CN112583274A

CN112583274A - 电源转换器以及用于控制电源转换器的方法和控制器

Info

Publication number: CN112583274A
Application number: CN202011016381.4A
Authority: CN
Inventors: C·巴索; Y·瓦凯特; J·图尔希
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2019-09-30
Filing date: 2020-09-24
Publication date: 2021-03-30

Abstract

本发明提供了电源转换器以及用于控制该电源转换器的方法和控制器。该方法中的一些方法包括：将能量储存在被布置用于反激操作的变压器中，该储存通过使耦接到该变压器的初级绕组的初级开关导通来进行；以及然后停止能量的储存；确定该初级开关在该能量储存期间的接通时间，该确定产生指示充电时间的值；通过该变压器的次级绕组将能量从该变压器传输到负载；在传输期间测量来自变压器的能量的放电时间，该放电时间的测量产生指示放电时间的值；使用指示该充电时间的值和指示该放电时间的值来计算指示该电源转换器的输出电压的值；以及然后补偿后续储能周期的充电时间，该补偿基于指示输出电压的值。

Description

电源转换器以及用于控制电源转换器的方法和控制器

技术领域

本申请涉及电源转换器的技术领域，并且具体地讲，涉及具有在不需要感测输出电压的情况下操作的隔离变压器的电源转换器。

背景技术

开关电源转换器将输入电压转换为输出电压。电源转换器实现用于实现稳定且准确的输出电压或输出电流的反馈或调节回路。无论工作条件如何，回路都确保输出电压或电流调节。

发明内容

示例性实施方案是一种操作电源转换器的方法，包括：将能量储存在被布置用于反激操作的变压器中，所述储存通过使初级开关导通来进行，所述初级开关耦接到所述变压器的初级绕组；停止所述储存能量；确定所述初级开关在所述能量储存期间的接通时间，所述确定产生指示充电时间的值；通过所述变压器的次级绕组将能量从所述变压器传输到负载；在所述传输期间测量来自所述变压器的所述能量的放电时间，所述放电时间的所述测量产生指示放电时间的值；使用指示充电时间的所述值和指示放电时间的所述值来计算指示所述电源转换器的输出电压的值；以及然后补偿后续储能周期的充电时间，所述补偿基于指示输出电压的所述值。

在该示例性方法中，可在不测量输出电压的情况下执行对指示输出电压的所述值的计算。

在该示例性方法中，确定所述初级开关的接通时间还可包括基于提供给所述初级开关的驱动信号来测量所述接通时间。

在该示例性方法中，计算指示输出电压的值还可包括使用指示输入电压的值来计算指示输出电压的值。

在该示例性方法中，计算指示输出电压的所述值还可包括基于指示输入电压的值和所述变压器的匝数比来计算指示输出电压的所述值。

在该示例性方法中，补偿后续储能周期中的充电时间还可包括补偿紧接的后续储能周期中的充电时间。

在该示例性方法中，补偿后续储能周期中的所述充电时间还可包括改变后续储能周期的峰值电流设定点，所述峰值电流设定点触发储能周期的结束。

其他示例性实施方案包括用于电源转换器的初级侧控制器，该初级侧控制器包括栅极端子和漏极端子。初级侧控制器可被配置为：使栅极端子生效；以及然后使栅极端子失效；基于所述栅极端子的生效和所述栅极端子的失效来产生指示充电时间的值；产生指示放电周期的放电时间的值；使用指示充电时间的所述值和指示放电时间的所述值来计算指示输出电压的值；以及基于指示输出电压的所述值来补偿在所述栅极端子的后续失效中使用的充电时间。

示例性初级侧控制器还可包括电流感测端子。当初级侧控制器使栅极端子失效时，初级侧控制器可被进一步配置为：通过电流感测端子测量指示初级电流的值；以及当指示初级电流的所述值达到峰值电流设定点时，使所述栅极端子失效。

在该示例性初级侧控制器中，当所述初级侧控制器产生指示放电时间的所述值时，所述初级侧控制器可被进一步配置为基于所述漏极端子上的感测电阻器电压降至低于第二阈值量来确定所述放电周期的结束时间。当初级侧控制器产生指示放电时间的值时，初级侧控制器可被进一步配置为将开始时间确定为选自包括以下各项的组中的至少一者：栅极端子失效的时间；以及漏极端子上的电压上升到高于预定阈值的时间。

在该示例性初级侧控制器中，可在不测量输出电压的情况下执行对指示输出电压的所述值的计算。示例性初级侧控制器还可包括测量端子。并且当初级侧控制器计算指示输出电压的值时，初级侧控制器可被进一步配置为：确定指示充电时间的值与指示放电时间的值的比率；以及基于该比率和测量端子上的指示输入电压的电压和变压器的匝数比来计算指示输出电压的值。

其他示例性实施方案是包括初级侧和次级侧的电源转换器。初级侧可以包括：变压器的初级绕组；初级场效应晶体管(FET)，所述初级FET耦接到所述初级绕组，所述初级FET限定栅极、漏极和源极；以及初级侧控制器，所述初级侧控制器限定栅极端子和测量端子，所述栅极端子耦接到所述栅极，并且所述测量端子耦接到输入电压。次级侧可包括：变压器的次级绕组；以及次级整流器，所述次级整流器耦接到所述次级绕组并被布置用于反激操作。初级侧控制器可被配置为：使栅极端子生效以产生储能周期；以及然后使所述栅极端子失效以结束所述储能周期；产生指示所述储能周期的充电时间的值；产生指示放电周期的放电时间的值；使用指示充电时间的所述值和指示放电时间的所述值来计算指示输出电压的值；以及基于指示输出电压的所述值来补偿在所述栅极端子的后续失效中使用的充电时间。

在示例性电源转换器中，初级侧控制器还可包括耦接到限定在初级FET与感测电阻器之间的感测节点的电流感测端子。并且当初级侧控制器使栅极端子失效时，初级侧控制器可被进一步配置为：通过电流感测端子测量指示初级电流的值；以及当指示初级电流的所述值达到峰值电流设定点时，使所述栅极端子失效。

在示例性电源转换器中，初级侧控制器还可包括耦接到初级FET的漏极的漏极端子。当所述初级侧控制器产生指示放电时间的所述值时，所述初级侧控制器可被进一步配置为基于所述漏极端子上的电压降至低于第二阈值量来确定所述放电周期的结束时间。当初级侧控制器产生指示放电时间的值时，初级侧控制器可被进一步配置为将开始时间确定为选自包括以下各项的组中的至少一者：栅极端子失效的时间；以及漏极端子上的电压上升到高于预定阈值的时间。

在该示例性电源转换器中，可在不测量输出电压的情况下执行对指示输出电压的所述值的计算。当初级侧控制器计算指示输出电压的值时，初级侧控制器可被进一步配置为：确定指示充电时间的值与指示放电时间的值的比率；以及基于该比率和测量端子上的指示输入电压的电压和变压器的匝数比来计算指示输出电压的值。并且示例性电源转换器还可包括分压器，该分压器限定耦接到测量端子的节点，分压器的电阻指示变压器的匝数比。

附图说明

为了详细描述示例性实施方案，现在将参照附图，在附图中：

图1示出了根据至少一些实施方案的电源转换器的示意图；

图2示出了根据至少一些实施方案的时序图；

图3示出了根据至少一些实施方案的初级侧控制器的框图；

图4示出了根据至少一些实施方案的周期控制器；

图5示出了根据至少一些实施方案的周期控制器；以及

图6示出了根据至少一些实施方案的方法。

定义

各种术语用来指特定系统部件。不同公司可用不同名称来指一种部件–本文献并非意于在名称不同而功能相同的部件之间作出区分。在下面的讨论中以及在权利要求书中，术语“包括”和“包含”以开放形式使用，并且因此，这些术语应被解释成意指“包括但不限于…”。另外，术语“耦合”或“耦接”旨在意指间接连接或直接连接。因此，如果第一设备耦接至第二设备，则该连接可通过直接连接或通过经由其他设备和连接的间接连接进行。

就电气设备(无论是独立式还是作为集成电路的一部分)而言，术语“输入”和“输出”是指到电气设备的电连接，并且不应被视为需要操作的动词。例如，差分放大器(诸如运算放大器)可具有第一差分输入和第二差分输入，并且这些“输入”限定到运算放大器的电连接，并且不应被理解为需要运算放大器的信号输入。

“控制器”应单独地或组合地指被配置为读取输入并响应输入驱动输出的单个电路部件、专用集成电路(ASIC)、具有控制软件的微控制器、数字信号处理器(DSP)、具有控制软件的处理器、或现场可编程门阵列(FPGA)。

具体实施方式

以下讨论涉及本发明的各种实施方案。虽然这些实施方案中的一个或多个实施方案可能是优选的，但所公开的实施方案不应解释为或以其他方式用来限制包括权利要求书在内的本公开的范围。另外，本领域技术人员应当理解，以下描述具有广泛应用，并且对任何实施方案的讨论仅意指该实施方案的示例，而并非旨在表示包括权利要求书在内的本公开的范围限于该实施方案。

各种示例性实施方案涉及操作电源转换器的方法和系统。更具体地讲，示例性实施方案涉及具有隔离变压器的电源转换器，该隔离变压器在不需要感测输出电压的情况下操作，诸如通过光耦合器进行感测或通过专用辅助绕组进行感测。操作示例性电源转换器包括调节或补偿结束储能周期的时序，以在不直接测量输出电压的情况下调节输出电压的变化。说明书现转向示例性系统以对读者起到指导作用。

图1示出了根据至少一些实施方案的开关电源转换器100(在下文中被称为“电源转换器100”)的示意图。具体地讲，电源转换器100包括通过变压器106与次级侧104流电隔离的初级侧102。变压器106包括初级绕组108和次级绕组110。直流电(dc)输入电压V_in提供给电源转换器100，并且电源转换器100产生dc输出电压Vo，在许多情况下该输出电压Vo低于输入电压V_in。输入电压V_in还能由耦接到整流器(例如，半波或全波整流器)和大容量电容器的交流(ac)电压源产生。

电源转换器100的初级侧102包括变压器106的初级绕组108和电控开关，该电控开关示例性地示出为耦接到初级绕组108的场效应晶体管(FET，在下文中称为“初级FET112”)。初级绕组108限定耦接到输入电压V_in的正侧的第一引线或连接件，并且初级绕组108的第二引线或连接件限定开关节点114。具体地讲，初级FET 112限定栅极116、第一连接件或源极118、和第二连接件或漏极120。漏极120耦接到开关节点114，并且因此耦接到初级绕组108的第二引线。在一些情况下，源极118耦接到由感测电阻器124的第一引线限定的感测节点126，并且感测电阻器124的第二引线在初级侧102上接地。在其他情况下，可省略感测电阻器124。

仍然参考图1，示例性初级侧控制器122限定栅极端子132、电流感测端子128、漏极端子134和测量端子136。示例性电流感测端子128诸如通过电阻器130耦接到感测节点126。栅极端子132耦接到初级FET 112的栅极。漏极端子134耦接到初级FET 112的漏极120。虽然初级FET 112被示出为在初级侧控制器122外部，但在一些示例中，初级FET 112被集成到初级侧控制器122中。示例性测量端子136通过包括电阻器140和142的分压器144耦接到输入电压V_in。具体地讲，分压器144包括电阻器140的第一引线，该第一引线耦接到输入电压V_in，而电阻器140的第二引线限定感测节点138。电阻器142的第一引线耦接到感测节点138，并且电阻器142的第二引线在初级侧102上接地。感测节点138耦接到测量端子136。

示例性初级侧102还包括为二极管148的示例性形式的箝位电路146，该二极管具有耦接到开关节点114的阳极、以及阴极。二极管148的阴极耦接到并联电阻器-电容器(RC)电路，该电路包括与电容器152并联耦接的电阻器150。RC电路的相对端耦接到输入电压V_in。顾名思义，箝位电路146减小当初级FET 112关断时由初级绕组108的漏电感引起的开关节点114处的电压峰值。

仍然参考图1，该示例性电源转换器100的次级侧104包括变压器106的次级绕组110。次级绕组110的第一连接件或第一引线154经由整流器耦接到输出电压V_O的正端子，该整流器示例性地示出为二极管156(例如，次级整流器)。具体地讲，第一引线154耦接到二极管156的阳极，并且二极管156的阴极耦接到输出电压V_O的正端子。因此，示例性次级侧104实现被动整流；然而，在其他情况下，次级侧上的整流器可为同步整流器(诸如FET和使FET导通和不导通以实现整流的次级侧控制器)。次级绕组110还限定耦接到输出电压V_O的负端子的第二连接件或第二引线158。次级侧104还包括平滑电容器160，该平滑电容器耦接在输出电压V_O的正端子与输出电压V_O的负端子之间。

示例性电源转换器100中的变压器106被设置用于反激操作，并且通过以下方式操作：将能量储存在变压器106的初级电感中(例如，通过使电流在初级绕组108中流动)，然后通过次级绕组110将储存在变压器106中的能量传输到负载。因此，可以说变压器106在两个周期中操作：储能周期，其中初级FET 112导通，并且能量储存在变压器106的初级电感中；以及放电周期，其中初级FET 112不导通，并且能量通过次级绕组110从变压器传输到负载。储能周期与被标记为初级FET 112的t_on的“接通时间”一致，而放电周期与被标记为当初级FET 112不导通时的t_off的“放电时间”一致。这些持续时间通过占空比d₁和d₂与开关周期T_sw相关，占空比d₁和d₂可定义如下：

d₁＝t_on/T_sw；以及 (1)

d₂＝t_off/T_sw。 (2)

相对于储能周期，当初级FET 112导通时，电流从输入电压V_in流过初级绕组108，流过初级FET 112，并且流过感测电阻器124以在初级侧上接地。具体地讲，初级侧电流(I_PRI)(在本文中也称为“初级电流”)在初级绕组108中流动并用于储存能量。在初级FET 112正在导通时的时间段期间，电压在具有极性的次级绕组110上感生，如图1中的点惯例所示。极性反向偏压二极管156，因此在储能周期期间没有电流流过次级绕组110。一旦使初级FET 112不导通(例如，在电流模式控制或电压模式控制下)，储能周期就结束。

当使初级FET 112不导通时，示例性电源转换器100进入放电周期。在放电周期中，在次级绕组110上感生的电压正向偏置二极管156，因此二极管156开始导通。次级绕组110因此产生次级侧电流(即，I_SEC)，在本文中也被称为“次级电流”。流过次级绕组110的次级电流产生输出电压V_O和对应的输出电流I_OUT。将输出电压V_O和输出电流I_OUT施加到负载(未具体示出)。

仍然参考图1，初级侧控制器122实现用于控制输出电压V_O的控制回路，而不接合附加电路诸如辅助绕组或其他感测电路，以物理地感测输出电压V_O。具体地讲，示例性初级侧控制器122被配置为间接测量输出电压V_O(下文更详细地讨论)，并且根据需要进行调节以保持设定点输出电压。具体地讲，初级侧控制器122确定指示输出电压的值。在一些情况下，初级侧控制器122通过产生或计算所感测的输出电压V_out来确定指示输出电压的值，该输出电压是实际输出电压V_O的间接量度。在其他情况下，初级侧控制器122不需要产生所感测的输出电压V_out，但仍然确定指示输出电压的值(例如，充电时间和放电时间的比率，如下文更详细地讨论)。

在储能周期期间，初级侧控制器122使栅极端子132生效(以使初级FET 112导通)并且将能量储存在变压器106的场中。在电流模式控制下，初级侧控制器122通过电流感测端子128和电流感测电阻器124感测初级侧电流(I_PRI)。当初级侧电流(I_PRI)达到峰值电流设定值时，初级侧控制器122使栅极端子132失效，从而使初级FET 112不导通，从而结束储能周期。在电压模式控制下，初级侧控制器122基于电压误差信号和参考信号(例如，锯齿形参考电压)在每个储能周期期间产生所感测的输出电压V_OUT并控制。在此类实施方案中，当电压误差信号和参考信号交叉时，初级侧控制器122使栅极端子132失效，从而结束储能周期。

无论用于结束储能周期的触发如何，初级侧控制器122都使用任何合适的技术来测量或产生指示充电时间(例如，储能周期的持续时间)的值。例如，初级侧控制器122可测量栅极端子132的生效和栅极端子132失效的之间的时间。如下文更详细地讨论，初级侧控制器122至少部分地基于指示充电时间的值来间接地测量输出电压V_O。本说明书现在转向放电周期。

当储能周期通过初级FET 112变为非导通而结束时，次级绕组110上的电压改变极性，并且电流通过二极管156流到负载-放电周期。根据示例性实施方案，初级侧控制器122还使用任何合适的技术来确定放电周期的持续时间。例如，当电源转换器100以连续导通模式操作时，初级侧控制器122可通过测量在储能周期结束时初级FET 112的栅极的失效与在下一个储能周期开始时初级FET 112的栅极的重新生效之间的时间来确定放电周期的持续时间。也就是说，在连续导通模式中，放电周期中的次级电流在下一个储能周期开始之前未达到零，因此初级FET 112的栅极的失效和重新生效之间的持续时间是放电时间持续时间的量度。

当电源转换器100以不连续导通模式操作时，初级侧控制器122可通过测量在储能周期结束时初级FET 112的栅极的失效与通过漏极端子134感测的事件之间的时间来确定放电周期的持续时间。也就是说，在放电周期期间的不连续导通模式中，初级FET 112是非导通的，并且漏极120处的电压是输入电压V_in和跨变压器106反射的电压之和，即第一电压量。在放电周期结束时，当次级绕组110中的电流停止时，漏极120处的电压下降到输入电压V_in，即第二电压量。因此，示例性初级侧控制器122可通过监测漏极120处的电压来确定放电周期的结束时间，并且通过测量初级FET 112的栅极失效与漏极120处的电压下降到低于第二阈值量的时间点(例如，漏极120处的电压下降到更接近输入电压V_in)之间的时间来测量放电周期的持续时间。因此，初级侧控制器122通过监测耦接到漏极120的漏极端子134上的电压来产生指示放电时间的值。不管如何测量放电周期的持续时间，初级侧控制器122都使用放电周期的持续时间来确定指示输出电压的值，诸如产生所感测的输出电压V_out或确定充电时间与放电时间的比率。

如果指示输出电压的值示出输出电压为低，则初级侧控制器122在后续能量储存周期中采取适当的动作。例如，如果初级侧控制器122在电流模式控制下操作，则初级侧控制器122增加在后续(例如，紧接的后续)储能周期中使用的峰值电流设定点，这使得储能周期具有更长的持续时间。如果初级侧控制器122正在电压模式控制下操作，则电压误差值使得后续(例如，紧接的后续)储能周期具有更长的持续时间。

相反，如果指示输出电压的值示出输出电压为高，则初级侧控制器122在后续能量储存周期中采取适当的动作。例如，如果初级侧控制器122在电流模式控制下操作，则初级侧控制器122减小在后续(例如，紧接的后续)储能周期中使用的峰值电流设定点，这使得储能周期具有更短的持续时间。如果初级侧控制器122正在电压模式控制下操作，则电压误差值使得后续(例如，紧接的后续)储能周期具有更短的持续时间。

在监测输出电压V_O的相关领域的设备中，初级侧控制器使用附加电路诸如变压器的辅助绕组或耦接到次级侧104的光耦合器来测量输出电压。然而，在本文所述的各种实施方案中，初级侧控制器122不以直接监测输出电压V_O的方式耦接到输出电压V_O。相反，在示例性实施方案中，初级侧控制器122使用指示充电时间的值和指示放电时间的值来计算指示输出电压的值。本说明书现在转向数学解释。

具体地讲，如果忽略放电时间期间的二极管156中的电压降，则输出电压V_out与输入电压V_in的关系可如下所示：

其中d₁为上述导通时间占空比，d2为上述断开时间占空比，并且N为变压器106的匝数比。接下来相对于图2讨论充电时间、放电时间、匝数比、输入电压和输出电压之间的关系的细节。具体地讲，接下来描述用于导出输出电压而不直接测量输出电压的数学关系(例如，公式(3))。

图2示出了根据至少一些实施方案的时序图。具体地讲，图2示出了在对应时间轴上绘制的若干信号，包括示出初级绕组108中的电流的曲线图200、示出示例性输入电流的曲线图202以及示出初级FET 112的漏极处的示例性电压的曲线图204。特定于曲线图200、202和204，在t1和t2之间限定示例性储能周期206，而在t2和t3之间限定示例性放电周期208。另外，死区被限定在t3和t4之间，其中当变压器106以不连续导通模式操作时，死区发生。需注意，在连续导通模式(未具体示出)下，当下一个储能周期开始时，次级侧中的电流仍然高于零。在示例性死区期间，初级FET 112不导通，并且储存在变压器106中的能量已完全塌缩或耗尽。在时间t4处，使初级FET 112再次导通以开始后续的储能周期。t1与t4之间的时间限定初级FET 112的周期210。

特定于曲线图200，在储能周期206期间，初级绕组108中的电流以所示的速率增加。储能周期206期间的电流的变化率可在数学上示出为：

其中S_on是储能周期206期间初级绕组108中的电流的变化率，并且L_p是初级绕组108的电感。S_on的示例性单位是安/秒。

在储能周期206期间，电流增加直到其达到峰值电流214，之后使初级FET 112不导通并且放电周期208开始。在电流模式控制下，达到峰值电流214是用于结束储能周期的触发器；然而，在电压模式控制下，可使用不同的触发器来结束储能周期，但仍然达到峰值电流214。在储能周期206期间，峰值电流214作为时间的函数可在数学上示出为：

其中I_p是初级绕组108中的电流，d₁T_SW是储能周期206的持续时间，其中T_SW是初级FET 112的周期(例如，周期210)。

仍然描述曲线图200，在放电周期208期间，初级绕组108中的电流减小。放电周期208期间电流的变化率可在数学上示出为(仍然忽略二极管156的电压降)：

其中S_off是放电周期208期间初级绕组108中的电流变化率，并且N是初级绕组108与次级绕组110之间的匝数比。在放电周期期间，电流最初在峰值电流214处，并且作为时间的函数减小，在数学上示出为：

其中d₂T_SW是放电周期208的持续时间。

可基于公式5和7来感测或重建输出电压V_out。具体地讲，假设公式5和7中的每一个中的I_P是相同的，则公式可如下相等：

其中公式8的左侧表示使用与储能周期206相关联的变量的峰值电流214，并且公式8的右侧表示使用与放电周期208相关联的变量的峰值电流214。

通过数学运算，输出电压V_out可从公式8推导为：

因此，在一些示例性实施方案中，指示输出电压的值是基于公式9计算的感测输出电压V_out。公式9可改写如下：

在其他示例性实施方案中，指示输出电压的值是比率d₂/d₁，并且初级侧控制器122控制每个储能周期的持续时间以试图保持公式10的相等。

仍然参见图2。曲线图202示出了示例性输入电流。在储能周期206期间，使初级FET112导通，并且电流流过初级绕组108(图1中的I_PRI)、流过初级FET 112并流过感测电阻器124。曲线图204中示出了储能周期206期间的对应漏极电压。当初级FET 112在储能周期206期间导通时，漏极电压保持为零。一旦储能周期结束(例如，电流达到电流模式控制下的峰值电流设定点)，初级侧控制器122就使初级FET 112不导通，并且放电周期208开始。

当使初级FET 112不导通时，输入电流下降到零(曲线图202)，而漏极电压变为输入电压V_in和跨变压器106反射的电压的总和，总和为第一电压量216。当电流在次级绕组110中流动时，漏极电压保持在第一电压量216附近。在所示的示例性不连续导通模式中，在某个点处，次级绕组110上产生的电压下降到输出电压V_O以下，二极管156变为反向偏置，并且对应地漏极电压下降(略在时间t3之前)。

在时间t3处，次级绕组110中的电流停止，并且跨变压器106反射的电压围绕零摆动。此外，在时间t3处，漏极电压下降并围绕输入电压V_in(即第二电压量218)振荡(振荡未示出，以免使图过度复杂化)。漏极电压保持在第二电压量218附近，直到初级侧控制器122使初级FET 112在时间t4处的后续储能周期中导通。

示例性初级侧控制器122测量放电周期208的放电时间。在连续导通模式下，放电时间是在储能周期结束时初级FET 112的失效与在下一个储能周期开始时初级FET 112的重新生效之间的时间。在不连续导通模式下，放电时间可以若干方式测量。放电周期的开始可被确定为初级FET 112的栅极的失效。在其他情况下，放电周期的开始可通过感测漏极端子134上的电压上升超过阈值量(例如，第一电压量216)来确定。此外，在不连续导通模式期间，可基于漏极端子134上的电压下降到低于第二电压量218来确定放电周期的结束时间。说明书现在转向对初级侧控制器122的更详细讨论。

图3示出了根据至少一些实施方案的初级侧控制器122的框图。具体地讲，初级侧控制器122可包括在基板302上单片形成并封装在包装内的一个或多个电气设备；然而，初级侧控制器122的功能可以体现在多个基板上，这些基板共同封装并电耦接到彼此和各个端子。示例性封装集成电路限定栅极端子132、电流感测端子128、测量端子136和漏极端子134。将存在其他端子(例如，接地或公共端子)，但是没有示出此类附加的端子，以免附图过度复杂。

初级侧控制器122的功能在概念上可被划分成开始控制器304、周期控制器306和锁存电路308，但不一定是物理上的。当在不连续导通模式下操作时，初级侧控制器122可对准，使得初级FET 112在每个周期中与跨初级FET 112的电压电势的谐振振荡的电压谷导通，以便保持零电压开关(ZVS)、减少声学噪声生成并改善轻负载效率。更具体地讲，当在不连续导通模式下操作时，示例性开始控制器304可以包括电路，该电路被配置为检测在死区时间(图2，限定在t3和t4之间)期间发生的跨初级FET 112的电压振荡中的“谷”。当开始控制器304检测到适当的谷时，开始控制器304使置位输出310生效。置位输出310的生效引起锁存器输入312(例如，置位输入)处的生效，这继而传播栅极端子132的生效(通过被配置为将电压驱动到初级FET 112的栅极的“DRV”块)。开始控制器304被配置为以开关频率使栅极端子132生效以产生多个连续的储能周期。

示例性周期控制器306限定：耦接到测量端子136的测量输入314；耦接到栅极端子132的驱动信号输入316；耦接到锁存电路308的复位输入320的复位输出318；耦接到漏极端子134的漏极输入322；以及耦接到电流感测端子128的电流感测输入324。示例性周期控制器306被配置为结束每个储能周期。描述首先转向当初级侧控制器122在电压模式控制下操作时，结束每个储能周期。

图4示出了根据至少一些实施方案的周期控制器。具体地讲，图4示出了在电压模式控制下示例性地操作的周期控制器306。在电压模式控制下，示例性周期控制器306产生或计算所感测的输出电压V_OUT，并且使用所感测的输出电压V_OUT来控制结束每个储能周期。更具体地讲，在电压模式控制下，示例性周期控制器306基于上述公式9中所示的关系来产生或计算所感测的输出电压V_OUT。为此，示例性周期控制器306限定D1测量电路400、D2测量电路402、除法节点404和乘法节点406。每个都将依次进行说明。

示例性D1测量电路400耦接到驱动信号输入316。顾名思义，D1测量电路400被设计和构造成测量每个储能周期的导通时间，并且产生指示占空比d1的值。相关地，示例性D2测量电路402耦接到驱动信号输入316和可能的其他信号，诸如漏极输入322(如气泡“D”所示)。顾名思义，D2测量电路402被设计和构造成测量放电周期的断开时间，并且产生指示占空比d2的值。

为了计算上面公式9中的比率d1/d2，将指示d1和d2的值应用于除法节点404。具体地讲，示例性除法节点404具有耦接到D1测量电路400的输出410的第一输入408。示例性除法节点404具有耦接到D2测量电路402的输出414的第二输入412。因此，示例性除法节点404在其除法输出416处产生指示d1/d2的比率的信号或值。

如上面公式9所示，产生感测的输出电压V_OUT的下一个示例性步骤是将d1/d2乘以匝数比N和输入电压V_IN。在作为降压转换器操作的电源转换器中，输入电压V_IN高于输出电压V_O，因此匝数比N为小于一的值。因此，根据示例性实施方案，通过选择分压器144的电阻值来产生NV_IN的值。因此，在分压器144的感测节点138处产生并施加到测量输入314的信号是具有与NV_IN成正比的量值的信号。

在示例性周期控制器306中将d1/d2乘以NV_IN是使用乘法节点418实现的。具体地，乘法节点418限定第一输入420、第二输入422和乘积输出424。第一输入420耦接到除法节点404的除法输出416。第二输入422耦接到测量输入314，并且因此耦接到NV_IN。乘法节点418在乘积输出424处产生其量值与d1/d2和NV_IN的乘积成正比的信号。如上面的公式9所示，d1/d2和NV_IN的乘积是感测的输出电压V_OUT，该感测的输出电压V_OUT用于电压模式控制以确定何时结束每个储能周期。

仍然参考图4，示例性周期控制器306还包括可选的缓冲和缩放电路426。缓冲和缩放电路426限定耦接到乘积输出424的输入428，以及缩放输出430。顾名思义，缓冲和缩放电路426可用于根据需要向上或向下缩放所感测的输出电压V_OUT，并且还可提供缓冲或平滑以避免所感测的输出电压V_OUT的急剧转变。进一步讨论将缩放输出430上的信号称为感测输出电压V_OUT；然而，应当理解，可缩放和平滑缩放输出430处的感测输出电压V_OUT。

示例性周期控制器306还包括电压误差电路444，该电压误差电路限定耦接到缩放输出430的感测输入446和误差输出448。电压误差电路444在误差输出448上产生误差信号，该误差信号与参考电压V_REF(例如，电压输出V_O的设定点)和感测的输出电压V_OUT之间的差值成比例。示例性电压误差电路444通过放大器450将感测的输出电压V_OUT与参考电压V_REF进行比较来产生误差信号，但可使用任何合适的电路。虽然理论上可以在下游部件中使用瞬时误差信号，但示例性电压误差电路444还通过RC电路452执行平滑或积分函数。

在实施电压模式控制的示例性周期控制器306中，在复位输出318处施加的结束每个储能周期的信号可通过将误差信号(基于所感测的输出电压V_OUT而产生)与斜坡信号进行比较来产生。具体地讲，示例性周期控制器306还包括脉冲宽度调制(PWM)斜坡电路432。示例性PWM斜坡电路432耦接到指示初级侧控制器122的接通时钟的信号，周期控制器306和PWM斜坡电路432在其中实现。在图4的示例性情况下，指示接通时钟的信号被示出为在驱动信号输入316处施加的接通信号，但可使用任何合适的信号。基于每个开关周期中接通信号的生效，PWM斜坡电路432在斜坡输出436上产生斜坡信号，其中斜坡信号与接通信号同步。在示例性情况下，斜坡信号是锯齿形信号，该锯齿形信号随着施加到驱动信号输入316的接通信号的每次生效而开始新斜坡。

示例性周期控制器306还包括比较器434，该比较器限定耦接到斜坡输出436的非反相输入438、耦接到误差输出448的反相输入440，以及复位输出442。当反相输入440上的误差信号与非反相输入438上的斜坡信号相交时，比较器434使传播到锁存电路308(图3)的复位输出442生效并结束储能周期。因此，在电压模式控制下，计算所感测的输出电压V_OUT并将其用于结束每个储能周期，但是同样，产生所感测的输出电压V_OUT而不测量实际输出电压V_O。还需注意，在电压模式控制下，流过感测电阻器124(图3)的感测电流不用于结束每个储能周期，因此在使用电压模式控制的情况下，可省略感测电阻器124和相关连接。描述现在转向当初级侧控制器122在电流模式控制下操作时，结束每个储能周期。

图5示出了根据至少一些实施方案的周期控制器。具体地讲，图5示出了在电流模式控制下示例性地操作的周期控制器306。在电流模式控制下，示例性周期控制器306不完全计算所感测的输出电压V_OUT；相反，在电流模式控制下，示例性周期控制器306对每个储能周期的持续时间进行调整以保持上述公式10的相等，尽管d2/d1的比率与所感测的输出电压V_OUT成比例。更具体地讲，在电流控制模式下，示例性周期控制器306为每个储能周期创建峰值电流设定点，该峰值电流设定点是储能周期结束时的初级电流。为此，示例性周期控制器306限定D1测量电路400、D2测量电路402和除法节点500。出于下文将变得更清楚的原因，与图4相比，D1测量电路400和D2测量电路402的位置在图5中交换，但每个电路的操作相同。为了不过度延长讨论，此处将不再重复D1测量电路400和D2测量电路402的操作。

为了计算上面公式10中的比率d2/d1，将指示d2和d1的值应用于除法节点500。具体地讲，示例性除法节点500具有耦接到D2测量电路402的输出414的第一输入502。示例性除法节点500具有耦接到D1测量电路400的输出410的第二输入504。因此，示例性除法节点500在其除法输出506处产生指示d2/d1的比率的信号或值，其中d2/d1的比率可被视为指示输出电压的值。

如上面的公式10所暗示的，在电流模式控制下，周期控制器306调整储能周期的持续时间(例如，调整d1)以试图保持公式10的相等。对于电源转换器的给定设计，变压器的匝数比N为常数。此外，对于电源转换器的给定设计，设定点输出电压是恒定的，或者在电源转换器的操作期间在延长的时间段内至少是恒定的。因此，在比率NV_IN/V_OUT中，仅V_IN可在短期操作内变化，因此该比率可被表述为kV_IN，其中k为常数(即，N/V_OUT)。在作为降压转换器操作的电源转换器中，输入电压V_IN高于实际输出电压V_O。由此，匝数比N为小于一的值，因此常数k为小于一的值。接下来，根据示例性实施方案，通过选择分压器144的电阻值来产生kV_IN的值。因此，在分压器144的感测节点138处产生并施加到测量输入314的信号是具有与kV_IN成正比的量值的信号，其中k等于比率N/V_OUT。

仍然参见图5，示例性周期控制器306还包括电压误差电路508，该电压误差电路限定耦接到除法输出506的第一比率输入510、耦接到测量输入314的第二比率输入512，以及误差输出514。电压误差电路508在误差输出514上产生误差信号，该误差信号与由除法节点500产生的比率d2/d1和kV_IN之间的差值成比例。示例性电压误差电路508通过放大器516将d2/d1与kV_IN进行比较来产生误差信号，但可使用任何合适的电路。虽然理论上可以在下游部件中使用瞬时误差信号，但示例性电压误差电路508还通过RC电路518执行平滑或积分函数。

在实现电流模式控制的示例性周期控制器306中，可通过将由电压误差电路508产生的误差信号与电流感测输入324上的感测电流信号(例如，由感测电阻器124(图1)产生的电流信号)进行比较来产生在复位输出318处施加的结束每个储能周期的信号。具体地讲，示例性周期控制器306还包括比较器520，该比较器限定耦接到电流感测输入324的非反相输入522、耦接到误差输出514的反相输入524，以及复位输出526。当反相输入524上的误差信号与非反相输入522上的电流感测信号相交时，比较器520使传播到锁存电路308(图3)的复位输出526生效并结束储能周期。因此，在电流模式控制下，计算指示输出电压的值(例如，比率d2/d1)并将其用于产生峰值电流设定点，该峰值电流设定点用于结束每个储能周期，并且同样，在不测量实际输出电压V_O的情况下结束。

图6示出了根据至少一些实施方案的方法。具体地讲，该方法开始(框600)并且包括：将能量储存在被布置用于反激操作的变压器中，该储存通过使耦接到变压器的初级绕组的初级开关导通来进行(框602)；以及然后停止储存能量(框604)；确定初级开关在能量储存期间的接通时间，确定产生指示充电时间的值(框608)；通过变压器的次级绕组将能量从变压器传输到负载(框610)；在传输期间测量来自变压器的能量的放电时间，该放电时间的测量产生指示放电时间的值(框612)；使用指示充电时间的值和指示放电时间的值来计算指示电源转换器的输出电压的值(框614)；以及然后补偿后续储能周期的充电时间，该补偿基于指示输出电压的所述值(框616)。然后，该方法结束(框618)。

上述讨论意在说明本发明的原理和各种实施方案。一旦完全理解了上述公开的内容，对于本领域技术人员来说许多变型形式和修改形式就将变得显而易见。以下权利要求书被解释为旨在包含所有此类变型形式和修改形式。

Claims

1.一种操作电源转换器的方法，包括：

将能量储存在被布置用于反激操作的变压器中，所述储存通过使耦接到所述变压器的初级绕组的初级开关导通来进行；以及然后

停止所述储存能量；

确定所述初级开关在所述能量储存期间的接通时间，所述确定产生指示充电时间的值；

通过所述变压器的次级绕组将能量从所述变压器传输到负载；

在所述传输期间测量来自所述变压器的所述能量的放电时间，所述放电时间的所述测量产生指示放电时间的值；

使用指示充电时间的所述值和指示放电时间的所述值来计算指示所述电源转换器的输出电压的值；以及然后

补偿后续储能周期的充电时间，所述补偿基于指示输出电压的所述值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中在不测量输出电压的情况下执行对指示输出电压的所述值的计算。

3.根据权利要求1所述的方法，其中计算指示输出电压的所述值还包括基于指示输入电压的值和所述变压器的匝数比来计算指示输出电压的所述值。

4.根据权利要求1所述的方法，其中补偿所述后续储能周期中的所述充电时间还包括改变所述后续储能周期的峰值电流设定点，所述峰值电流设定点触发储能周期的结束。

5.一种用于电源转换器的初级侧控制器，所述初级侧控制器包括：

栅极端子和漏极端子；

所述初级侧控制器被配置为：

使所述栅极端子生效；以及然后

使所述栅极端子失效；

基于所述栅极端子的生效和所述栅极端子的失效来产生指示充电时间的值；

产生指示放电周期的放电时间的值；

使用指示充电时间的所述值和指示放电时间的所述值来计算指示输出电压的值；以及

基于指示输出电压的所述值来补偿在所述栅极端子的后续失效中使用的充电时间。

6.根据权利要求5所述的初级侧控制器，还包括：

电流感测端子；并且

其中当所述初级侧控制器使所述栅极端子失效时，所述初级侧控制器被进一步配置为：

通过所述电流感测端子测量指示初级电流的值；以及

当指示初级电流的所述值达到峰值电流设定点时，使所述栅极端子失效。

7.根据权利要求5所述的初级侧控制器，其中在不测量输出电压的情况下执行对指示输出电压的所述值的计算。

8.一种电源转换器，包括：

初级侧，所述初级侧包括：

变压器的初级绕组；

初级场效应晶体管FET，所述初级FET耦接到所述初级绕组，所述初级FET限定栅极、漏极和源极；

初级侧控制器，所述初级侧控制器限定栅极端子和测量端子，所述栅极端子耦接到所述栅极，并且所述测量端子耦接到输入电压；

次级侧，所述次级侧包括：

所述变压器的次级绕组；

次级整流器，所述次级整流器耦接到所述次级绕组并被布置用于反激操作；

其中所述初级侧控制器被配置为：

使所述栅极端子生效以产生储能周期；以及然后

使所述栅极端子失效以结束所述储能周期；

产生指示所述储能周期的充电时间的值；

产生指示放电周期的放电时间的值；

9.根据权利要求8所述的电源转换器，其中所述初级侧控制器还包括：

电流感测端子，所述电流感测端子耦接到限定在所述初级FET与感测电阻器之间的感测节点；并且

通过所述电流感测端子测量指示初级电流的值；以及

10.根据权利要求8所述的电源转换器，其中所述初级侧控制器还包括：

漏极端子，所述漏极端子耦接到所述初级FET的所述漏极；

其中当所述初级侧控制器产生指示放电时间的所述值时，所述初级侧控制器被进一步配置为基于所述漏极端子上的电压降至低于第二阈值量来确定所述放电周期的结束时间。

11.根据权利要求8所述的电源转换器，其中在不测量输出电压的情况下执行对指示输出电压的所述值的计算。