電力変換を行
なうことが可能となる。
ダイオード８が必要ないので、効率の高い電力変換を行
なうことが可能となる。
【００９１】（第２の実施の形態）前記第１の実施の形
態では、負荷電流目標値とチョッパ入力側から計算した
積分値を比較してＩＧＢＴ３Ａ，ＩＧＢＴ３Ｂをオン，
オフさせる構成としているが、本実施の形態では、例え
ば図５に示すように、負荷電流目標値とチョッパ出力側
電圧（損失も含め）との積から負荷側目標電力を求め、
チョッパ入力側の電力の積分値を比較してＩＧＢＴ３を
オン，オフさせて負荷電流を間接的に制御する構成とし
ている。
態では、負荷電流目標値とチョッパ入力側から計算した
積分値を比較してＩＧＢＴ３Ａ，ＩＧＢＴ３Ｂをオン，
オフさせる構成としているが、本実施の形態では、例え
ば図５に示すように、負荷電流目標値とチョッパ出力側
電圧（損失も含め）との積から負荷側目標電力を求め、
チョッパ入力側の電力の積分値を比較してＩＧＢＴ３を
オン，オフさせて負荷電流を間接的に制御する構成とし
ている。
【００９２】なお、図１の主回路部分は同一であるの
で、図５ではその図示を省略している。
で、図５ではその図示を省略している。
【００９３】コンデンサ２の電圧を電圧検出器１７で検
出してＶ17とし、負荷電流ＩAとの積を掛算器２０Ａで
求め、その出力を、リセットＡでリセットされる積分器
２１Ａで積分した値をＶ21Aとして求める。
出してＶ17とし、負荷電流ＩAとの積を掛算器２０Ａで
求め、その出力を、リセットＡでリセットされる積分器
２１Ａで積分した値をＶ21Aとして求める。
【００９４】一方、電圧検出器１０で検出した負荷電圧
Ｖ10から、函数回路３１を介してチョッパ回路の内部電
圧を求めてＶ31とし、掛算器２８によりＶ31と目標電流
値ｉ *２４とを掛算して目標電力を求めてＶ28とし、コ
ンパレータ２６Ａにより前記Ｖ21Aと比較してＩＧＢＴ
３Ａのオフタイミングを求める（式（７））。
Ｖ10から、函数回路３１を介してチョッパ回路の内部電
圧を求めてＶ31とし、掛算器２８によりＶ31と目標電流
値ｉ *２４とを掛算して目標電力を求めてＶ28とし、コ
ンパレータ２６Ａにより前記Ｖ21Aと比較してＩＧＢＴ
３Ａのオフタイミングを求める（式（７））。
【００９５】この回路では、負荷電流を直接制御してい
ないので、安全のため、負荷電流Ｉ Aがレベル検出器２
９Ａを介し過電流になった場合に、論理和（ＯＲ）回路
３０Ａを介してフリップフロップ２７Ａをセットして、
ＩＧＢＴ３Ａをオフさせる動作を行なう。
ないので、安全のため、負荷電流Ｉ Aがレベル検出器２
９Ａを介し過電流になった場合に、論理和（ＯＲ）回路
３０Ａを介してフリップフロップ２７Ａをセットして、
ＩＧＢＴ３Ａをオフさせる動作を行なう。
【００９６】また、他の一組のチョッパ回路について
も、全く同様にレベル検出器２９Ｂ、ＯＲ回路３０Ｂが
配置されている。
も、全く同様にレベル検出器２９Ｂ、ＯＲ回路３０Ｂが
配置されている。
【００９７】なお、函数回路３１の目標電流ｉ*入力を
省略すると精度がやや悪くなり、更に函数回路３１その
ものを省略するとさらに精度が悪化することが考えられ
るが、この誤差は数％程度であるので、実用的には無視
してもよい。
省略すると精度がやや悪くなり、更に函数回路３１その
ものを省略するとさらに精度が悪化することが考えられ
るが、この誤差は数％程度であるので、実用的には無視
してもよい。
【００９８】また、レベル検出器２９Ａ，２９Ｂ、ＯＲ
回路３０Ａ，３０Ｂを省略することが可能なことは、説
明するまでもない。
回路３０Ａ，３０Ｂを省略することが可能なことは、説
明するまでもない。
【００９９】さらに、図１で説明した位相進み回路２５
を、図５の掛算器２８の前段または後段に追加すること
により、応答を速くすることができることも、前記図１
の場合と同様である。
を、図５の掛算器２８の前段または後段に追加すること
により、応答を速くすることができることも、前記図１
の場合と同様である。
【０１００】図６は、函数回路３１の一例を示す図であ
る。また、チョッパ回路の内部損失の考えを図６（ｂ）
に示す。
る。また、チョッパ回路の内部損失の考えを図６（ｂ）
に示す。
【０１０１】ダイオードＤは、ＩＧＢＴ３とダイオード
５の電流に依存しない電圧降下分であり、抵抗ｒは全て
の抵抗分を示し、リアクトルＬは理想的なリアクトルと
して示してある。
５の電流に依存しない電圧降下分であり、抵抗ｒは全て
の抵抗分を示し、リアクトルＬは理想的なリアクトルと
して示してある。
【０１０２】このため、電流ｉ1が流れた場合のチョッ
パ回路の内部電圧Ｖ31（函数回路３１の出力でもある）
は、図６（ａ）に示すように、理想ダイオードと抵抗の
電圧降下を負荷電圧ＶLに加えた値となる。
パ回路の内部電圧Ｖ31（函数回路３１の出力でもある）
は、図６（ａ）に示すように、理想ダイオードと抵抗の
電圧降下を負荷電圧ＶLに加えた値となる。
【０１０３】（第３の実施の形態）図７は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分について述べる。
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分について述べる。
【０１０４】図７では、図１のチョッパ回路が１組の場
合について示しているが、勿論、複数組の場合にも適用
できることは説明するまでもない。
合について示しているが、勿論、複数組の場合にも適用
できることは説明するまでもない。
【０１０５】フリップフロップ２７の出力から、変調率
検出回路３２を介して変調率Ｖ32Ｍを求める。
検出回路３２を介して変調率Ｖ32Ｍを求める。
【０１０６】この場合、最も簡単な方法は、フリップフ
ロップ２７の出力を平均化する方法であるが、ディジタ
ル的に求めれば、１サイクル検出が可能である。
ロップ２７の出力を平均化する方法であるが、ディジタ
ル的に求めれば、１サイクル検出が可能である。
【０１０７】変調率Ｖ32Ｍを、逆数回路３３により１／
Ｍを求め、制限回路３４を介して掛算器２０によりＩ／
Ｍを求めて、積分器２１により∫（Ｉ／Ｍ）ｄｔを求め
る（式（８））。
Ｍを求め、制限回路３４を介して掛算器２０によりＩ／
Ｍを求めて、積分器２１により∫（Ｉ／Ｍ）ｄｔを求め
る（式（８））。
【０１０８】この値と目標電流ｉ*とをコンパレータ２
６で比較し、ＩＧＢＴ３のオフタイミングを求める（式
（９））。
６で比較し、ＩＧＢＴ３のオフタイミングを求める（式
（９））。
【０１０９】レベル検出器２９、ＯＲ回路３０は、図５
の場合と同様な作用を行ない、省略することが可能であ
る。
の場合と同様な作用を行ない、省略することが可能であ
る。
【０１１０】制限回路３４は、起動前に１／Ｍの値が異
常になるのを防ぐ目的で挿入している。
常になるのを防ぐ目的で挿入している。
【０１１１】（第４の実施の形態）図８は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分ついてのみ述べる。
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分ついてのみ述べる。
【０１１２】すなわち、本実施の形態の電力供給装置
は、図８に示すように、コンデンサ２の電圧をインバー
タブリッジ３５により交流に変換し、電圧レベルを変換
する変圧器３６を介して出力を整流器３７で整流し、リ
アクトル４で平滑化した電力を閃光管９へ供給する。
は、図８に示すように、コンデンサ２の電圧をインバー
タブリッジ３５により交流に変換し、電圧レベルを変換
する変圧器３６を介して出力を整流器３７で整流し、リ
アクトル４で平滑化した電力を閃光管９へ供給する。
【０１１３】コンデンサ２の電圧は、電圧検出器１７で
検出してＶ12とし、負荷電流は電流検出器６で検出して
Ｉ6とし、負荷電圧を電圧検出器１０で検出してＶ10と
して出力する。
検出してＶ12とし、負荷電流は電流検出器６で検出して
Ｉ6とし、負荷電圧を電圧検出器１０で検出してＶ10と
して出力する。
【０１１４】制御回路は、前記図１の場合と同様に構成
（但し１相分でよい）することにより、出力電流を目標
値に制御することができる。
（但し１相分でよい）することにより、出力電流を目標
値に制御することができる。
【０１１５】この時の各部の波形Ｖ，Ｖ1，Ｖ10，Ｉ6，
ＰＷＭを図８に示している。
ＰＷＭを図８に示している。
【０１１６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力供給
装置によれば、負荷の電流を、入力電力と入力電圧、負
荷電圧とから各サンプリング周期毎に高速にしかも瞬時
値で制御するようにしているので、負荷の非直線や放電
管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定に
かつ高精度にしかも高速に電流または電力制御を行なう
ことが可能となる。
装置によれば、負荷の電流を、入力電力と入力電圧、負
荷電圧とから各サンプリング周期毎に高速にしかも瞬時
値で制御するようにしているので、負荷の非直線や放電
管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定に
かつ高精度にしかも高速に電流または電力制御を行なう
ことが可能となる。
【図１】本発明による電力供給装置の第１の実施の形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】同第１の実施の形態の電力供給装置における動
作を説明するための図。
作を説明するための図。
【図３】同第１の実施の形態の電力供給装置における動
作を説明するための図。
作を説明するための図。
【図４】本発明による電力供給装置の変形例を示す回路
図。
図。
【図５】本発明による電力供給装置の第２の実施の形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図６】本発明による電力供給装置の第３の実施の形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図７】同第２の実施の形態の電力供給装置における動
作を説明するための図。
作を説明するための図。
【図８】本発明による電力供給装置の第４の実施の形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図９】従来のパルス電源装置の回路構成例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図１０】図９のパルス電源装置の動作波形を示す図。
１…充電電源、 ２…コンデンサ、 ３…ＩＧＢＴ、 ４…リアクトル、 ５…ダイオード、 ６…電流検出器、 ７…コンデンサ、 ９…閃光管、 １０，１７…電圧検出器、 １１…掛算器、 １２…電力指令、 １３…ヒステリシスコンパレータ、 １４…駆動回路、 １５…直流電源、 １６…抵抗、 １８…割算器、 １９…函数回路、 ２０…掛算器、 ２１…積分器、 ２２…発振器、 ２３…分散器、 ２４…電流基準、 ２５…位相進み回路、 ２６…コンパレータ、 ２７…フリップフロップ、 ２８…掛算器、 ２９…レベル検出器、 ３０…論理和（ＯＲ）回路、 ３１…函数回路、 ３２…変調率検出回路、 ３３…逆数回路、 ３４…制限回路、 ３５…インバータブリッジ、 ３６…変圧器、 ３７…整流器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 3/155 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ 3/28 Ｈ０１Ｓ 3/097 Ａ Ｆターム(参考） 5F071 GG05 JJ05 JJ07 5F073 GA04 GA18 GA24 5G065 AA00 DA07 EA01 FA05 HA07 HA09 JA07 KA02 KA05 LA01 LA02 MA01 MA02 MA08 MA09 MA10 NA09 5H730 AA00 AS00 AS02 AS03 BB13 BB27 BB57 BB82 DD03 DD16 DD32 EE04 EE57 EE59 FD01 FD11 FD31 FD41 FG05 FG11 FG16
Claims (10)
- 【請求項１】 直流電源から、スイッチング素子をパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御することで出力電流を制御する
電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電流を
供給する電力供給装置において、 サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部
の出力電流を求める手段と、 前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング
素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電
流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達すると前記ス
イッチング素子をオフさせる手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項２】 直流電源から、スイッチング素子をパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御することで出力電力を制御する
電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電力を
供給する電力供給装置において、 サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部
の出力電力を求める手段と、 前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング
素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電
力の積分値が目標出力電力値に達すると前記スイッチン
グ素子をオフさせる手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項３】 前記請求項１または請求項２に記載の電
力供給装置において、 前記電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧Ｖc、負
荷電圧ＶL、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流
または出力電流ｉをそれぞれ検出する手段を備え、 前記スイッチング素子をオフさせる手段としては、前記
電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧をＶc、負荷
電圧をＶL、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流
または出力電流をｉとした場合に、下記式の左辺が目標
値である右辺に一致するように制御することを特徴とす
る電力供給装置。 【数１】 - 【請求項４】 前記請求項１または請求項２に記載の電
力供給装置において、 前記電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧Ｖc、前
記電力変換装置の電力変換部の出力電圧の平均値Ｅ3、
前記電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電
流ｉをそれぞれ検出する手段を備え、 前記スイッチング素子をオフさせる手段としては、 前記電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧をＶc、
前記電力変換装置の電力変換部の出力電圧の平均値をＥ
3、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流または出
力電流をｉとした場合に、 ∫（Ｖc／Ｅ3）・ｉｄｔ が目標値になるように制御することを特徴とする電力供
給装置。 - 【請求項５】 前記請求項１または請求項２に記載の電
力供給装置において、 前記電力変換装置の電力変換部のＰＷＭ変調率Ｍ、前記
電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流ｉ
をそれぞれ検出する手段を備え、 前記電力変換装置の電力変換部の変調率をＭ、前記電力
変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流をｉと
した場合に、 ∫（１／Ｍ）ｉｄｔ が目標値となるように制御することを特徴とする電力供
給装置。 - 【請求項６】 前記請求項１に記載の電力供給装置にお
いて、 前記電力変換装置の電力変換部の目標出力電流値の位相
を進める位相進み手段を付加して、前記電力変換装置の
電力変換部の入力電流相当分を制御することを特徴とす
る電力供給装置。 - 【請求項７】 前記請求項２に記載の電力供給装置にお
いて、 前記電力変換装置の電力変換部の目標出力電力値の位相
を進める位相進み手段を付加して、前記電力変換装置の
電力変換部の入力電力相当分を制御することを特徴とす
る電力供給装置。 - 【請求項８】 前記請求項１または請求項２に記載の電
力供給装置において、 前記スイッチング素子をオフさせる手段に、前記電力変
換装置の電力変換部の入出力電流が設定値以上になった
ことを検出して前記スイッチング素子をオフさせる手段
を付加したことを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項９】 前記請求項１または請求項２に記載の電
力供給装置において、 前記電力変換装置を複数個の電力変換部で構成し、当該
複数個の電力変換部のスイッチング素子を前記サンプリ
ング周期により順次等間隔でオン制御することを特徴と
する電力供給装置。 - 【請求項１０】 前記請求項１または請求項２に記載の
電力供給装置において、 前記電力変換装置の電力変換部の入力部と出力部との間
に、電圧レベルを変換する変圧器を設けたことを特徴と
する電力供給装置。
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