JP2010068708A

JP2010068708A - 電力変換器において用いるためのコントローラ、ライン電流高調波を低減するよう電力変換器において用いるためのコントローラ、および方法

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Publication number: JP2010068708A
Application number: JP2009211744A
Authority: JP
Inventors: Arthur B Odell; アーサー・ビィ・オーデル
Original assignee: Power Integrations Inc
Current assignee: Power Integrations Inc
Priority date: 2008-09-15
Filing date: 2009-09-14
Publication date: 2010-03-25
Anticipated expiration: 2029-09-14
Also published as: JP5604706B2; EP2164158A2; US20120243277A1; CN101677206B; US8207723B2; US8593127B2; CN101677206A; US20110157943A1; US7923973B2; EP2164158A3; US20100067270A1

Abstract

【課題】電力変換器を制御するための方法および装置を提供する。
【解決手段】一局面において、電力変換器において用いるためのコントローラは、入力電流を積分することにより電力変換器の電力スイッチのオン時間の終わりを決定して、電力スイッチのオン時間の終わりを表わすオン時間信号を出力するよう結合された第１の算出器を含む。コントローラはまた、入力電圧と出力電圧との差を積分することにより電力スイッチのオフ時間の終わりを決定して、電力スイッチのオフ時間の終わりを表わすオフ時間信号を出力するよう結合された第２の算出器も含む。
【選択図】図２Ａ

Description

背景
開示の分野
この発明は一般に電源に関し、特に、電源の入力電流高調波を低減することに関する。

背景
電源は、典型的には、電気的出口により与えられる交流（「ＡＣ」）電力を電気的装置のために使用可能な直流（「ＤＣ」）電力に変換するよう用いられる。電源設計に対する１つの重要な考慮点は電力品質であり、換言すると、電力が電源に送られる効率である。より具体的には、電力品質は力率によって定量化されてもよい。力率とは、電源に送られる全電力によって除された電源に送られる使用可能な電力の量の比である。使用可能な電力は、電源の出力に結合される負荷により使用される電力として定義されてもよい。全電力は電源に送られる使用可能電力および使用不可電力の和である。使用不可電力は、負荷に送られるが、その負荷によっては使用されず、電源の入力に戻される電力として定義されてもよい。

電力供給動作中、効率を上げるよう高い力率（全電力の大半は使用可能電力である）を有することは有益である。送られる使用不可電力は電力を電源を介して転送する際に増大された電力のため電力のさらなる散逸を引起す。加えて、電源における電気的構成要素は負荷に同量の電力を送るようより高い電流を受取るよう設計される必要があるかも知れず、電源のコストおよびサイズを増大させるかも知れない。

さらなる使用不可電力に寄与する１つの局面は電力分配システムによって送られる電流および／または電圧波形における歪である。典型的には、これらの電流および／または電圧の歪は、分配線を介する送電中に結合される電磁干渉の結果であるかも知れない。効率的な電力供給を設計するためには、電源への入来電力の電力品質を増大させることが重要である。電源への入来電力の電力品質を増大させるある一般的な方法は、昇圧変換器を用いて電流波形をその理想的な正弦波形に変換し戻すことである。

この発明の非制限的かつ非網羅的な実施例を上記の図を参照して記載する。図において、同様の参照番号は、特段の断りがない限り、さまざまな図を通して、同様の部分を示す。

図１はこの発明の教示に従って例示的なコントローラを含む昇圧変換器の例示的概略図である。この発明の教示に従って図１の例示的コントローラを示す機能ブロック図である。この発明の教示に従って図１の例示的コントローラを示す機能ブロック図である。この発明の教示に従って、図２Ｂの例示的入力電圧算出器を示す機能ブロック図であり、さらに、その例示的入力電圧算出器の動作に対応する波形を示す図である。この発明の教示に従って図１の例示的コントローラを示す機能ブロック図である。この発明の教示に従って図１および図２に関連付けられる例示的入力およびスイッチ電流波形を示す図である。この発明の教示に従って、図１の例示的コントローラに含まれる例示的オン時間算出器の機能ブロック図であり、その例示的オン時間算出器の動作に対応する波形を示す図である。この発明の教示に従って、図１の例示的コントローラに含まれる例示的オフ時間算出器の機能ブロック図であり、その例示的オフ時間算出器の動作に対応する例示的波形を示す図である。この発明の教示に従って、図１のコントローラに含まれる例示的ドライバの機能ブロック図であり、その例示的ドライバの動作に関連付けられる例示的波形を示す図である。この発明の教示に従って図１の例示的コントローラに含まれる例示的フィードバック回路の機能ブロック図である。この発明の教示に従って切換サイクルのオン時間およびオフ時間を変動させることによりライン電流高調波を低減するための例示的方法を示す流れ図である。この発明の教示に従って制御技術を実現する例示的集積回路の図である。

詳細な説明
この発明の１つの局面において、説明の目的のためここにおいて開示される方法および装置は電力変換器を用いてライン電流高調波を制限する。以下の記載において、数多くの具体的な詳細はこの発明の十分な理解のために述べられる。しかしながら、当業者にとっては、そのような具体的な詳細はこの発明を実施するのに用いられる必要はないことは明らかである。実現に関係付けられる周知の方法は、この発明を曖昧にすることを避けるため、詳細には記載されてはいない。

この明細書を通して、「１つの実施例」、「ある実施例」、「１つの例」または「ある例」への言及は、その実施例に関連して記載されるある特定の特徴、構造または特性はこの発明の少なくとも１つの実施例または例に含まれることを意味する。したがって、この明細書を通してさまざまな部分において「１つの実施例において」、「ある実施例において」、「１つの例において」または「ある例において」という表現が表れるが、それらは必ずしもすべてが同じ実施例に言及しているわけではない。特定の特徴、構造または特性は、たとえば、１つもしくは２つ以上の実施例または例における任意の好適な組合せおよび／または下位組合せに組合せられてもよい。

以下に論じられるように、この発明の教示に従うさまざまな例は、電力変換器がある制御技術を用いてその電力変換器の入力電流波形を成形することを可能にする。論じられる例においては、その入力電流波形は、電力変換器における電力スイッチのオン時間およびオフ時間を変動させることにより、入力電圧波形に比例するよう制御される。より具体的には、その制御技術は、電力スイッチのオン時間を、オフ時間に対して一定のボルト秒を設定することによって、整流された時変入力電圧Ｖ_IN（ｔ）に対して反比例させる。オフ時間は（Ｖ_OUT−Ｖ_IN）×Ｔ_OFFの一定の積となるよう制御される。特に、量Ｖ_OUT−Ｖ_INをオフ時間中に積分することは、オフ時間中に設定されるよう一定のボルト秒を斟酌する。一定のボルト秒を有するようオフ時間を設定することにより、オン時間ボルト秒は、ブーストインダクタの属性を満足させるボルト秒バランスを維持するよう数切換サイクルに亘って実質的に一定であるよう強制される。ブーストインダクタにおけるボルト秒のあるバランスにより、オン時間は入力電圧に対して実質的に反比例となる。このオン時間の入力電圧に対する関係は、入力電流を、入力ライン電圧を表現する整流された時変入力電圧
Ｖ_IN（ｔ）の関数として制御するための簡便な手段を設定する。入力電流がオン時間中に入力電流を積分することによってセンスされる場合、オン時間は、数切換サイクルに亘る実質的に一定のフィードバック信号により決められる通りの

の一定の積分値（ここで、Ｔ１からＴ２の持続期間はオン時間である）に達することにより終結され得る。これにより、切換サイクルに亘る平均入力電流は入力電圧に実質的に比例することになる。この概念は以下の図面に従って説明される。

説明のため、図１はこの発明の教示に従ってコントローラ１０２を含む例示的電力変換器１００の機能ブロック図である。示される例において、電力変換器１００はＡＣライン電圧Ｖ_G１０６に一致するＡＣライン電流Ｉ_G１０４を受ける昇圧電力変換器である。典型的には、ＡＣライン電流Ｉ_G１０４および対応のＡＣライン電圧Ｖ_G１０６は、電気的分配システム（たとえば発電所）により、電気的ソケットを介して与えられる。示されるように、ブリッジ整流器１０８によってＡＣライン電圧Ｖ_G１０６をＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０に変換する。

ここで図３を参照して、例示的波形３０２、３０４および３０６はＡＣライン電圧１０６、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０およびＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１をそれぞれ表現する。示されるように、「ＡＣ」波形はその極性をある間隔で逆転させる波形によって示される。たとえば、ＡＣライン電圧Ｖ_G１０６は正の値と負の値との間を交互する波形３０２によって表わされる。比較して、「ＤＣ」波形は、常に同じ極性の波形によって示される。たとえば、波形３０４および３０６によって示されるように、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０およびＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１は実質的に常に正である。ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０およびＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１は大きさが時間と共に変動する。

再び図１を参照して、示される例においては、フィルタ１１２がブリッジ整流器１０８を渡って結合されて、高周波ノイズ電流をＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１からフィルタ処理する。この発明の１つの局面においては、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１は入力電圧Ｖ_IN１１０と比例関係を形成するよう実質的に制御される。図３に示されるように、ある比例関係が形成されるのは、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を表現する波形３０６がＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０を表現する波形３０４の形状に概ね従うときである。

図１の例に示されるように、インダクタＬ₁１１４として示されるエネルギ保存要素が、コントローラ１０２に対して、一方端において結合され、電力スイッチＳＷ₁１１８に対して、対向する端部において結合される。動作において、電力スイッチＳＷ₁１１８は、電流を導通させることができるとき、「オン」または「閉じた」状態にあり、電流を導通させることができないとき、「オフ」または「開いた」状態にある。この例においては、入力帰還１２０が電力スイッチＳＷ₁１１８に結合される。動作において、エネルギ保存インダクタＬ₁１１４は、エネルギの、電力変換器１００の出力への転送を、この発明の教示に従ってスイッチＳＷ₁１１８の切換に応答して行なう。

この例に示されるように、バルクキャパシタ１２２が、実質的に一定の出力電圧Ｖ_OUT１２４を負荷１２６に供給するよう結合される。１つの例では、負荷１２６はＤＣ−ＤＣ電源への入力であってもよい。ダイオードＤ₁１２８の結合は、バルクキャパシタ１２２からの電流がインダクタＬ₁１１４を介して流れて戻らないように行なわれる。図１の例
では、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０を表現する入力電圧信号Ｕ_VIN１３０がコントローラ１０２によって受取られる。１つの例では、入力電圧信号Ｕ_VIN１３０は、図２Ｂおよび図２Ｃに関連して論じられるように昇圧変換器の内在的な属性のため導出されてもよい。示されるように、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を表わす入力電流センス信号Ｕ_IIN１３２もコントローラ１０２によって受取られる。より具体的には、たとえば変流器などのような電流センス１３４またはディスクリートな抵抗器に亘る電圧、または導通している際のトランジスタに亘る電圧を用いてＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を測定してもよい。図１の例では、出力電圧Ｖ_OUT１２４を表現する出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６もコントローラ１０２によって受取られる。１つの例では、出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６は一定の基準値を表現してもよい。この発明の例示的教示に従うと、センス信号Ｕ_VIN１３０、Ｕ_IIN１３２およびＵ_VOUT１３６は電圧または電流の形式であってもよい。

１つの例において、コントローラ１０２は、スイッチＳＷ₁１１８の切換を制御する切換信号Ｕ_SW１１９を、入力電圧信号Ｕ_VIN１３０、入力電流信号Ｕ_IIN１３２および出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６に応答して出力して、出力電圧Ｖ_OUT１２４を規制し、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を、「入力電圧Ｖ_IN１１０」とも称されるＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０と比例するように制御する。より具体的には、示される例においては、コントローラ１０２は、出力電圧Ｖ_OUT１２４の規制およびＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１の制御を、スイッチＳＷ₁１１８の各切換サイクルを制御することにより行なう。切換サイクルは、スイッチがオンである時間期間およびその後のスイッチがオフである時間期間として規定される。たとえば切換サイクルは、スイッチＳＷ₁１１８が導通できるオン時間期間にスイッチＳＷ₁１１８が導通できないオフ時間期間が続いたものを含んでもよい。別の例では、切換サイクルは、スイッチＳＷ₁１１８が導通できないオフ時間期間の後にスイッチＳＷ₁１１８が導通できるオン時間期間が続いたものを含んでもよい。オン時間は、スイッチＳＷ₁１１８が切換サイクル中に導通している時間期間として規定されてもよく、オフ時間は、スイッチＳＷ₁１１８が切換サイクル中に導通していない時間期間として規定されてもよい。

この発明の教示に従うと、コントローラ１０２は、スイッチＳＷ₁１１８のオン時間およびオフ時間を積極的に調整することによりＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を制御する、ある可変周波数切換法を用いる。特に、切換サイクルのオン時間は、数切換サイクルに亘って実質的に一定とされる出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６に応答して規制され、切換サイクルのオフ時間はボルト秒大きさを表現する一定の値によって設定される。インダクタの、安定状態条件中にボルト秒バランスを維持するという自然の傾向のため、スイッチＳＷ₁１１８は同様のボルト秒バランスをオン時間中に実質的に維持するよう義務を負わされる。入力電流信号Ｕ_IIN１３２をオン時間中に積分し、オフ時間が一定のボルト秒を有することができるようにすることにより、入力電流Ｉ_IN１１１は入力電圧Ｖ_IN１１０に比例するよう強制される。これは、各ラインサイクル３１０中にＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０をトラッキングまたはそれに従うようＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を斟酌する。この態様で、スイッチＳＷ₁１１８はコントローラ１０２により制御されて電力変換器１００の出力電圧Ｖ_OUT１２４を規制しＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を制御してそれがＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０と実質的に線形に比例であるようにする。

ここで図２Ａを参照して、電力変換器１００のある機能ブロック図は図１のコントローラ１０２のある例をこの発明の教示に従って示す。示されるように、コントローラ１０２は、オフ時間算出器２０２と、ドライバ２０４と、オン時間算出器２０６と、フィードバック回路２０８とを含む。図２Ａの例に従うと、オン時間算出器２０６は、「オン時間」とも称される、スイッチＳＷ₁１１８が切換サイクルにおいて電流を導通させることができる時間量を判断する。動作において、ある例として、オン時間算出器２０６は、入力電流信号Ｕ_IIN１３２に応答して切換サイクルのオン時間の終りを示すオン時間信号Ｕ_ON２１０を出力することになる。図２Ａの例において、オン時間信号Ｕ_ON２１０がドライバ２
０４に出力されると、切換信号Ｕ_SW１１９が、それに従って、スイッチＳＷ₁１１８をオフにするよう調整される。この態様で、オン時間算出器２０６は切換サイクルのオン時間を規制する。

図２Ａの例において、オフ時間算出器２０２は「オフ時間」とも称される、スイッチＳＷ₁１１８が切換サイクルにおいて電流を導通させることができない時間量を判断する。動作において、入力電圧信号Ｕ_VIN１３０および出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６に応答して、オフ時間算出器２０２は、切換サイクルのオフ時間の終りを示すオフ時間信号Ｕ_OFF２１２を出力することになる。図２Ａの例において、オフ時間信号Ｕ_OFF２１２がドライバ２０４に出力されると、切換信号Ｕ_SW１１９が、それに従って、スイッチＳＷ₁１１８をオンにするよう調整される。この態様で、オフ時間算出器２０２は切換サイクルのオフ時間を規制する。ドライバ２０４は切換信号Ｕ_SW１１９を通してスイッチＳＷ₁１１８の切換を制御する。１つの例において、切換信号Ｕ_SW１１９がハイであるとき、スイッチＳＷ₁１１８はオンであり、切換信号Ｕ_SW１１９がローであるとき、スイッチＳＷ₁１１８はオフである。かくして、この例によると、ドライバ２０４の結合は、スイッチＳＷ₁１１８のオン状態からオフ状態への切換をオン時間信号Ｕ_ON２１０に応答して行ない、スイッチＳＷ₁１１８のオフ状態からオン状態への切換をオフ時間信号Ｕ_OFF２１２に応答して行なうようになされる。かくして、この例においては、ドライバ２０４は出力電圧Ｖ_OUT１２４を電力変換器１００の出力において規制する。

図２Ａの例に示されるように、フィードバック回路２０８は誤差信号Ｕ_ERR２１４を出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６に応答して出力する。より具体的には、誤差信号Ｕ_ERR２１４は電力変換器１００の出力電圧を示すものを与える。この発明の教示に従うと、誤差信号Ｕ_ERR２１４は切換信号Ｕ_SW１１９と比較して実質的により遅い応答時間を有するよう設計される。たとえば、１つの実施例において、誤差信号Ｕ_ERR２１４は、入力電流をあるラインサイクルに亘って制御する際に出力電圧Ｖ_OUT１２４が実質的に一定の値と考えられるように数ラインサイクルに亘る出力電圧Ｖ_OUT１２４の平均化された大きさを表わす平均化された値である。

示されるように、コントローラ１０２、電流センス１３４およびスイッチＳＷ₁１１８は集積回路２１６に含まれてもよい。１つの例では、スイッチＳＷ₁１１８はコントローラ１０２と同じ単一のモノリシック素子上において含まれてもよい。ある代替例では、コントローラ１０２は単一のモノリシック素子上においてスイッチＳＷ₁１１８なしに含まれてもよい。１つの例では、スイッチＳＷ₁１１８は金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であってもよい。動作において、スイッチＳＷ₁１１８がドレイン端子２２０からソース端子２２２への電流の導通を許すのはスイッチＳＷ₁１１８がオンであるときであり、電流の導通を実質的に防ぐのはスイッチＳＷ₁１１８がオフであるときである。別の例では、電流センス１３４をスイッチＳＷ₁１１８に結合して図２Ａに示されるようにスイッチ電流Ｉ_SW２１８を測定してもよい。スイッチ電流Ｉ_SW２１８は切換サイクルのオン時間中においてＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１と実質的に等しいので、スイッチ電流Ｉ_SW２１８は切換サイクルのオン時間中においてＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１の代わりにセンスされてもよい。示されるように、電流センス１３４は入力電流Ｉ_IN１１１を電力スイッチＳＷ₁２１８のソース端子２２２においてセンスしてもよい。ある代替的実施例では、電力センス１３４は入力電流Ｉ_IN１１１を電力スイッチＳＷ₁２１８のドレイン端子２２０においてセンスしてもよい。ある代替的実施例では、スイッチ電流Ｉ_SW２１８は電流センス１３４によってドレイン端子２２０の前またはソース端子２２２の後にセンスされてもよい。

示される例において示されるように、フィルタ１１２は高周波数ノイズをＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１からフィルタ処理するキャパシタ２２４を含むが、必ずしもそれに限定される
ものではない。より具体的には、１つの例においては、キャパシタ２２４のある容量値は、キャパシタ２２４が高い周波数ノイズをフィルタ処理により除去してもよいように選ばれた値であるが、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０の時変成分を低減するよう十分に大きくはない。

ここで図２Ｂを参照して、電力変換器１００の代替的機能ブロック図は、さらに、この発明の教示に従って図１のコントローラ１０２のある例を示す。示されるように、入力電圧算出器２５０は入力電圧Ｖ_IN１１０の算出を切換信号Ｕ_SW１１９に応答して行なう。昇圧変換器トポロジの属性のため、ある関係が電力スイッチＳＷ₁１１８のデューティファクタＤと入力電圧Ｖ_IN１１０との間に存在する。この関係はデューティファクタＤを用いることにより入力電圧値Ｖ_IN１１０を算出するよう利用されてもよい。デューティファクタは、電力スイッチＳＷ₁１１８がある時間期間に亘って導通している時間のパーセンテージとして規定されてもよい。デューティファクタＤは等式１によって以下のように規定される：

式中、Ｔ_ONは、電力スイッチＳＷ₁１１８が閉じられている（導通している）時間を表わし、Ｔ_TOTALはある時間期間であり、Ｔ_OFFはスイッチＳＷ₁１１８が開いている（導通していない）時間を表わす。昇圧変換器の内在的な属性のため、入力電圧、出力電圧、オン時間およびオフ時間の間のある具体的な理論上の関係が以下に示されるように存在する：

等式１に基づいて、等式２の部分をデューティファクタＤに対して置換し得る。Ｄに対する置換で等式３が得られる：

等式３を単純化すると以下のようになる：

出力電圧Ｖ_OUT１２４は出力電圧規制のため実質的に一定の値であるので、出力電圧Ｖ_OUT１２４を定数Ｋと置換え得る。

したがって、入力電圧算出器２５０は入力電圧Ｖ_IN１１０をデューティファクタＤに基づいて算出してもよい。より具体的には、１−Ｄは入力電圧Ｖ_IN１１０を表わす。切換信号Ｕ_SW１１９はある時間期間に亘る電力スイッチＳＷ₁１１８の導通時間を表わすので、デューティファクタＤは切換信号Ｕ_SW１１９によって決定され得る。ここで図２Ｃを参照して、図２Ｂにおける入力電圧算出器２５０の機能ブロック図をさらに詳細に示す。示されるように、入力電圧算出器２５０は、入力帰還２５６に結合される平均化キャパシタ２５４に結合されるインバータ２５２を含む。倍率変更回路２５８がキャパシタ２５４に結合される。

動作において、インバータ２５２は、切換信号Ｕ_SW１１９を受取り、反転された切換信号／Ｕ_SW２６０を出力する（以下、「／」は反転を示す）。波形２６４において示されるように、デューティファクタＤの算出は、時間期間における全体のオン時間Ｔ_ONを全時間期間Ｔ_PERIODで除することによって行なわれてもよく、値（１−Ｄ）の算出は、時間期間における全オフ時間Ｔ_OFFを全時間期間Ｔ_PERIODで除することにより行なわれてもよい。平均化キャパシタ２５４は反転された切換信号／Ｕ_SW２６０を継続的に受取るので、平均化キャパシタ電圧２６６は１−Ｄの平均化された値を表わす。示されるように、入力電圧算出器２５０は入力電圧信号Ｕ_VIN１３０信号を出力するが、それは、入力電圧Ｖ_IN１１０を表わす電圧または電流であってもよい。

ここで図２Ｄを参照して、電力変換器１００の代替的機能ブロック図はこの発明の教示に従って図１のコントローラ１０２のある例をさらに示す。示されるように、一定の基準電圧Ｖ_REF２７０は出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６を表わす。出力電圧Ｖ_VOUT１２４は規制のため実質的に一定であるので、一定の基準電圧２７０は出力電圧Ｖ_OUT１２４を表わしてもよい。一定の基準電圧を出力電圧を表わすものとして用いることの利点は、電力変換器１００が起動または障害状態のため規制下にないとき、電力変換器１００は、出力電圧Ｖ_OUT１２４が、この発明に従う制御技術が再び実施され得る前、規制下に戻るのを待つ必要がない、というものである。

先において参照したように、図３は、この発明の教示に従って、ＡＣライン電圧波形３０２、ＤＣ入力電圧波形３０４、ＤＣ入力電流波形３０６、およびスイッチ電流波形３０８を示す。ＡＣライン電圧波形３０２はＡＣライン電圧Ｖ_G１０６を表わし、実質的に正弦波形である。ラインサイクルは、ＡＣライン電圧波形３０２の３つの連続するゼロクロス間の時間間隔として規定され、１つのラインサイクルを完了するのにかかる時間を表わすラインサイクル周期Ｔ_L３１０に対応する。より具体的には、示される例においては、ラインサイクル周期Ｔ_L３１０はＡＣライン電圧Ｖ_G１０６の周波数に依存する。たとえば、ＡＣライン電圧Ｖ_G１０６の周波数が増大する場合、ラインサイクル周期Ｔ_L３１０はより短くなる。逆に、ＡＣライン電圧Ｖ_G１０６の周波数が減少する場合、ラインサイクル周期Ｔ_L３１０はより長くなる。この発明の実施例に従うと、ラインサイクル周期Ｔ_L３１０は切換サイクル周期Ｔ_SW３１２よりも実質的に長い。さらに説明するため、１つの例では、ライン周波数は６０Ｈｚであるが、これは、１６，６６６マイクロ秒のラインサイクル周期Ｔ_L３１０に対応し、切換周波数は１００ｋＨｚであるが、これは１０マイクロ秒の切換サイクル周期Ｔ_SW３１２に対応する。

示されるように、ＤＣ入力電圧波形３０４は、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０を表わし、ＡＣライン電圧波形３０２の整流された波形である。動作において、ブリッジ整流器１０８は
、ＡＣライン電圧波形３０２で表わされるＡＣライン電圧Ｖ_G１０６を整流して、ＤＣ入力電圧波形３０４で表わされるＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０を生成する。ＤＣ入力電流波形３０６はＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を表わす。示されるように、ＤＣ入力電流波形３０６は、入力電圧波形３０４に重畳されることにより、どのようにＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１が切換サイクル中において制御されてＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０に従うかを示す。ＤＣ入力電流波形３０６の拡大された図３１４をグラフ３３０において示す。

拡大図３１４において示されるように、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１は、第１の切換サイクル周期Ｔ_SW1３１６に対し、第１のオン時間Ｔ_ON1３１８およびコントローラ１０２により決定される第１のオフ時間Ｔ_OFF1３２０に応答して制御される。スイッチ電流波形３０８は図２Ａのスイッチ電流Ｉ_SW２１８を表わす。示されるように、スイッチ電流波形３０８は、たとえばＴ_ON1３１８中など、切換サイクルのオン時間中におけるＤＣ入力電流波形３０６に実質的に等しい。スイッチ電流波形３０８は、たとえばＴ_OFF1３２０中などのような、切換サイクルのオフ時間中において実質的にゼロである。上において論じられるように、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１がスイッチ電流Ｉ_SW２１８と実質的に等しいのは、スイッチＳＷ₁１１８がオンであるときである。したがって、スイッチ電流Ｉ_SW２１８またはＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１のどちらかがオン時間算出器２０６により受け取られて切換サイクル周期Ｔ_SW３１２のオン時間を決定してもよい。

ここで図４に示す例を参照すると、図２Ａのオン時間算出器２０６は、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を積分することにより、切換サイクル周期Ｔ_SW３１２のオン時間を決定する。動作時、オン時間算出器２０６は、入力電流信号Ｕ_IIN１３２および反転された切換信号Ｕ_ISW４０２に応答して、オン時間信号Ｕ_ON２１０を出力する。反転された切換信号Ｕ_ISW４０２は、図２Ｃに示すような反転された切換信号である／Ｕ_SWの一例である。図４の例では、オン時間電流源４０６は、入力電流信号Ｕ_IIN１３２に応答して、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を表わす倍率変更された電流Ｉ_INS４０８を出力する。一例では、倍率変更された電流Ｉ_INS４０８は、入力電流信号Ｕ_IIN１３２に信号処理用の倍率Ｋ_I４１０を乗算することによって決定されてもよい。この例に示すように、トランジスタＴ_ON４１２はキャパシタＣ_ON４１４の両端に結合されている。動作時、スイッチＳＷ₁１１８がオフ状態からオン状態に遷移すると、反転された切換信号Ｕ_ISW４０２はハイからローに遷移して、トランジスタＴ_ON４１２をオフにし、倍率変更された入力電流Ｉ_INS４０８がキャパシタＣ_ON４１４を充電するようにする。

逆に、スイッチＳＷ₁１１８がオン状態からオフ状態に遷移すると、反転された信号Ｕ_ISW４０２はローからハイに遷移して、トランジスタＴ_ON４１２をオンにし、それによりキャパシタＣ_ON４１４が放電するようにする。スイッチＳＷ₁１１８がオン状態にある場合、キャパシタＣ_ON４１４は充電し、キャパシタＣ_ON４１４の両端にキャパシタ電圧Ｖ_CON４１６が生じる。比較器４１８は、比較器４１８の反転入力がキャパシタＣ_ON４１４と同じ電位の電圧であるように結合されている。この例では、比較器４１８の非反転入力は基準誤差電圧Ｖ_ERR４２０に結合されている。より特定的には、基準誤差電圧Ｖ_ERR４２０は誤差信号Ｕ_ERR２１４を表わしている。したがって、図示された例では、オン時間算出器２０６によって受取られ、図２Ａのフィードバック回路２０８によって出力された誤差信号Ｕ_ERR２１４に応答して、オン時間信号Ｕ_ON２１０が決定される。一例では、誤差信号Ｕ_ERR２１４は電力変換器１００の出力での出力電圧Ｖ_OUT１２４を表わしており、基準誤差電圧Ｖ_ERR４２０を決定するために倍率Ｋ_ERR４２２を乗算してもよい。

動作時、スイッチＳＷ₁１１８がオンの場合、倍率変更された入力電流Ｉ_INS４０８はキャパシタＣ_ON４１４を充電する。一例では、オン状態の持続期間は、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１がピーク電流しきい値に達するときに限定される。キャパシタ電圧Ｖ_CON４１６が基準誤差電圧Ｖ_ERR４２０と等しい場合、オン時間信号Ｕ_ON２１０はローに遷移し、それは
スイッチＳＷ₁１１８がオフとなるべきであることを示している。このように、キャパシタＣ_ON４１４は、切換サイクルのオン時間を決定するために、積分機能を実行してＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１を積分するために使用される。

図示されているように、例示的なグラフ４３０は、オン時間信号Ｕ_ON２１０に対するキャパシタ電圧Ｖ_CON４１６を示している。キャパシタ電圧Ｖ_CON４１６が基準誤差電圧Ｖ_ERR４２０に達すると、オン時間信号Ｕ_ON２１０は、キャパシタＣ_ON４１４が基準誤差電圧Ｖ_ERR４２０を下回るよう放電されるまでローに遷移する。キャパシタ電圧Ｖ_CON４１６が基準誤差電圧Ｖ_ERR４２０を一旦下回ると、オン時間信号Ｕ_ON２１０は再度ハイに遷移する。このように、図示された例では、オン時間信号Ｕ_ON２１０がローに遷移するとスイッチＳＷ₁１１８がオフにされる。

ここで図５を参照すると、図２Ａのオフ時間算出器２０２は、この発明の教示に従って出力電圧Ｖ_OUT１２４とＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差を積分することにより、切換サイクルのオフ時間を決定する。より特定的には、この例では、オフ時間算出器２０２は、センスされた出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６とセンスされた入力電圧信号Ｕ_VIN１３０との差に実質的に等しい電圧差信号Ｕ_VDIFF５０１に応答して、オフ時間信号Ｕ_OFF２１２を出力する。オフ時間電流源５０４は、出力電圧Ｖ_OUT１２４とＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差を表わす電流Ｉ_DIFF５０６を出力する。一例では、電流Ｉ_DIFF５０６は、入力電圧信号Ｕ_VIN１３０と出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６との差に信号処理用の倍率Ｋ_OFF５０８を乗算することによって決定されてもよい。図示されているように、トランジスタＴ_OFF５１０はキャパシタＣ_OFF５１２の両端に結合されている。

動作時、図５の例では、スイッチＳＷ₁１１８がオン状態からオフ状態に遷移すると、切換信号Ｕ_SW１１９はハイからローに遷移してトランジスタＴ_OFF５１０をオフにし、それにより電流Ｉ_DIFF５０６がキャパシタＣ_OFF５１２を充電するようにする。逆に、スイッチＳＷ₁１１８がオフ状態からオン状態に遷移すると、切換信号Ｕ_SW１１９はローからハイに遷移してトランジスタＴ_OFF５１０をオンにし、それによりキャパシタＣ_OFF５１２が放電するようにする。一例では、この発明の教示に従ってトランジスタＴ_OFF５１０をオンおよびオフに切換えるために、代替的な信号が使用されてもよい。スイッチＳＷ₁１１８がオフ状態にある場合、キャパシタＣ_OFF５１２は充電中であり、キャパシタＣ_OFF５１２の両端にキャパシタ電圧Ｖ_COFF５１４が生じる。比較器５１６は、比較器５１６の反転入力がキャパシタＣ_OFF５１２と同じ電位の電圧であるように結合されている。比較器５１６の非反転入力は、電圧基準Ｖ_OFFREF５１８に結合されている。一例では、基準値Ｖ_OFFREF５１８は、電力変換器１００の設計パラメータに従って選択されたいかなる基準値であってもよい。一例では、基準値Ｖ_OFFREF５１８は、電力変換器１００の設計にとって最適な切換周波数の範囲を決定するよう選択されてもよい。

１つの例示的な動作では、スイッチＳＷ₁１１８がオフの場合、電流Ｉ_DIFF５０６はキャパシタＣ_OFF５１２を充電する。キャパシタ電圧Ｖ_COFF５１４が基準電圧Ｖ_OFFREF５１８と等しい場合、オフ時間信号Ｕ_OFF２１２はハイからローに遷移して、スイッチＳＷ₁１１８にオフ状態からオン状態に遷移するよう示す。このように、キャパシタＣ_OFF５１２は、スイッチＳＷ₁１１８のオフ時間を決定するために、積分機能を実行して出力電圧Ｖ_OUT１２４とＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差を積分するために使用される。オフ時間のボルト秒を一定に保つことにより、オフ時間は、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０の変化に応答して変わる。より特定的には、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０が増加するにつれて、切換サイクルのオフ時間が増加する。

この発明の代替的な一実施例によれば、電流Ｉ_DIFF５０６は、ある実質的に一定の値からＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０を減算したものによって表わされてもよい。一例では、選択さ
れた実質的に一定の値は、電力変換器１００の設計パラメータに基づいていてもよい。たとえば、電流Ｉ_DIFF５０６を決定するために用いられる一定値が増加するにつれて、電力変換器１００の切換周期の持続期間が増加する。実質的に一定の出力電圧Ｖ_OUT１２４からＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０を減算する代わりに、ある定数からＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０を減算することによって電流Ｉ_DIFF５０６を決定することの付加的な一利点は、図２Ｄに関連して上述したように、この発明の教示に従った制御技術が直ちに実施可能なことである。実質的に一定の出力電圧Ｖ_OUT１２４とＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差に基づいて電流Ｉ_DIFF５０６が決定される場合、この発明の教示に従って図２Ａに示すように出力電圧Ｖ_OUT１２４を直接センスすることから出力電圧信号が決定される際に時間遅延が必要である。より特定的には、時間遅延は起動中に起こり、出力電圧Ｖ_OUT１２４が実質的に一定となるように図２ＡのバルクキャパシタＣ₁１２２の初期充電を可能にするために必要とされる。その結果、さまざまな実施例では、この発明に従った制御技術を実施する前に出力電圧Ｖ_OUT１２４がその規制値に達して実質的に一定となる必要があるかもしれない。出力電圧Ｖ_OUT１２４が一定値によって決定される場合、時間遅延は必要とはされない。

図示されているように、例示的なグラフ５３０は、オフ時間信号Ｕ_OFF２１２に対するキャパシタ電圧Ｖ_COFF５１４を示している。この例では、キャパシタ電圧Ｖ_COFF５１４が基準電圧Ｖ_OFFREF５１８に達すると、オフ時間信号Ｕ_OFF２１２は、キャパシタＣ_OFF５１２が基準電圧Ｖ_OFFREF５１８を下回るよう放電するまでローに遷移する。キャパシタ電圧Ｃ_COFF５１４が基準電圧Ｖ_OFFREF５１８を一旦下回ると、オフ時間信号Ｕ_OFF２１２は再度ハイに遷移する。このように、この発明の教示によれば、オフ時間信号Ｕ_OFF２１２がローに遷移するとスイッチＳＷ₁１１８はオンとなるよう信号を受取る。

ここで図６に示す例を参照すると、ドライバ２０４は、切換信号Ｕ_SW１１９を出力することにより、スイッチＳＷ₁１１８の切換を制御する。一例では、スイッチＳＷ₁１１８が閉じている場合には切換信号Ｕ_SW１１９はハイであり、スイッチＳＷ₁１１８が開いている場合には切換信号Ｕ_SW１１９はローである。ドライバ２０４は、オン時間信号Ｕ_ON２１０を受取って切換サイクルのオン時間の終わりを決定し、オフ時間信号Ｕ_OFF２１２を受取って切換サイクルのオフ時間の終了時間を決定する。

この発明の例示的な実施例によれば、ドライバ２０４は、第１のＮＡＮＤゲート６０２と第２のＮＡＮＤゲート６０４とを含む基本リセット／セット（「ＲＳ」）ＮＡＮＤラッチとして構成されている。図示されているように、グラフ６１０は、切換信号Ｕ_SW１１９、オン時間信号Ｕ_ON２１０、およびオフ時間信号Ｕ_OFF２１２間の関係を示している。グラフ６１０によれば、一例では、オフ時間信号Ｕ_0FF２１２が一瞬ローに遷移したときに、切換信号１１９はハイに遷移する（スイッチＳＷ₁１１８はオンになる）。同様に、オン時間信号Ｕ_ON２１０が一瞬ローに遷移したときに、切換信号Ｕ_SW１１９はローに遷移する（スイッチＳＷ₁１１８はオフになる）。

ここで図７に示す例を参照すると、フィードバック回路２０８は、出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６に応答して誤差信号Ｕ_ERR２１４を出力する。より特定的には、誤差信号Ｕ_ERR２１４は、たとえば出力電圧Ｖ_OUT１２４が基準値より高いかまたは低いかといった、電力変換器１００の出力電圧の徴候を示す。動作時、この例では、出力電圧Ｖ_OUT１２４を表わす出力電圧信号Ｕ_VOUT１３６は、第１の抵抗器Ｒ₁７０４と第２の抵抗器Ｒ₂７０６とを含む分圧器網７０２によって倍率変更され、倍率変更された出力電圧信号Ｕ_VOUTS７０８が誤差増幅器７１０の反転入力で生成される。図７の例では、誤差信号Ｕ_ERR２１４の応答を遅らせるために、利得設定フィルタ７１２が使用される。より特定的には、この例では、誤差信号Ｕ_ERR２１４は、ラインサイクルにわたる出力電圧Ｖ_OUT１２４のＡＣ時間差異に実質的に応答しない。また、誤差信号Ｕ_ERR２１４は多くの切換サイクルにわたって実質的に一定であると仮定することができる。これは入力電圧に応答したオン時間調整を可
能にし、このため、図３に示すように入力電流波形３０６を入力電圧波形３０４に従うよう形作る。

図８は、この発明の教示に従ってライン電流高調波を低減するための例示的な方法を示す流れ図である。プロセスブロック８１０で、スイッチＳＷ₁１１８がオンにされる。次に、プロセスブロック８１５で、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１がセンスされる。ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１は次に、プロセスブロック８２０で、スイッチＳＷ₁１１８のオン時間を決定するために積分される。より特定的には、この例では、ＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１とも呼ばれるライン電流の積分がオン時間しきい値ＯＮ_THRESHに達するのにかかる時間によって、オン時間持続期間が決定される。次のプロセスブロック８３５で、ライン電流の積分がオン時間しきい値ＯＮ_THRESHに達すると、スイッチＳＷ₁１１８がオフにされる。次に、この例では、プロセスブロック８４０で、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０および出力電圧Ｖ_OUT１２４がセンスされる。プロセスブロック８４５で、スイッチＳＷ₁１１８のオフ時間を決定するために、出力電圧Ｖ_OUT１２４とＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差が積分される。より特定的には、この例では、出力電圧Ｖ_OUT１２４とＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差の積分がオフ時間しきい値ＯＦＦ_THRESHに達するのにかかる時間に応答して、オフ時間持続期間が決定される。代替的な一実施例では、プロセスブロック８４５は、スイッチＳＷ₁１１８のオフ時間を決定するために、ある一定値とＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差を積分することを含んでいてもよい。決定ブロック８４５の実行後、プロセスは、次の切換サイクルを開始するためにプロセスブロック８１０に戻ってもよい。

ここで図９を参照すると、この発明の教示に従った制御技術を実施する例示的な集積回路９００の例示的な内部詳細が示されている。この例では、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２はオン状態とオフ状態とを切換えて、ドレイン端子Ｄ９０４とソース端子Ｓ９０６との間の入力電流Ｉ_IN９０３の流れを可能にしたり防止したりする。電圧端子Ｖ９０８は、昇圧変換器のＤＣ入力電圧を表わす電流Ｉ_VIN９１２を出力する入力電圧センス９１０に結合されている。フィードバック端子ＦＢ９１４は、昇圧変換器の出力での出力電圧を表わす電圧Ｖ_VOUT９１６を受取る。一例では、電圧Ｖ_VOUT９１６は任意の一定値であってもよい。

図示されているように、基準電流Ｉ_REF９２０は電流源９２１から、電流源９２３から流れる倍率変更された電流Ｉ_SVIN９２２とは反対の方向に流れる。より特定的には、倍率変更された電流Ｉ_SVIN９２２は、電流Ｉ_VIN９１２に信号処理用の倍率を乗算したものと等しい。キャパシタＣ_OFF９２４は、トランジスタＴ_OFF９２６の両端に結合されている。動作時、トランジスタＴ_OFF９２６がオフの場合、キャパシタＣ_OFF９２４は充電する。より特定的には、キャパシタＣ_OFF９２４を充電する電流は、基準電流Ｉ_REF９２０と倍率変更された電流Ｉ_SVIN９２２との差である。トランジスタＴ_OFF９２６がオンになると、キャパシタＣ_OFF９２４は共通の帰還９２９を介して放電する。電圧比較器９２８は、比較器９２８の負の端子がキャパシタＣ_OFF９２４と同じ電位の電圧であるようにキャパシタＣ_OFF９２４に結合されている。キャパシタＣ_0FF９２４上の電圧が誤差電圧Ｖ_ERR９３０と等しい場合、電圧信号Ｖ_OFF９３２はローからハイに遷移し、その結果、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２はオン状態に遷移する。このように、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２用の切換サイクルのオフ時間が制御される。より特定的には、一例では、キャパシタＣ_OFF９２４は、切換サイクルのオフ時間を決定するためにある一定の電圧と電力変換器の入力電圧との差を積分する積分器として機能する。

動作時、図示された例では、誤差電圧Ｖ_ERR９３０は誤差増幅器９３１の出力である。動作時、誤差増幅器９３１は電圧Ｖ_VOUT９１６を基準電圧Ｖ_REF９３３と比較して、電力変換器の出力での出力電圧を表わす誤差電圧Ｖ_ERR９３０を決定する。一例では、誤差電圧Ｖ_ERR９３０は、ＣＯＭＰ端子９３７を介して、誤差電圧Ｖ_ERR９３０の応答時間を調整する利得設定フィルタに出力されてもよい。

図９の例に示すように、電流源９３４は、センスされた入力電流Ｉ_S９３８に信号処理用の倍率を乗算したものを表わす倍率変更された電流Ｉ_SIIN９３６を出力する。キャパシタＣ_ON９４０は、トランジスタＴ_ON９４２の両端に結合されている。動作時、トランジスタＴ_ON９４２がオフの場合、倍率変更された電流Ｉ_SIIN９３６はキャパシタＣ_ON９４０を充電する。トランジスタＴ_ON９４２がオンの場合、キャパシタＣ_ON９４０は共通の帰還９２９を介して放電する。電圧比較器９４４は、比較器９４４の負の入力がキャパシタＣ_ON９４０と同じ電位の電圧であるようにキャパシタＣ_ON９４０に結合されている。キャパシタＣ_ON９４０上の電圧が誤差電圧Ｖ_ERR９３０と等しい場合、比較器９４４の出力での電圧信号Ｖ_ON９４６はロー信号からハイ信号に遷移し、その結果、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２はオフ状態に設定される。このように、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２用の切換サイクルのオン時間が制御される。より特定的には、キャパシタＣ_ON９４０は、切換サイクルのオン時間を決定するために電力変換器の入力電流を積分する積分器として機能する。

図９の例に示すように、ＯＲゲート９４８の第１の入力は比較器９４４の出力に結合され、ＯＲゲート９４８の第２の入力はＡＮＤゲート９５０の出力に結合されている。動作時、電圧信号Ｖ_ON９４６がハイに遷移するか、または過電流保護（ＯＣＰ）信号９５３がハイに遷移すると、ＯＲゲート９４８はハイ信号をラッチ９５２のリセット（Ｒ）に出力する。動作時、ラッチ９５２のリセット入力Ｒがハイ信号を受取ると、出力Ｑはハイに設定され、相補出力Ｑバーはローに設定される。逆に、電圧信号Ｖ_OFF９３２がハイに遷移すると、ラッチ９５２の入力Ｓは出力Ｑをローに設定し、相補出力Ｑバーはハイに設定される。このように、相補出力Ｑバーは、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２の切換を制御する駆動信号ＤＲＩＶＥ９５４を出力する。増幅器９５６は、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２の切換を制御するためにパワーＭＯＳＦＥＴ９０２のゲートを充電および放電するのに十分な電流を供給するために、駆動信号ＤＲＩＶＥ９５４を増幅する。

この例に示されているように、電流制限比較器９５８は、センスされた入力電流Ｉ_S９３８を電流制限基準Ｉ_LIM９５９と比較する。一例では、センスされた入力電流Ｉ_S９３８が電流制限基準Ｉ_LIM９５９に達すると、電流制限比較器９５８の出力はハイになる。より特定的には、この例では、センスされた入力電流Ｉ_S９３８は入力電流Ｉ_IN９０３の一部である。一例では、センスされた入力電流Ｉ_S９３８は、この発明の教示に従った入力電流Ｉ_IN９０３を表わしている。駆動信号９５４は、ＡＮＤゲート９５０の入力に印加される前に立上がりエッジブランキング（ＬＥＢ）回路９６２によって遅延され、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２がオンとなった際に瞬間的に浮遊容量を放電する場合に過電流保護信号９５３が誤った電流制限状態を示すことを防止する。より特定的には、過電流保護信号９５３は、集積回路９００のパワーＭＯＳＦＥＴ９０２および／または任意の他の内部構成要素への損傷を防止するために、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２の電流が電流制限基準Ｉ_LIM９５９に達した場合を示す。

このように、この発明の教示に従った一例では、電源から受取ったライン電流高調波を低減するようコントローラを用いるための方法が開示されている。この例では、電力変換器１００のＤＣ入力電流Ｉ_IN１１１は、電力変換器１００のスイッチＳＷ₁１１８がオン状態からオフ状態に遷移する時間を決定するために、積分される。一例では、スイッチＳＷ₁１１８がオフ状態からオン状態に遷移する時間を決定するために、ある一定値と電力変換器１００のＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差が積分される。別の例では、スイッチＳＷ₁１１８がオフ状態からオン状態に遷移する時間を決定するために、出力電圧Ｖ_OUT１２４とＤＣ入力電圧Ｖ_IN１１０との差が積分される。さまざまな例では、電力変換器１００の出力電圧Ｖ_OUT１２４を規制するために、スイッチＳＷ₁１１８がオン状態からオフ状態に遷移する時間、およびスイッチＳＷ₁１１８がオフ状態からオン状態に遷移する時間に従ってスイッチＳＷ₁１１８を切換えるようにスイッチＳＷ₁１１８の切換周波数を変えるよ
う、ドライバ２０４が結合されている。

要約書における説明を含む、この発明の例示された例の上述の説明は、網羅的であるよう意図されてはおらず、開示された形そのものに限定されるよう意図されてもいない。この発明の特定の実施例、およびこの発明についての例は、例示的な目的でここに説明されているが、この発明のより広範な精神および範囲から逸脱することなく、さまざまな均等な修正が可能である。

これらの修正は、上に詳述した説明に鑑みてこの発明の例に加えることができる。特許請求の範囲において使用される用語は、この発明を、明細書および特許請求の範囲に開示された特定の実施例に限定するよう解釈されるべきではない。むしろ、請求項の解釈の確立された原則に従って解釈されるべき特許請求の範囲のみにより、範囲は定められるべきである。この発明の明細書および図面は従って、限定的というよりもむしろ例示的なものとみなされるべきである。

１００電力変換器、１０２コントローラ、１１８スイッチ、２０２オフ時間算出器、２０４ドライバ、２０６オン時間算出器、４１４、５１２、９２４、９４０キャパシタ。

Claims

電力変換器において用いるためのコントローラであって、
入力電流を積分することにより電力変換器の電力スイッチのオン時間の終わりを決定して、電力スイッチのオン時間の終わりを表わすオン時間信号を出力するよう結合された第１の算出器と、
入力電圧と出力電圧との差を積分することにより電力スイッチのオフ時間の終わりを決定して、電力スイッチのオフ時間の終わりを表わすオフ時間信号を出力するよう結合された第２の算出器とを含む、コントローラ。
入力電流は、電力変換器への入力電流を表わす入力電流信号であり、入力電圧は、電力変換器の入力電圧を表わす入力電圧信号である、請求項１に記載のコントローラ。
出力電圧は、電力変換器の出力での出力電圧のＡＣ時間差異に実質的に応答しない出力電圧信号である、請求項１に記載のコントローラ。
オン時間信号に応答して電力スイッチをオン状態からオフ状態に切換え、オフ時間信号に応答して電力スイッチをオフ状態からオン状態に切換えるよう結合されたドライバ回路をさらに含む、請求項１に記載のコントローラ。
ドライバ回路は電力スイッチの切換を切換信号で制御するよう結合されており、コントローラはさらに、切換信号を受取り、切換信号に応答して入力電圧信号を出力するよう結合された入力電圧算出器を含み、入力電圧信号は電力変換器の入力電圧を表わしている、請求項４に記載のコントローラ。
入力電圧算出器は、切換信号のデューティファクタに応答して入力電圧信号を出力するよう結合された平均化キャパシタを含む、請求項５に記載のコントローラ。
ドライバ回路は、電力変換器の出力での出力電圧を規制する、請求項４に記載のコントローラ。
オン時間信号は、第１の算出器によって受取られる誤差信号に応答して決定される、請求項１に記載のコントローラ。
第１の算出器に誤差信号を出力するフィードバック回路をさらに含み、誤差信号は電力変換器の出力での出力電圧を表わしている、請求項８に記載のコントローラ。
フィードバック回路は、一定の基準電圧に応答して誤差信号を生成し、一定の基準電圧は電力変換器の出力電圧を表わしている、請求項９に記載のコントローラ。
電力スイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項１に記載のコントローラ。
ライン電流高調波を低減するよう電力変換器において用いるためのコントローラであって、
電力変換器の入力電流を積分して、電力変換器の電力スイッチのオン時間を終了させる第１の信号を出力するよう結合された第１の積分器と、
実質的に一定の値と電力変換器の入力電圧との差を積分して、電力スイッチのオフ時間を終了させる第２の信号を出力するよう結合された第２の積分器と、
第１および第２の信号を受取り、入力電流を入力電圧に実質的に比例するよう制御する
ように電力スイッチの切換周波数を変える第３の信号を出力するよう結合されたドライバ回路とを含む、コントローラ。
入力電流は、入力電圧に実質的に直線的に比例するよう制御される、請求項１２に記載のコントローラ。
電力変換器は昇圧変換器である、請求項１２に記載のコントローラ。
電力スイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項１２に記載のコントローラ。
コントローラは単一のモノリシック素子上に含まれている、請求項１２に記載のコントローラ。
電力スイッチおよびコントローラは、同一の単一のモノリシック素子上に含まれている、請求項１２に記載のコントローラ。
電力変換器において用いるためのコントローラであって、
入力電流を積分することにより電力変換器の電力スイッチのオン時間の終わりを決定して、電力スイッチのオン時間の終わりを表わすオン時間信号を出力するよう結合された第１の算出器と、
実質的に一定の値と入力電圧との差を積分することにより電力スイッチのオフ時間の終わりを決定して、電力スイッチのオフ時間の終わりを表わすオフ時間信号を出力するよう結合された第２の算出器とを含む、コントローラ。
入力電流は、電力変換器への入力電流を表わす入力電流信号であり、入力電圧は、電力変換器の入力電圧を表わす入力電圧信号である、請求項１８に記載のコントローラ。
オン時間信号に応答して電力スイッチをオン状態からオフ状態に切換え、オフ時間信号に応答して電力スイッチをオフ状態からオン状態に切換えるよう結合されたドライバ回路をさらに含む、請求項１８に記載のコントローラ。
ライン電流高調波を低減するよう電力変換器において用いるためのコントローラであって、
電力変換器の入力電流を積分して、電力変換器の電力スイッチのオン時間を終了させる第１の信号を出力するよう結合された第１の積分器と、
電力変換器の入力電圧と出力電圧との差を積分して、電力スイッチのオフ時間を終了させる第２の信号を出力するよう結合された第２の積分器と、
第１および第２の信号を受取り、入力電流を入力電圧に実質的に比例するよう制御するように電力スイッチの切換周波数を変える第３の信号を出力するよう結合されたドライバ回路とを含む、コントローラ。
電力変換器の入力電圧と出力電圧との差を表わす電流を出力する、第２の積分器におけるオフ時間電流源をさらに含む、請求項２１に記載のコントローラ。
ドライバ回路は、電力変換器の出力での出力電圧を規制する、請求項２１に記載のコントローラ。
電力スイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項２１に記載のコントローラ。
電力変換器の電力スイッチがオン状態からオフ状態に遷移する時間を決定するために、電力変換器の入力電流を積分するステップと、
電力スイッチがオフ状態からオン状態に遷移する時間を決定するために、ある一定値と電力変換器の入力電圧との差を積分するステップと、
電力変換器の出力電圧を規制するために、電力スイッチがオン状態からオフ状態に遷移する時間および電力スイッチがオフ状態からオン状態に遷移する時間に従って、電力スイッチを切換えるステップとを含む、方法。
電力変換器の出力電圧を規制するために電力スイッチを切換えるステップは、入力電圧に実質的に直線的に比例するよう入力電流を制御するステップを含む、請求項２５に記載の方法。
オン状態の持続期間は、入力電流がピーク電流しきい値に達するときに限定される、請求項２５に記載の方法。