CN103023283A - 用于开关模式电源的控制器 - Google Patents

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Abstract

公开了一种用于开关模式电源(100)的控制器(210)，所述开关模式电源包括一个或多个绕组(104，106，108)。所述控制器(210)包括：固定速度定时器(236)；阈值设置器，配置为根据通过所述一个或多个绕组(106)之一的电流(304)的峰值来设置针对所述定时器(236)的阈值；次级冲程检测器(252)，配置为在检测到所述开关模式电源的次级冲程的开始时启动所述固定速度定时器(236)；采样器(232，234)，配置为当所述固定速度定时器(236)的计数达到所述阈值时，对所述一个或多个绕组(108)之一两端的电压进行采样。

Description

用于开关模式电源的控制器
技术领域
本公开涉及用于开关模式电源的控制器的领域，具体地而非排他地，涉及一种对开关模式电源的绕组两端的电压进行采样的控制器。
背景技术
在初级侧进行电源隔离和控制的开关模式电源(SMPS)是已知的。利用这种SMPS，需要感测待调节的输出变量，例如输出电压，以便将其调节到所需级别。这种调节通常是通过感测输出电压、将其与次级侧的基准值进行比较、以及只向初级侧发送误差信号来进行的。通常，光耦合器(opto-coupler)用于发送电源隔离上的误差信号，例如在反激式(flyback)转换器中从变压器的次级侧到初级侧发送误差信号。光耦合器可能对于一些需求来说太昂贵，例如在低功率适配器市场中。另外，光耦合器消耗次级侧和初级侧两侧的功率，因此增加了在正常操作(有负载)和无负载条件下消耗的功率。这种附加功耗可能使其难以满足一些要求，例如能量星(Energy Star)规范。
已知用于采样的良好时刻是在开关模式电源的次级冲程的导通结束时。该导通与通过反激式转换器的次级绕组和次级二极管的电流相关。
发明内容
根据本发明的第一方面，提出了一种用于开关模式电源的控制器，所述开关模式电源包括一个或多个绕组，所述控制器包括：
固定速度定时器；
阈值设置器，配置为根据通过所述一个或多个绕组之一的电流的峰值来设置针对所述定时器的阈值；
次级冲程检测器，配置为在检测到所述开关模式电源的次级冲程的开始时启动所述固定速度定时器；
采样器，配置为当所述固定速度定时器的计数达到所述阈值时，对所述一个或多个绕组之一两端的电压进行采样。
因为根据通过绕组的电流的峰值设置针对定时器的阈值，这使得能够与开关模式电源(SMPS)的绕组中的电流一致地自动调节所述阈值，所以这种控制器使得能够在绕组电压和输出电压之差相对较小(可以考虑到由于两个绕组之间的匝数比而导致的缩放因子)的时刻测量绕组两端电压。因此，可以更加精确地确定SMPS的输出电压，尤其是当可以针对一系列输出电压，在接近次级冲程的导通结束时对绕组电压进行采样时。进而，这使SMPS能够具有更加精确的输出电压。
固定速度定时器可以是定时器输出的变化按照固定因子与时间成比例的定时器。也就是说，定时器的计数可以具有相对于时间的固定计数速度。
在SMPS是反激式转换器的实施例中，所述阈值设置器可以配置为根据通过初级绕组的电流的峰值来设置针对定时器的阈值。所述采样器可以配置为当所述固定速度计时器的计数达到所述阈值时，对辅助绕组两端的电压进行采样。在一些示例中，反激式转换器可以具有两个辅助绕组：一个用于向控制器IC供应电压，一个用于感测/采样。
所述次级冲程检测器可以配置为响应于检测到开关模式电源的功率开关(212)被关断来启动所述固定速度定时器。这可以提供一种用于启动固定速度定时器的方便且相对简单的实现。
所述控制器还可以配置为：
确定次级冲程的长度；
将采样时刻确定为当达到阈值时所述采样器对绕组两端的电压进行采样的时间点；
其中所述阈值设置器配置为根据采样时刻和次级冲程的长度来修改阈值，以用于开关模式电源的后续开关周期。
所述次级冲程的长度也可以称为次级二极管导通的持续时间。
这样修改阈值可以提供自适应补偿，以考虑针对先前开关周期所确定的采样时刻和次级冲程的结束之间的任何差异。在一些示例中，初始开关周期将具有较早采样，以确保次级冲程中的采样。这种自适应补偿可以改进控制器的性能，因为其使得能够基于先前开关周期更靠近次级冲程导通的结束来进行采样。
所述控制器还可以配置为使用在次级冲程之后绕组处电压中振铃(ringing)的一个或多个特征来确定次级冲程的长度。按照这种方式，可以将所述振铃中的周期性特征用于标识次级冲程的结束。在一些示例中，将初始开关周期的周期性特征用作针对后续开关周期的初始周期性特征。
所述控制器还可以配置为标识当绕组两端的电压相对于时间的微分为零时的时间点，并且使用标识的时间点来确定次级冲程的结束。可以将这些时间点称作零微分时间点。
除此之外或者替换地，所述控制器可以配置为标识绕组两端电压为零时的时间点，并且使用标识的时间点来确定次级冲程的结束。可以将这些时间点称作零值时间点。
所述控制器还可以配置为根据次级冲程的长度与时间之比来修改阈值，以用于后续的开关周期，所述时间是次级冲程的开始和采样时刻之间的时间。所述控制器可以配置为将针对实际开关周期的阈值和前一个周期的比率相乘，以便确定针对当前开关周期的经适配的阈值。这可以被看作是提供了阈值的乘性适配，并且对于稳态兼瞬变操作是有利的，在稳态兼瞬变操作中SMPS的输出电压随时间显著变化。
所述控制器还可以配置为根据次级冲程的长度与时间之差来修改阈值，以用于后续的开关周期，所述时间是次级冲程的开始和采样时刻之间的时间。所述控制器可以配置为将所述差与来自前一开关周期的阈值相加，以便确定针对当前开关周期的阈值。这可以被看作是提供了阈值的加性适配，并且对于稳态操作是有利的，在稳态操作中SMPS的负载电流和输入电压不会随时间显著变化。加性适配可以依赖于操作点。加性系统可以至少部分地对瞬变做出反应，并且也可以提供对于瞬变操作的优势，尽管依赖于瞬变和瞬变速度，残余误差可能保留在采样时刻中。
所述次级冲程检测器可以配置为将表示绕组两端电压的信号与次级冲程阈值进行比较，以便检测次级冲程的开始。所述次级冲程阈值电压可以具有低值。所述次级冲程阈值可以是约零伏，并且可以大于零伏。这可以提供一种有效的方式来在次级冲程的开始时，而非操作SMPS的功率开关时，启动固定速度定时器。
所述控制器还可以配置为根据采样的电压来控制开关模式电源的开关操作。
所述控制器还可以包括频率调节器，配置为根据采样的电压来控制SMPS开关的操作的频率。
所述控制器还可以包括周期调节器，配置为根据采样的电压来控制开关的峰值电流。
可以提供一种包括任一在前所述控制器的开关模式电源。
根据本发明的另一方面，提出了一种对开关模式电源中绕组两端的电压进行采样的方法，所述方法包括：
根据通过开关模式电源绕组的电流的峰值来设置阈值；
检测开关模式电源的次级冲程的开始；
在检测到次级冲程的开始时启动固定速度定时器；以及
当定时器的计数达到阈值时，对绕组两端的电压进行采样。
所述方法还可以包括根据采样的电压来控制所述开关模式电源的开关的操作。
可以提供一种包括这里公开的任合电路的集成电路。
可以提供一种计算机程序，当在计算机上运行时，计算机程序引起计算机配置包括这里公开的电路、集成电路或器件的任何设备，或者执行这里公开的任何方法。计算机程序可以是软件实现，并且可以将所述计算机看作是任何合适的硬件，包括数字信号处理器、微控制器以及只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)形式的实现，作为非限制性示例。所述软件可以是汇编程序。
可以将计算机程序提供在计算机可读介质上，计算机可读介质可以是诸如盘或者存储器件之类的物理计算机可读介质，或者可以实现为瞬态信号。这种瞬态信号可以是网络下载的，包括因特网下载。
附图说明
现在参考附图只作为非限制性示例给出描述，其中：
图1示出了反激式转换器；
图2示出了根据本发明实施例的控制器；
图3示出了图2自适应定时器的详细视图；
图4图示出了图2和图3电路中存在的一些信号；
图5图示出了图2控制块的DC特征仿真结果；
图6示出了根据本发明实施例控制的反激式转换器中的示例波形；
图7提供了当磁化电流的峰值为低时图6信号的详细视图；
图8提供了当磁化电流的峰值为高时图6信号的详细视图；
图9图示出了根据本发明实施例控制的反激式转换器中功率开关的关断附近的波形；
图10示出了反激式转换器中变压器的辅助绕组处的示例电压波形1002；
图11示出了现有技术的峰值箝位电路的示例；
图12示出了在包括峰值箝位电路的反激式转换器的初级开关节点处的电压波形；
图13示出了根据本发明实施例的用于控制反激式转换器的示例波形；
图14示意性地示出了用于实现本发明实施例的求和变型的示例方框图；
图15示意性地示出了用于实现本发明实施例的乘法变型的示例方框图；
图16图示出了图15电路中节点处的波形；以及
图17示意性地示出了用于实现本发明另一实施例的乘法变型的示例方框图。
具体实施方式
这里公开的一个或多个实施例涉及用于具有绕组的开关模式电源(SMPS)的控制器。控制器可以具有次级冲程检测器，配置用于检测SMPS的次级冲程的开始和结束、以及(对于非连续导通模式操作)SMPS的振铃的零交叉。所述控制器也可以包括：固定速度定时器，用于从SMPS的去磁化周期的开始起进行计数；以及采样器，用于当固定速度定时器的计数达到阈值时，对SMPS内的电压进行采样。可以根据通过绕组的电流的峰值来设置阈值。通过绕组的电流的峰值直接影响次级冲程的长度，因此也直接影响应应该对电压进行采样的理想时刻。因此，根据通过绕组的电流的峰值来设置阈值，这使得能够自动调节采样的时刻，并保持输出电压与采样的电压之差最小化，这可以包括考虑到两个线圈之间的匝数比导致的缩放因子。
在一些实施例中，可以根据针对前一开关周期而确定的去磁化周期的长度来适配或者修改阈值，使得可以能够使采样时刻更加接近去磁化周期的结束。
因为根据通过绕组的电流的峰值来设置针对定时器的阈值，这使得能够根据开关模式电源(SMPS)的变压器绕组中的电流来自动调节阈值，所以这种控制器使得能够在绕组电压和输出电压之差最小的时刻来测量绕组两端的电压。因此，可以更加精确地确定SMPS的输出电压，因为可以针对一系列输出电压，靠近去磁化周期的结束来对绕组电压进行采样。进而，这使得SMPS能够具有更加精确的输出电压。
图1示出了根据本发明实施例的反激式转换器100，其是开关模式电源(SMPS)的一个示例。反激式转换器100包括功率开关112和变压器，所述变压器具有初级绕组106、次级绕组104和辅助绕组108。所述反激式转换器100也包括反激式控制器110，所述反激式控制器产生开关控制信号，用于操作所述反激式转换器100的开关112。所述反激式控制器110可以是分立的集成电路(IC)。所述辅助绕组108位于变压器102的初级侧，并且用于向反激式控制器IC 110提供电源电压。
对于调节输出电压的反激式转换器已知的是：可以使用变压器绕组104、106、108两端的电压来感测特定窗口期间的输出电压。在该示例中，经由电阻分压器118和120将辅助绕组108两端的电压作为反馈输入提供给反激式控制器100。当辅助绕组108相对于次级绕组104的匝数比已知时，可以确定在辅助绕组108处的感测电压(也就是说，作为反激式转换器100的输出电压的表示而感测的电压)。
反激式控制器110包括感测电路122，在图1中将其称作aux_sense。感测电路122接收demag输入和Vpeak输入，并且提供Vout_sensed输出。下面参考图2提供感测电路的另外细节。
在实际输出电压和次级变压器绕组104的物理连接处的电压之间可能存在差异，这可能导致感测的输出电压不精确，因此导致反激式转换器控制的不精确。这些不精确可能是由以下因素引起的：
●变压器次级侧的整流二极管114的串联阻抗，其引起整流二极管114两端的电压降；
●次级侧整流二极管114两端的正向电压降。这可能对于电流和温度具有强依赖性；
●输出电容器116(也可以称作输出elcap)的等效串联电阻(ESR)，这引起了输出电容器116两端的电压(还包括DC电压)降；
●变压器102内部的阻抗，包括对于辅助绕组108的泄漏电感。
当在边界导通模式(BCM)或者非连续导通模式(DCM)中使用反激式转换器时，次级电路中的电流在次级冲程开始时为高，并且存在显著的振铃。在次级冲程期间，振铃减弱停息，并且电流逐渐减小为零。当电流流经次级电路，并且辅助绕组108用于向反激式控制器110提供电源电压时，依赖于不同绕组之间的泄漏电感网络，在辅助绕组108处测量的电压的值将在次级输出的(反射)电压和控制器IC的电源电压之间。如果通过在次级冲程开始时测量辅助绕组处的电压来感测输出电压，其可能是非常不准确的。这是因为在次级冲程开始时在初级106和辅助绕组108中典型地存在显著量的电压振铃。此外，对于包括箝位电路(以下参考图11更加详细地描述)的转换器，也可能存在箝位电流，箝位电流影响辅助绕组108处的电压，并且因此降低输出电压的精确度。
至少由于上述原因，有利地是在所有其他绕组中的电流为零时的时刻来测量输出电压。这在输出电流和用于供应反激式控制器IC 110的辅助绕组108中的电流可以处于相同量级时，在低负载下尤为如此。结果是在次级冲程的较大部分期间，用于供应控制器IC 110的辅助绕组108中的电流流动。这可能给出不期望的影响，因为当测量输出电压时电流在辅助绕组中流动，并且这种辅助电流影响从辅助绕组测量的反射输出电压。
低功率适配器应用的无负载情况下SMPS的功耗是变得越来越重要的一个问题。目前，要求小于30mWatt的无负载输入功耗级别以满足一些标准。在次级冲程结束时对输出电压(Vout)进行采样可能对于无负载的Vout准确性是有利的，因此可以提供输入功耗的减小。在次级冲程结束时感测Vout也称为在导通结束时进行采样。然而，在现有技术中要检测到用于采样的恰当时刻是非常困难。
图2示出了图1的反激式控制器110、210的另外细节。反激式控制器210包括感测电路222。图2中还示出了辅助绕组208，辅助绕组与电阻分压器218、220耦合。电阻分压器218、220的两个电阻器之间的节点与控制器210的Vfb输入端子相连。控制器210的输出是操作转换器的功率开关212的开关控制信号。
转换器的功率开关212串联连接在初级绕组206和感测电阻器230之间。开关212和感测电阻器230之间的节点与控制器210的电流感测输入端子相连，以便提供表示通过初级绕组206的峰值电流的信号。如下面更加详细地讨论的，控制器210使用通过初级绕组206的峰值电流值，这可以提供反激式转换器的输出电压的改进的准确性。
所述感测电路222包括采样保持电路、次级冲程检测器和自适应定时器。所述采样保持电路也可以称作采样器。
所述采样保持电路包括开关232和电容器234，并且配置为当将开关232接通较短时间段时对电容器234两端的Vfb信号进行采样。将采样保持电路的输出称作采样反馈电压Vfbs。
控制器210也包括次级冲程检测器252，在该示例中次级冲程检测器是比较器。次级冲程检测器252将反馈电压Vfb与固定的基准电压进行比较，可以将所述固定的基准电压称作次级冲程阈值电压。在该示例中，固定的基准电压是0.05V，并且由DC电压源254来提供。使用约0V的固定基准电压，因为这表示反激式转换器的次级冲程的开始。在该示例中，因为需要对于偏移和噪声的裕度，使用刚好在0V以上的固定基准值。将次级冲程检测器252的输出被提供作为自适应定时器的定时器236的启动输入，该自适应定时器可以是固定速度定时器。
在一些情况下，可以将次级冲程检测器252称作去磁化检测器，尽管在一些示例中这种称呼并非严格正确，因为检测器查看绝对电压来检测零交叉。因为检测V＝0V(或者近似0V)与dΦ/dt＝0相对应而不与Φ＝0相对应，所以原理上来说这不是去磁化。
自适应定时器包括定时器236和脉冲发生器238。脉冲发生器238配置为当定时器236期满时向采样保持电路的开关232提供脉冲。所述定时器236具有启动输入和Vpeak输入。Vpeak输入接收表示通过初级绕组的峰值电流的信号。应该理解的是，感测电阻器230两端的电压表示当V＝IR时通过初级绕组的电流。定时器236根据启动输入处的信号开始计数，并且当计数达到根据Vpeak而设置的阈值时向脉冲发生器238提供输出信号。下面参考图3提供定时器236的实现的进一步细节。
控制器210包括误差放大器240，所述误差放大器将采样反馈电压Vfbs(反相输入)与基准电压Vref(非反相输入)进行比较。基准电压Vref由图2中的DC电压源242来表示，并且具有与所需的输出电压电平相对应的值。误差放大器240提供误差电流输出信号Icontrol，其是针对控制块244的输入。
控制块244产生两个输出信号：控制电流Iosc和电压电平Vpeak。将控制电流Iosc提供给电流控制振荡器(CCO)246。CCO 246产生开关频率Fosc输出信号，该输出信号提供给驱动器248，并用于设置反激式转换器的功率开关212操作的开关频率。CCO可以称作频率调节器，其配置为根据所采样的电压来控制功率开关212的操作频率。提供电压电平Vpeak作为过流峰值(OCP)比较器250的输入。OCP比较器250将Vpeak与感测电阻器230两端的感测峰值电压进行比较。OCP比较器250可以称作周期调节器，其配置为根据所采样的电压来控制功率开关212的峰值电流。应该理解的是：感测电阻器230两端的感测峰值电压与通过感测电阻器230的峰值电流成比例。OCP比较器250的输出也提供给驱动器248，并用于通过在开关212保持接通时控制感测电阻器230两端的电压降，来设置通过初级绕组206的峰值电流。
控制块244的Vpeak输出也用作感测电路222的输入，更具体地，将控制块244的Vpeak输出用作针对定时器236的Vpeak输入。
在一些实施例中，低通滤波器(未示出)可以位于误差放大器和控制块244之间。低通滤波器可以用于对Icontrol信号进行时间平均，使得可以实现功率开关212的更加稳定的控制。
图3示出了图2自适应定时器的详细视图，并且包括图2定时器236和脉冲发生器238两者的功能。图4描述了图3电路中的一些信号。下面更加详细地描述图4。
图3的电路从图2的次级冲程比较器252接收起始输入信号302，并且从图2的控制块244接收Vpeak输入304。电路提供Tsample输出306，Tsample输出306用于控制图2的采样保持开关232。在图3和图4中，当Vcap与Vpeak相交时采样开始，并且在采样脉冲的单触发时间(one-shot time)之后保持和存储所述采样。
将起始输入信号302提供给SR触发器308的置位输入。当起始输入信号302从低转变为高时，将所述SR触发器308的Q输出置位。在图3中将SR触发器的Q输出处的信号标识为Vq。将Vq提供给“非”门310的输入。将“非”门310的输出提供给MOST 312的栅极。MOST 312是可以使用的开关的一个非限制性示例。
MOST 312的源极接地。MOST 312的漏极与定时(timing)电容器314的第一极板以及恒流源318相连。定时电容器314的第二极板接地。在该示例中，恒流源具有固定电流值，并且用于当MOST 312的导电沟道不导通时，也就是当MOST 312栅极处的信号为低时，线性地增加在定时电容器314上存储的电荷。当MOST 312的导电沟道导通时，也就是当MOST 312的栅极处的信号为高时，经由MOST 312将定时电容器314向地放电。
定时电容器314的第一极板也与定时比较器316的正输入相连。将提供给定时比较器316的正输入的信号称作Vcap 318，因为其表示定时电容器314上的电荷量。根据以上描述应该理解的是，定时电容器314上的电荷量表示从已经接收到起始信号302开始的时间段。将接收的Vpeak信号304提供给定时比较器316的负输入。按照这种方式，当逐渐增加的Vcap信号318超过Vpeak信号304时，定时比较器316的输出从低转变为高。也就是说，根据Vpeak 304的值设置针对定时器的阈值，并且可以将提供Vpeak信号所涉及的图2部件的任一个都看作是阈值设置器。定时比较器316的输出320与SR触发器308的复位输入相连。因此，在与转换器的次级冲程开始之后通过初级绕组的峰值电流相关联的时间段届满时，SR触发器308的Q输出Vq从高转变为低。
在该示例中，定时比较器316是施密特触发器。
提供SR触发器308的是Q输出Vq作为脉冲发生器322的输入，所述脉冲发生器配置用于当Vq从高转变为低时在其输出Tsample 306处提供脉冲。在Tsample信号306中的这一脉冲用于标识应该对感测电压进行采样的时间。
图4用图表示出了在图2和图3的电路中存在的一些信号。在图4顶部所示的是Vdrain信号402，其表示图1的功率开关112的漏极处的电压。应该理解的是，作为反激式控制器的输入而提供的Vfb信号将具有与Vdrain402相同的形状，但是具有较低的值，并且不具有输入电压的DC分量，使得Vfb的平均值为零。
图4所示的第二信号是ILmag 404，并且表示变压器的磁化电流。ILmag 404的最大值将称作ILpeak，并且等于初级绕组中电流的峰值。
图4中的第三信号标记为demag 406，并且表示辅助绕组具有大于约0伏的反射电压的时间段。Demag信号406是图2次级冲程比较器252的输出。
图4中的第四曲线示出了两个信号：Vpeak 408，其涉及图2中的控制块244的相应输出；以及Vcap 410，其涉及图3定时电容器314上的电压。
图4中底部信号是Tsample 412，表示用于控制采样保持电路中的开关的图3的Tsample输出306。
在图4中参考符号414所标识的时间处接通反激式转换器的功率开关，以开始反射式转换器的初级冲程。初级电流和磁化电流ILmag 404在初级冲程开始时开始增加。漏极电压Vdrain 414在初级冲程开始时下降为零。
稍后，在图4中参考符号416之前紧接的时间处关断功率开关。当关断功率开关时漏极电压402从零上升，并且在漏极电压402达到输入电压之前磁化电流ILmag 404继续上升。
当初级峰值电流和/或磁化电流ILmag 404达到最大值时，初级冲程结束，并且去磁化开始。这与Vdrain 402的值超过反激式转换器的输入电压(Vin)的时间相对应。
当Vdrain 402的值超过Vin和n*Vout(其中n是初级绕组和次级绕组之间的匝数比)之和时，次级冲程开始并且用图4中的参考符号416标识。这与电流开始流到反激式转换器的输出的时间相对应。因此，在初级冲程的结束和次级冲程的开始之间存在间隙。
当Vdrain 402的值下降到Vin和n*Vout之和以下时，次级冲程结束。这与通过次级二极管的次级电流下降为零的时间相对应，并且用参考符号418示出。
应该理解的是初级冲程和次级冲程的这些定义是基于去往和来自变压器的能量传输。
从图4中demag信号406可以看出，图2的次级冲程比较器/检测器252检测反馈电压Vfb的零交叉(或者近似零交叉)，其与Vdrain 402超过Vin的时间相对应。当将demag信号406置位时，定时电容器两端的电压(Vcap410)开始线性地增加。定时电容器上的电荷增加，并且Vcap在其达到阈值/断路(trip)电平Vpeak 408之前一直增加。此时，定时比较器320的输出改变，并且SR触发器/锁存器308被复位。这引起了对定时电容器314放电，并且Vcap信号410急剧地下降为零。在下一个开关周期的次级冲程之前，Vcap信号410将保持实质上不变。
在一些示例中，在次级冲程结束之后的振铃期间demag信号中发生的短脉冲期间，Vcap 410开始线性地增加。然而，因为这些damag脉冲406是短脉冲，它们不足以使得Vcap 410到达Vpeak值408，因此在Vcap410达到Vpeak 408的值并且触发图3中定时比较器316之前Vcap 410返回到零。
在Vcap 410与Vpeak值408相交时，Tsample信号412中的采样脉冲出现。采样脉冲的结束与感测辅助电压的时间相对应，并且用图4中的参考符号420标识。从图4中可以看出，在随ILmag 404接近零而紧接在次级冲程418的结束之前，以及紧接在Vdrain 402信号中开始振铃之前的时间420处感测辅助电压。
图4示出了两个开关周期上的示例信号。可以看出，第一开关周期上功率开关的接通时间比第二开关周期上的接通时间长。相应地，变压器中峰值电流ILpeak(对于ILmag 404的最大值)的电平对于第一开关周期也较高。虽然如此，自动地适配Tsample信号412中脉冲的定时，使其针对每一个开关周期均发生在紧接次级冲程结束之前。这可以通过如图4所示改变Vpeak 408的值来实现。
Vpeak 408表示初级电流的峰值，因此设置Tsample 412中采样脉冲相对于deamg信号460中前沿的延迟时间，使得所述延迟时间与初级峰值电流成比例。换句话说，采样时刻随着峰值电流而适配。因此，当峰值电流如图4的开关周期中所示那样下降时，采样时刻偏移到开关周期中较早的时刻，并且采样脉冲将仍然朝着次级冲程结束(导通结束)的方向而发生。
为了便于说明和理解，图4中的Vpeak信号示出为在开关周期之间具有阶跃变化。然而在一些示例中，Vpeak的值可以随时间逐渐变化，因为可以对图2中误差放大器240的Icontrol输出进行滤波，使得控制块244根据Icontrol的时间平均值来设置Vpeak。
可以为电路的部件定尺寸，使得采样时刻接近次级冲程的结束。根据以下等式，通过次级电感(Ls)、次级峰值电流(Ips)和次级电压(Vsec)来定义次级冲程的持续时间：
Tsec＝LsxIps/Vsec
次级冲程的开始和采样时刻(也称为采样时间段)之间的时间长度根据以下等式，由提供给图3中施密特触发器316的正输入的电流(Ic)、定时电容器314的电容和提供给施密特触发器316的负输入的Vpeak信号304的电平来定义：
Tsam＝CxVpeak/Ic
因此，可以选择在上述等式中表示的分量的大小，使得采样周期(Tsam)比次级冲程的持续时间(Tsec)短。
希望在采样时刻和导通结束之间具有裕度。这种裕度可以允许：
图3中DC电流源318和电容器314的值以及图3中的Vpeak信号304的电平中的容差；
由变压器绕组中容差导致的变压器电感的扩散(spread)；
温度变化，其可以影响转换器的性能；以及
负载中的阶跃变化，这可以通过缆线补偿或者控制回路的稳定时间引起Vout过冲。Vout过冲可以暂时地引起较短的次级冲程。
当次级冲程开始时，通过在初级冲程结束时启动定时器(Vcap 410)可以实现与现有技术相比改进的性能。该时刻由demag信号406标识。因为可以提高精确度，所以可以认为这优于在关断功率开关时(在开关驱动器信号的下降沿)启动定时器。当初级峰值电流较小并且Vin较高时，精确度的提高尤其明显。
图5用图表示出了图2的控制块244的DC特征仿真结果。图5包括：第一曲线502，示出了控制块244的Vpeak输出；以及第二曲线504，示出了控制块244的Iosc输出。图5中从左到右的这两条曲线的水平轴与增加的控制块244的Icontrol输入信号相对应。
从图3和图4的上述描述应该理解，Vpeak 502的值表示针对初级峰值电流的逐周期控制的断路电平。可以将Vpeak看作是初级峰值电流的表示。
当转换器的输出功率增加时，参数Icontrol增加。如上所述，开关控制信号的开关频率Fosc与输出电流Iosc成比例，并且根据Vpeak设置开关的接通时间。从图5的左手侧开始，其中Icontrol＝0(无负载)，针对Vpeak502和Iosc 504的值恒定并且处于最小值。Vpeak 502具有最小值，以确保采样时刻不会来得如此早使得采样时刻在朝着次级冲程开始的振铃中出现。这种振铃已知是由于功率开关的漏极处的电容(Cdrain)和初级绕组(Ls)的泄露电感而发生的。振铃期间的采样将导致Vout的不准确的控制。
当在图5中从左到右负载增加(因此Icontrol增加)时，Vpeak 502的值一直增加，直到达到420mV，在该点Icontrol是9uA。在Vpeak 502的这种增加期间，Iosc 504的值保持恒定，这使得开关控制信号的开关频率也保持恒定。该示例中ILpeak_max和ILpeak_min之间的比率是3.3。
当负载增加(因此Icontrol增加)超过9uA时，Vpeak 502的值保持恒定，并且Iosc 504的值一直增加，直至达到15uA，在这一点Icontrol是18uA。
图6、7和8用图表示出了对于图2电路的仿真结果。利用初级峰值电流控制(CVC)模式在恒压模式下操作仿真电路。
图6示出了以下六个波形：
●功率开关的漏极处的电压，Vdrain 602；
●输出电压，Vout 604；
●从转换器的输出汲取的负载电流，I(J_Load)606；
●磁化电流，I(L_1)608；
●控制块的Vpeak输出Vpeak 610，其表示初级电流的峰值；
●误差放大器的输出Icontrol 612，其是控制块的输入。
从图6中可以看出，当增加由负载606汲取的电流时，磁化电流608的峰值也增加。
图7提供了在磁化电流的峰值I(L_1)608为低时图6的信号的详细视图。图7也在图7的底部图中示出了开关716栅极处的电压和demag信号714。用参考符号718示出了采样脉冲。图7中I(L_1)708的峰值(ILpeak)是0.108A，并且这一ILpeak值要求1.7us的自适应延迟。所述自适应延迟是采样时刻与开关周期上demag信号714的第一上升沿之间的时间差。
Td＝Tsample-Tdemag.
其中Td是自适应延迟；
Tsample是发生采样脉冲718的时间；以及
Tdemag是开关周期中demag信号714的第一上升沿的时间。
在进行采样的时刻图7中次级冲程期间磁化电流的电平是49mA(反射到初级侧)。
图8提供了当磁化电流I(L_1)608的峰值为高时图6信号的详细视图。图8所示的信号涉及与图7所示信号的性质相同性质。图8中的I(L_1)808的峰值(ILpeak)是0.336A，并且这种ILpeak值要求8.3us的自适应延迟。在进行采样的时刻，次级冲程期间的磁化电流是58mA(反射到初级侧)。
图9用图表示出了在功率开关的关断附近的一些测量波形。在图9中示出了以下波形：
●功率开关的漏极处的电压，Vdrain 902；
●辅助绕组两端的电压，aux-sense 904；
●通过初级绕组的电流，IL_prim 906；以及
●输出电压，Vout 908。
依赖于Vin的值和Ipeak的值，demag零交叉(Vdrain＝Vin)和Vgate-off之间的延迟时间910可以在200和400ns之间变化。从图9中可以看出，因为当Vdrain 902超过输入电压912时定时器在次级冲程开始时启动，所以在deamg零交叉时启动定时器给出了精确度提高。当Vdrain 902超过输入电压加上反射的输出电压914时，Vout 908开始增加并且次级电流开始流动。因为使用功率开关112的栅极信号的较简单方法不是必要的，所以可以提高精确度，其中该较简单的方法会引入定时误差：线条906之间的峰值和线条908中的增加。
采样时刻与根据Vpeak确定的次级冲程的预期结束之间的时间差依赖于变压器的初级绕组的电感值以及电流感测电阻器Rs的值，因为可以根据以下等式定义次级冲程的持续时间：
Tsec＝LpxVpeak/Rsense/(np/ns.Vsec)
其中：
Tsec是次级冲程的持续时间；
Lp是初级绕组的电感；
Vpeak表示通过初级绕组的电流的峰值，其被反馈回根据本发明实施例的控制器；
Rsense是图2中感测电阻器230的电阻；
np是初级绕组上的匝数；
ns是次级绕组上的匝数；以及
Vsec是次级绕组两端的电压，也可以将其称作次级电压。
因此，可以根据转换器所用于的应用来调节针对初级绕组的电感(Lp)和/或感测电阻器的值，以改变采样时刻与次级冲程结束的接近程度。通常，应用被设计为针对最小输入电压，通过靠近的边界导通模式的操作来实现最大效率，并且所定义的采样时刻位于次级冲程中。此外，当设计电路时可以考虑容差对于初级绕组和感测电阻器的任意影响。在将感测电阻器集成到控制器IC中的示例中，只需要考虑初级绕组的容差。在任一种情况下，针对不同应用，相对于Vpeak的测量值来适配采样时刻不会太难。
在一些实施例中，可以向定时器添加自适应设置，以补偿初级绕组和/或感测电阻器的值的影响。引入这种自适应设置使得能够检测到从最优采样时刻的任意偏离，从而可以进一步适配定时器，使得针对下一个开关周期更加接近地达到最优采样时刻。
为了应用这种自适应设置，可以针对第一开关周期(N)来确定最优采样时刻，使得这种最优值可以用于调节针对下一个开关周期(N+1)的实际采样时刻。
图10示出了反激式转换器中变压器的辅助绕组处的示例电压波形1002。作为最优采样时刻的次级冲程结束在图10中标识为Tideal 1004。
可能难以直接检测Tideal 1004，因此该实施例可以用于根据次级冲程结束之后辅助绕组电压1002的振铃中的零交叉(也称作零值时刻)和/或最大值和最小值(也称作零微分时刻)，来确定次级冲程1004的长度。也就是说，可以使用振铃的一个或多个特征/定时来确定次级冲程的长度。
标识Tideal 1004的一种方式是检测振铃中的两个零交叉，例如零交叉Z1 1006和Z2 1008。假设振铃是纯正弦曲线，可以使用下式来确定Tideal：
Tideal＝Z1-(Z2-Z1)/2
在一些实际应用中，可以在变压器的初级侧使用峰值箝位电路以限制开关节点处的最大电压。图11示出了这种峰值箝位电路1102的示例。出于成本和阻尼原因，通常将低成本、慢的二极管用作缓冲器(snubber)峰值箝位的一部分。这种低成本二极管可以将漏极电压中的振铃衰减，并且可以影响振铃的形状，尤其是在低负载的情况下。
图12示出了包括具有慢二极管的峰值箝位电路在内的反激式转换器的低负载情况下，初级开关节点(图11的变压器节点4)处的电压波形1202。初级开关节点上的电压具有与辅助绕组处的电压实质上相同的形状。
从图12中可以看出振铃的形状不是正弦曲线。振铃的正部分比振铃的负部分长。再次将Tideal 1204标识为最优采样时刻。Z1 1206是振铃中第一零交叉，Z2 1208是振铃中的第二零交叉，以及Z3 1210是振铃中的第三零交叉。同样在图12中标识的是“Top1”1212，其表示振铃中的第一正转折点。由于振铃的不对称性，当在振铃中感测电压时，以上等式(Tideal＝Z1-(Z2-Z1)/2)的使用将给出过迟的采样时刻。
然而，可以假设Tideal 1204和Z1 1206之间的差近似等于Top1 1212和Z3 1210之间的差(或者针对随后振铃振荡，等同的信号位置)。也就是说，可以将振铃信号的正部分的持续时间看作在整个振铃期间是一致的。由于缓冲器(snubber)的基本操作，可以进行这种假设。
可能有用的另一种近似是假设Z1 1206和Tideal 1204之间的差等于(Z3-Z2)/2(或者针对随后振铃振荡，等同的信号位置)。
以上近似的一种或多种可以用于使用以下等式之一来确定针对后续开关周期的最优采样时间Tideal：
Tideal＝Z1-(Z3-Z2)/2
Tideal＝Z1-(Z3-Top1)
Tideal＝Z1-(Top1-Z2)
一旦已经确定了Tideal，两种自适应设置方法之一可以用于修改定时器的性能。这两种方法可以包括：
1.确定最优采样时刻(Tideal)和实际采样时刻(Tsample)之间的差，并且将所述差与针对下一开关周期的定时器间隔(interval)相加。这称作求和变型。
2.确定最优采样时刻(Tideal)和实际采样时刻(Tsample)之比，并且将缩放因子与针对下一开关周期的定时器间隔相乘。这称作乘法变型。
求和变型
对于本发明的使用求和变型的实施例，可以调整基本定时器关系Ttimer＝F(Vpeak)，使得可以使采样时刻针对下一个开关/转换周期更靠近Tideal。在一个示例中，这可以包括修改与去磁化计数器进行比较的阈值，其中可以根据Vpeak的接收值来确定未修改的阈值。
图13示出了辅助绕组处的示例电压波形(VFB)1302，以及涉及自适应定时器的示例波形。定时器的计数由电容器(例如图3中的电容器314)处的电压波形来表示，所述电容器在变压器的去磁化期间通过恒定电流充电。当电容器电压波形1310定时器输出与阈值电平VCN1316相交时，针对周期N产生输出采样脉冲1314。去磁化周期的开始和输出采样脉冲之间的时间段可以称作采样周期或者Tsample。
在该实施例中，输出采样脉冲1314在Vcap 1310和VCN 1316交叉时结束，使得针对Vfb的采样开关变为不导通，并且当Vcap 1310和VCN 1316交叉时采样电容器保持Vfb电压。应该理解的是在Vcap 1310和VCN 1316交叉时采样脉冲1314开始的实施例是在无需自适应阈值情况下进行采样的非限制性实现。这些实施例在图3和图4中示出。
在该示例中，定时器配置为在产生输出采样脉冲1314之后继续计数，以便确定次级冲程届满之后的振铃的性质，使得可以针对后续的开关周期来调节VCN。这种示例可以要求对于图3的定时器的修改，使得在产生输出采样脉冲时不会对SR触发器308复位，例如当接通功率开关以启动下一开关周期的初级冲程时，可以将SR触发器308复位。
如上所述，定时器开始计数，并且当在时间Z0 1318检测到去磁化时，Vcap 1310开始从零线性增加。VFB 1302中的振铃的第二零交叉(Z21308)和VFB中的振铃的第一零交叉(Z1 1306)之间的时间由各个时间处的Vcap 1310中的电压差表示。使用图13所示的符号，Z2-Z1与Vz2-Vz1成比例。
为了确定针对当前开关周期(周期N)的自适应差，使用先前开关周期(周期N-1)上时间Z1 1320处和采样脉冲1316的瞬间时刻处Vcap1310的差(为了确定Vz1-VCN)，计算针对先前开关周期(周期N-1)的Tideal。也确定时间Z2 1322和Z1 1320时Vcap 1310的差，作为针对先前开关周期(周期N-1)的Vz2-Vz1。然后进行针对当前开关周期的自适应差的估计：
deltaN＝Vz1N-1-VcN-1-(Vz2N-1-Vz1N-1)/2
然后将这一自适应差与针对当前开关周期的定时器阈值(从Vpeak导出的)相加为：
VcN＝kxVpeakN+deltaN
其中k表示用于设置控制灵敏度的常数(也就是说，采样的进行有多靠近次级冲程的结束)。典型的初始采样时刻是次级冲程时间的几分之一(总是在1以下)，并且典型的次级冲程时间是振荡器周期的一半，振荡器周期通常是通过控制器110的设计而固定的。
在一些实施例中，针对如下将deltan的值设置为零：对于启动之后的第一开关周期；当转换器在无Vz2交叉的情况下在边界导通模式下操作时；或者当转换器无Vz1交叉的情况下在连续导通模式下操作时。
图14示意性地示出了用于实现以上功能的示例方框图。涉及图14中第一开关周期的值带有标识Xn，以及涉及具有deltan适配的第二开关周期的值带有标识Xn+1。
图14包括检测器1402，配置为检测FB信号中的所有零交叉。检测器1402可以与图2中所述的检测器252类似。图14也包括用于检测与上升FB信号的第一零交叉Z0的部件1404。
图14的电路包括计算部件/处理器，其计算针对下一开关周期1408的Vcn+1的值。在栅极信号1406的上升沿向比较器1416施加Vcn+1信号。此外，当通过采样保持部件1414对Vcn+1进行了采样时，只将Vcn+1释放给deltan计算部件1412，进而当栅极从高转变为低时deltan计算部件1412受到控制。
应该理解的是，可以修改图14的电路以便执行阈值的任意其他近似/适配，包括：
deltaN＝Vz1N-VcN-(Vz3N-Vz2N)/2
deltaN＝Vz1N-VcN-VZ3N-VTop1N
deltaN＝Vz1N-VcN-VTop1N-VZ2N
使用Top1定时的deltan定义要求与图14的电路不同的电路，所述电路包括用于检测上升沿之后dVfb/dt＝0V的峰值检测器。
这些实施例可以在针对稳定操作的自适应/补偿时特别有利，也就是说当反激式转换器的负载电流和输入电压实质上恒定时。例如，当图14中的调节回路(regulation loop)在瞬变之后稳定到稳定值时，该瞬态可以由负载变化引起。
求和变型可以只是部分地补偿瞬态操作，也就是说当反激式转换器的负载电流改变，并且图14中的调节回路没有稳定时，这是因为所施加的适配基于绝对值而不是相对值。这是因为在给定的输入和输出电压下，次级冲程/初级冲程之比固定，然而对于峰值电流加倍的情况，次级冲程时间也加倍，但是如果通过delta而不是比率来补偿失配，也应该使得delta加倍，然而情况并非如此。这就是为什么只部分补偿的原因，但是delta越大，越无法完全补偿。
应该理解的是，图14的方框图表示对于本领域技术人员实现所需功能时可用的许多可能电路之一。
乘法变型
对于使用乘法变型的实施例，可以在瞬态操作期间更好地应用补偿/自适应。利用该变型的实施例，按照与上述类似的方式将实际的定时器间隔(Tsample)与理想采样周期(Tideal)进行比较。然而对于乘法变型，通过按照施加缩放因子的方式将Ttimer＝F(Vpeak)与自适应因子k2相乘，来适配针对下一个开关周期的采样时刻。这与其中将自适应因子相加的求和变型相反。
在一个实施例中，可以将乘法变型如下实现：
Ttimer＝F(Vpeak)xk2xk1
其中：
k2是实际Ttimer和相对于前一周期期间确定的Z0的期望采样时刻之间的比；以及
k1是与上述参考求和变型讨论的常数k类似的缩放因子。
可以使用与上述等式类似的等式来确定采样的理想时刻，例如：
VidealN＝Z1N-(Z2N-Z1N)/2或者
VidealN＝Z1N-(Z3N-Z2N)/2或者
VidealN＝Z1N-(Z3N-Top1N)或者
VidealN＝Z1N-(Top1N-Z2N)
图15示出了根据本发明实施例的在使用等式Videal＝Z1-(Z2-Z1)/2确定Videal的情况下实现乘法变型的电路的方框图。
图15的示意图包括第一处理块1502，配置为如下执行定义VcN的基本功能：
VcN＝k1xk2xVpeak
在一个开关周期之后，已经根据在前一开关周期进行的测量适配了k2，并且达到了期望的采样时刻。
图15也包括第二处理块1504，配置为如下使用来自当前开关周期的值来确定针对下一开关周期的k2的值：
k2N+1＝k2NxVideal/Vc
按照这种方式，第二处理块1504使用根据当前开关周期计算的比率Videal/Vc来适配针对下一开关周期的k2。应该理解的是Vc的值表示针对当前开关周期的采样周期，Videal表示所确定的次级冲程的长度。
图15中也包括第三处理块1506，配置为根据去磁化周期结束之后的振铃的特征/定时，来确定Videal。在该示例中，使用Z1和Z2计算Videal。
可以将第一、第二和第三处理块1502、1504和1506中的一个或多个看作是阈值设置器，因为这一个或多个处理块对于设置与定时器的输出进行比较的阈值有贡献。
图15包括移位寄存器，所述移位寄存器配置为在下一次级冲程开始之前(例如，当栅极信号从高转变为低时)，从第二处理块1504向第一处理块1502释放针对下一开关周期的k2的新值。
图16用图表示出了变压器的辅助绕组处的电压波形Vfb 1602和图15电路中节点处的波形。
参考图15和图16两者，根据时刻Z1和Z2时电容器处的采样电压来计算电压Videaln。通过设置电压Vcn来定义针对下一周期的最优采样时间。根据以下等式由块1502计算Vcn：
Vcn＝k1xk2xVpeak
其中：
针对下一周期的k2是块1504利用比率Videal/Vc缩放过的；以及
k1是常数。
按照这种方式，系统在一个周期内迭代以达到Vc的适当值。
应该理解的是，如果需要，具有附加TOP检测器的类似过程可以用于其他的近似，例如：
Tideal＝Z1-(Z3-Z2)/2或者
Tideal＝Z1-(Z3-Top1)或者
Tideal＝Z1-(Top1-Z2)
图17示出了用于实现近似Tideal＝Z1-(Z3-Z2)/2的实施例。
应该理解的是图15和17的方框图表示本领域技术人员实现所需功能时可用的非限制性示例。
本发明的实施例可以应用于任意开关模式电源(SMPS)，例如具有电源隔离(mains isolation)的SMPS，尤其是存在避免使用光耦合器进行输出电压调节的因素时。示例是在要求低成本和低的无负载功率级别的低功率适配器中的使用。
这里公开的实施例可以避免对以规则的小的定时间隔对aux电压进行采样的数字实现的需求，并且避免随后检测哪个采样最好以使用。当应该仔细地选择感测间隔时这种实现会比较复杂，并且规则采样所需的高时钟频率消耗功率。
当与使用固定采样时刻(例如次级冲程开始之后2微秒)的系统比较时，也可以认为这里公开的实施例是有利的。
可以提供一种开关模式电源(SMPS)控制器，用于响应于来自(形成了SMPS的输入电路的一部分的)磁能存储器件的绕组的反馈信号，来调节转换器的输出电压。SMPS控制器可以包括定时器，用于限定所需的定时器计数值，以便限定次级冲程期间的特定时刻。可以使定时器的计数速度是固定的。针对所需计数值的设置可以依赖于磁能存储器件中电流峰值的设置。SMPS控制器也可以包括用于在定时器达到计数值的时刻对来自磁能存储器件的绕组的反馈信号中的电压进行采样的装置。
定时器可以在来自磁能存储器件的绕组的信号的零交叉处启动。
磁能存储器件中的电流的峰值可以由电流感测电阻器两端的电压表示。
转换器可以是反激式转换器或降压转换器(buck converter)。
开关模式电源控制器还可以包括：自适应装置，用于逐周期地适配所需的计数阈值，以迭代地改进次级冲程的开始与输出电压的采样时刻之间的延迟。为了更精确的输出电压，这种适配将采样时刻延迟至次级冲程的结束。
这里公开的一个或多个实施例可以提高经由辅助绕组的输出电压感测的精确性。不精确性可以是由于以下原因导致的，例如：
●次级二极管的正向电压；
●输出电容器的ESR、变压器的铜电阻、变压器和输出电容器之间的串联电阻；以及
●变压器泄漏电感。
本发明的实施例可以允许在正常负载条件下和针对低输入功率的无负载操作情况，精确感测初级侧的输出电压。实施例也可以使用低/最小电源电流。
本发明的实施例可以包括以下的一个或多个：
●开关模式功率转换器，其中在初级冲程期间将能量存储在电感器或变压器中，并且在次级冲程期间将能量传送至输出；
●使用具有自适应延迟时间的定时器的方法，所述自适应延迟时间跟初级变压器峰值电流所相关的变量成正比。所定时器确定辅助绕组处电压的采样时刻作为转换器的输出电压的表示，其中采样时刻靠近次级冲程的结束、但是总是在次级冲程的结束之前；
●将自适应延迟时间称作初级冲程结束时反馈信号的零交叉，其给出了采样时刻的更好精确性，因此也给出了在正常负载情况下以及特别在无负载的低功率情况下的感测电压的更好精确性。这种自适应延迟时间在漏极电压的上升时间之后开始，该时间不是次级冲程的一部分，并且在低电流水平时比较显著，因为处于无负载操作的情况。
●附加自适应补偿方法，其中对于第N个转换周期，感测在由定时器确定的采样时刻与转换器磁化电流零交叉所确定的时刻处次级冲程的实际结束之间的差(或者比率)。然后在第N+1个转换周期期间使用这一时间差(或者比率)来将采样时刻设置得更靠近由转换器磁化电流零交叉所确定的实际时刻。
●感测和采样功能的简单实现，不具有偏移和干扰问题并且具有最小的硅面积。

Claims (15)

1.一种用于开关模式电源(100)的控制器(210)，所述开关模式电源(100)包括一个或多个绕组(104，106，108)，所述控制器(210)包括：
固定速度定时器(236)；
阈值设置器，配置为根据通过所述一个或多个绕组之一(106)的电流(304)的峰值，设置针对所述固定速度定时器(236)的阈值；
次级冲程检测器(252)，配置为在检测到所述开关模式电源的次级冲程的开始时启动所述固定速度定时器(236)；
采样器(232，234)，配置为当所述固定速度定时器(236)的计数达到所述阈值时，对所述一个或多个绕组之一(108)两端的电压进行采样。
2.根据权利要求1所述的控制器(210)，其中所述次级冲程检测器配置为响应于检测到开关模式电源(100)的功率开关(212)被关断，来启动所述固定速度定时器(236)。
3.根据任一前述权利要求所述的控制器(210)，还配置为：
确定次级冲程的长度；
将采样时刻确定为当达到所述阈值时所述采样器对绕组(108)两端的电压进行采样的时间点；
其中所述阈值设置器配置为根据采样时刻和次级冲程的长度，来修改所述阈值以在开关模式电源的后续开关周期中使用。
4.根据权利要求3所述的控制器(210)，还配置为：使用在去磁化周期之后绕组(104，106，108)处电压中的振铃的一个或多个特征，来确定次级冲程的长度。
5.根据权利要求4所述的控制器(210)，还配置为：标识当所述绕组(104，106，108)两端的电压相对于时间的微分为零时的时间点(1212)，并且使用标识的时间点(1006，1008)来确定次级冲程(1004)的结束。
6.根据权利要求4或5所述的控制器(210)，还配置为：标识所述绕组(104，106，108)处电压与零相交时的时间点(1006，1008)，并且使用标识的时间点(1006，1008)来确定次级冲程(1004)的结束。
7.根据权利要求3至6中任一项所述的控制器(210)，还配置为：根据次级冲程的长度与时间之比来修改所述阈值，以用于后续的开关周期，所述时间是次级冲程的开始和采样时刻之间的时间。
8.根据权利要求3至6中任一项所述的控制器(210)，还配置为：根据次级冲程的长度与时间之差来修改所述阈值，以用于后续的开关周期，所述时间是次级冲程的开始和采样时刻之间的时间。
9.根据任一前述权利要求所述的控制器(210)，其中所述次级冲程检测器(252)配置为将表示绕组(104，106，108)两端电压的信号与次级冲程阈值电压(254)进行比较，以检测去磁化周期的开始。
10.根据权利要求9所述的控制器(210)，其中所述次级冲程阈值电压约是零伏。
11.根据任一前述权利要求所述的控制器(210)，还配置为根据所采样的电压来控制所述开关模式电源(100)的开关(212)的操作。
12.根据任一前述权利要求所述的控制器(210)，其中所述开关模式电源是具有变压器的反激式转换器，
所述阈值设置器配置为根据通过初级绕组(106)的电流的峰值来设置针对所述固定速度定时器的阈值；以及
所述采样器配置为当所述固定速度定时器的计数达到所述阈值时对辅助绕组两端的电压进行采样。
13.一种开关模式电源(100)，包括根据任一前述权利要求所述的控制器(210)。
14.一种对开关模式电源(100)中绕组(108)两端的电压进行采样的方法，所述方法包括：
根据通过所述开关模式电源的绕组(106)的电流(304)的峰值来设置阈值；
检测所述开关模式电源的次级冲程的开始；
在检测到所述次级冲程的开始时启动固定速度定时器(236)；以及
当所述固定速度定时器(236)的计数达到所述阈值时，对所述绕组(108)两端的电压进行采样。
15.根据权利要求14所述的方法，还包括：根据所采样的电压来控制所述开关模式电源(100)的开关(212)的操作。
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