CN100468931C - 平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种平均电流控制模式的升压型连续功率因数校正装置，利用了可重置积分器将电压误差放大器的输出差值电压信号与经传感得到的输入电流信号分别进行积分整合运算，再经过比较运算来控制切换开关的工作周期，使交/直流电力转换器中输入电流与输入电压成比例，且同相位。此种控制方式所使用的器件比传统PFC电路更为简易，且易于整合于一较少引脚数目的封装体中，并可获得高功率因子与低总谐波失真(Total HarmonicDistortion；THD)。
Description
技术领域
本发明涉及一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，特别是涉及一种利用单周期控制技术，以达成电力系统的高功率因子与低总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)的功率因素校正装置及方法。
背景技术
高品质的电力供给一直是世界各国追求的目标，然而大量的兴建电厂并非解决问题的唯一途径，一方面增加电力供给的能量，一方面提高电器产品的功率因子(power factor)或效率才能有效解决问题。
而功率因素校正器(PFC)其主要作用是使电器产品的输入电压与输入电流的相位达到相同，且使电器产品的负载近似于电阻性负载，以提高供电的功率因子。
功率因素校正器主要分为两种，一种为非连续型功率因素校正器(DCMPFC)，另一种为连续型功率因素校正器(CCM PFC)。请参阅图1，图1为常见峰值电流控制模式的非连续型功率因素校正器电路示意图。一般说来，非连续型功率因素校正器101使用峰对峰值电流(peak current)控制模式，此种模式主要是当交流电源AC输入后，经桥式整流器110整流而成为类似m形的电压波形，经电阻器R5、R6分压后再和一个经由误差放大器112放大后的输出信号VC通过一乘法器114进行相乘运算，而得到一类似m形的输出电压Vm。此举是为了给流经侦测电阻Rs的峰值电流一个参考比较的电压Vm，并且这个电压Vm会随着输入和输出的电压大小而作调整。
其中输出电压Vout经由电阻器R3、R4分压后经由误差放大器112负反馈到乘法器114的输入端，可使负载改变时输出电压Vout仍能保持在固定的准位。乘法器114的输出电压Vm被传送到一比较器116的正输入端而与比较器116负输入端接收的电压波形Vs(即晶体管Q的S极电流流过侦测电阻Rs的压降)作比较来控制晶体管Q的开(on)或关(off)。在非连续型功率因素校正器101中，利用交越零电压侦测器113以达到晶体管Q的零电压切换，减少电路的交越损失。
请参阅图2，图2为图1的电路各点的动作波形示意图，其中包括有电流侦测电阻Rs两端的电压波形Vs和电感L上电感电流iL波形以及控制晶体管Q开(on)或关(off)的栅极电压Vgate波形。其中流过电感L的平均电流iL(avg)会与乘法器114的输出电压Vm同相位，而达到功率因素的校正。
请参阅图3，图3为常见平均电流控制模式的连续型功率因素校正器电路示意图。对于连续型功率因素校正器(CCM PFC)1001而言，常用的控制方式是所谓的平均电流(average current)控制模式，图3中，当交流电源AC经桥式整流器110整流成为波形类似m形的输入电压Vin，一乘法器120通过电压放大器124取得输出电压Vout的一放大信号A，同时通过一前置电路122由输入电压Vin取出一输入信号B与输入电压Vin的平均值的平方信号(即C2信号)。乘法器120进行处理放大信号A与输入信号B的相乘，然后再除以平方信号C2，用以输出一波形类似m形的电流命令信号VP。乘法器120中之所以要除以平方信号C2，是因为不希望功率因素校正器的功率因素值随着输入电压Vin取出的输入信号B的大小而改变，而放大信号A是考虑若在输出电压变动情况下，仍能通过控制电路改变晶体管Q的切换而达到稳压效果。
请参阅图4，图4为图3中电路各点的波形示意图。栅极驱动脉波GS是三角波VS和命令信号VC作比较运算后所得的结果。栅极驱动脉波GS在命令信号VC波谷附近的工作周期最宽而在波峰附近最窄，在图4中可看出经由栅极驱动脉波GS控制晶体管Q而得到电感L的电流波形iL，此电流波形iL经过输入端的电容Cin滤波后即可在输入端得到一个近似弦波的电流波形iL(avg)。此近似弦波的电流波形会与输入电压Vin同相位，而完成功率因素的校正。
上述说明中所提到利用乘法器的方式，产生近似弦波的输入电流波形与输入电压Vin同相位的结果，而达到功率因素的校正。不过，使用乘法器的功率因素校正器的缺点为个别器件数目多、设计复杂，其中由于器件以及引脚编号数目众多，使得常见的功率因素校正器难以适合于单一封装体的设计。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于提供一种电路简易、易于整合且可以获得高功因、低失真的功率因素校正装置，以弥补现有技术中存在的缺点。
为了实现上述目的，本发明提供了一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其应用于一交/直流电力转换器中，依据一振荡器的输出周期信号，控制一切换开关，将该交/直流电力转换器的输入电流校整为正弦波波形并与输入电压同相位。因此，本发明利用了可重置积分器将电压误差放大器的输出差值电压信号与经传感得到的输入电流信号分别进行积分整合运算，积分后的信号再经过比较运算，用来控制切换开关的工作周期，此种方式可使交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，使得输入电流与输入电压成比例且同相位。
本发明一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置的第一实施例，使用了一电压误差放大器来获取一电压反馈信号，比较运算该电压反馈信号与一参考电压后，输出一差值电压信号；一第一可重置积分器，连接于该电压误差放大器，积分运算该差值电压信号，用以输出一第一输出信号；一第二可重置积分器，通过一侦测电阻与一放大器，来获取放大后的一输入电流信号，积分运算后输出一第二输出信号；一比较器，比较运算该第一输出信号与该第二输出信号，进而输出一功率因素校正信号；一正反器，其一重置端连接于该振荡器，一设定端通过一PFC输出控制器连接于该比较器，接收该PFC输出控制器输出的一PFC设定信号，且依据该振荡器输出的一输出周期信号，用以输出一控制信号，以实时控制该切换开关；及一积分器状态控制单元，连接于该振荡器、该正反器、该第一可重置积分器及该第二可重置积分器，用以接收该控制信号，分别输出一第一重置信号与一第二重置信号到该第一可重置积分器与该第二可重置积分器，并以前沿调制(leading edge)方式对分别输出的该第一输出信号与该第二输出信号进行重置。
本发明一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置的第二实施例，其相对于第一实施例还具有一加法器，利用加法器连接于该第一可重置积分器与该第二可重置积分器，通过整合该第一输出信号与该第二输出信号，用以输出一整合信号；再通过一比较器比较运算该电压误差放大器输出的差值电压信号与整合信号，以输出功率因素校正信号，并以后沿调制(trailingedge)方式对分别输出的该第一输出信号与该第二输出信号进行重置。
本发明一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置的第三实施例，利用了一电压误差放大器以获取一电压反馈信号，将该电压反馈信号与一参考电压进行比较运算后，输出一差值电压信号；一积分器积分运算该差值电压信号后输出一积分输出信号；一比较器接收该积分输出信号，且通过一侦测电阻与一放大器，获取放大后的一输入电流信号，比较运算该积分输出信号与该输入电流信号后，输出一功率因素校正信号；一电容器，并接于该侦测电阻；及一正反器，其一重置端连接于该振荡器，一设定端通过一PFC输出控制器连接于该比较器，用以接收该PFC输出控制器输出的一PFC设定信号，且依据该振荡器输出的一输出周期信号，用以输出一控制信号，以实时控制该切换开关，并以前沿调制(leading edge)方式对该积分输出信号进行重置。
本发明一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置的第四实施例，其相对于第三实施例还具有一加法器，利用加法器连接于该电压误差放大器与该比较器，且通过侦测电阻与放大器，获取放大后的输入电流信号，通过整合该差值电压信号与该输入电流信号，输出整合信号。比较器连接于该积分器与该加法器，比较运算该积分输出信号与该整合信号，输出一功率因素校正信号；一正反器，其一设定端连接于该振荡器，一重置端通过一PFC输出控制器连接于该比较器，接收该PFC输出控制器输出的一PFC重置信号，且依据该振荡器输出的一输出周期信号，输出一控制信号，以实时控制该切换开关，并以后沿调制(trailing edge)方式对该积分输出信号进行重置。
综上所述，本发明应用于交/直流电力转换器中，利用积分器将经由比较运算得到的该差值电压信号与经传感得到的输入电流信号分别进行积分整合运算，再经过比较运算来控制切换开关的工作周期，让交/直流电力转换器中输入电流与输入电压成比例，且同相位。此种控制方式所使用的器件比传统PFC电路更为简易，且易于整合于一较少引脚数目的封装体中并可获得高功率因子与低总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)。
以上的概述与接下来的详细说明皆为示范性质，是为了进一步说明本发明。而有关本发明的其它目的与优点，将在后续的说明与附图中加以阐述。
附图说明
图1为常见峰值电流控制模式的非连续型功率因素校正器电路示意图；
图2为图1的电路各点的波形示意图；
图3为常见平均电流控制模式的连续型功率因素校正器电路示意图；
图4为图3中电路各点的波形示意图；
图5为本发明使用于第一较佳交/直流电力转换器结构的示意图；
图6为本发明第一实施例的电路方块示意图；
图7为图6所示本发明第一实施例的电路波形示意图；
图8为本发明第二实施例的电路方块示意图；
图9为图8所示本发明第二实施例的电路波形示意图；
图10为本发明使用于第二较佳交/直流电力转换器结构的示意图；
图11为本发明第三实施例的电路方块示意图；
图12为图11所示本发明第三实施例的电路波形示意图；
图13为本发明第四实施例的电路方块示意图；
图14为图13所示本发明第四实施例的电路波形示意图。
其中，附图标记：
非连续型功率因子校正器 101 连续型功率因子校正器 1001
桥式整流器 110 误差放大器 112
交越零电压侦测器 113 乘法器 114
比较器 116 乘法器 120
前置电路 122 电压放大器 124
功率因素校正装置 1 功率因素校正装置 2
电容器 3 放大器 8
过电流比较器 9 电压误差放大器 10
PFC输出控制器 11 第一可重置积分器 12
加法器 13 比较器 14
振荡器 15 第二可重置积分器 16
驱动单元 17 正反器 18
积分器状态控制单元 19 电压误差放大器 20
PFC输出控制器 21 可重置积分器 22
加法器 23 比较器 24
振荡器 25 驱动单元 27
正反器 28 积分器状态控制单元 29
整流器件 BD
具体实施方式
请参阅图5，为本发明使用于第一较佳交/直流电力转换器结构的示意图，本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置1通过控制一切换开关Q的周期切换动作，来控制输入电流Iin进而控制经整流器件BD整流后的输入电压Vin，使得交/直流电力转换器的输入电流Iin与输入电压Vin成比例，且同相位，并可获得高功率因子与低总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)。
请配合图5参阅图6，其为本发明第一实施例的电路方块示意图。本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置1应用于交/直流电力转换器中，依据一振荡器15的输出周期信号clock，用以控制切换开关Q，将交/直流电力转换器的输入电流Iin校整为正弦波波形并与输入电压Vin同相位。功率因素校正装置1使用一电压误差放大器10连接到交/直流电力转换器的输出端，通过一分压电阻R2获取一电压反馈信号VFB。电压误差放大器10将该电压反馈信号VFB与一参考电压Vref进行比较运算后，输出一差值电压信号VM。
一第一可重置积分器12连接于电压误差放大器10，对差值电压信号VM进行积分运算，而后输出一第一输出信号VX，该差值电压信号VM的大小决定该第一输出信号VX的斜率。一第二可重置积分器16通过一侦测电阻Rs与一放大器以获取放大后的一输入电流信号Vs，并对其积分运算后输出一第二输出信号VY。其中该放大后的输入电流信号Vs的大小，决定该第二输出信号VY的斜率。一比较器14连接于该第一可重置积分器12与该第二可重置积分器16，比较运算该第一输出信号VX与该第二输出信号VY，以输出一功率因素校正信号PFCOUT。
功率因素校正信号PFCOUT被传送到连接于该比较器14的一PFC输出控制器11。PFC输出控制器11与一过电流比较器9相连，以接收一过电流检测信号OCPEN，如该信号为高电平，则将PFC输出控制器11关断，以起到过电流保护作用；如为低电平则PFC输出控制器11输出一PFC设定信号PFCSET到一正反器18的设定端(S)，PFC设定信号PFCSET约为数十纳秒(ns)，用来设定正反器18输出的一控制信号PFCDRV，以实时控制该切换开关Q。其中还包括有一驱动单元17，连接于该正反器18与该切换开关Q，用来放大该控制信号PFCDRV以驱动该切换开关Q。一积分器状态控制单元19，连接于该振荡器15、该正反器18、该第一可重置积分器12及该第二可重置积分器16，并受控于该控制信号PFCDRV，用来输出一第一重置信号RESET1到该第一可重置积分器12及输出第二重置信号RESET2到该第二可重置积分器16，第二重置信号RESET2约为数十纳秒(ns)。
上述说明中，在本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置1中，第一可重置积分器12输出的第一输出信号VX响应于电压反馈信号VFB与参考电压Vref的变化平均值，而第二可重置积分器16的第二输出信号VY响应于输入电流信号VCS的变化平均值。当第一输出信号VX大于第二输出信号VY时，比较器14输出的功率因素校正信号PFCOUT设定正反器18输出的控制信号PFCDRV，以驱动切换开关Q导通(ON)。此种控制方式使得交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，校整输入电流Iin为一正弦波并与输入电压Vin同相位且成比例。
再者，依据振荡器15的输出周期信号clock，本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置1利用单一周期控制(OCC)的方式，在正反器18输出的控制信号PFCDRV被设定时，积分器状态控制单元19立即分别传送第一重置信号RESET1与第二重置信号RESET2到第一可重置积分器12与第二可重置积分器16，对其分别输出的第一输出信号VX与第二输出信号VY进行重置(RESET)，使得第一可重置积分器12与第二可重置积分器16工作在每单一周期中，达到以平均电流控制的模式进行升压且连续的功率因素校正。
请配合图6参阅图7，图7所示为本发明第一实施例的电路波形示意图。正反器18输出的控制信号PFCDRV受控于比较器14运算的结果，当第一输出信号VX大于第二输出信号VY时，比较器14输出的功率因素校正信号PFCOUT通过PFC输出控制器11设定正反器18输出的控制信号PFCDRV，以驱动切换开关Q导通(ON)，等到振荡器15输出下一个周期clock，切换开关Q才会再一次进入截止(OFF)，以形成前沿调制(leading edge)。同时，积分器状态控制单元19立即分别传送第一重置信号RESET1与第二重置信号RESET2到第一可重置积分器12与第二可重置积分器16，对其分别输出的第一输出信号VX与第二输出信号VY进行重置(RESET)。此种控制方式控制流过电感L上的电流iL形成电流连续模式(CCM)，同时使得交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，从而校整输入电流Iin为一正弦波并与输入电压Vin同相位且成比例。
输入电流Iin与输入电压Vin同相位且成比例，可由下面公式(一)证明之。
公式(一)
上述公式(一)中，Vin为输入电压；VO为输出电压；iav为平均输入电流；T为周期；VM为差值信号；D为工作周期；RS为侦测电流电阻；G为放大增益值；τ为时间常数。
请配合图5参阅图8，图8为本发明第二实施例的电路方块示意图。本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置1应用于交/直流电力转换器中，依据振荡器15的输出周期信号clock，用以控制切换开关Q，将交/直流电力转换器的输入电流Iin校整为正弦波波形并与输入电压Vin同相位。
第二实施例相对于第一实施例的电路方块，还包括一加法器13，该加法器13连接于第一可重置积分器12与第二可重置积分器16，通过整合该第一输出信号VX与该第二输出信号VY，输出一整合信号VA；该整合信号VA被传送到比较器14，该比较器14连接于加法器13与该电压误差放大器10，比较运算该差值电压信号VM与该整合信号VA，以输出功率因素校正信号PFCOUT。
功率因素校正信号PFCOUT被传送到连接于该比较器14的PFC输出控制器11。PFC输出控制器11与一过电流比较器9相连，以接收一过电流检测信号OCPEN，如该信号为高电平，则将PFC输出控制器11关断，以起到过电流保护作用；如为低电平则PFC输出控制器11输出一PFC重置信号PFCRESET到正反器18的重置端(R)，PFC重置信号PFCRESET约为数十纳秒(ns)用来重置正反器18输出的控制信号PFCDRV，以实时控制该切换开关Q截止(off)。驱动单元17连接于该正反器18与该切换开关Q，用来放大该控制信号PFCDRV以驱动该切换开关Q。积分器状态控制单元19受控于该控制信号PFCDRV，输出第一重置信号RESET1到该第一可重置积分器12及输出第二重置信号RESET2到该第二可重置积分器16，第二重置信号RESET2约为数十纳秒(ns)。
在本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置1中，第一可重置积分器12输出的第一输出信号VX响应于电压反馈信号VFB与参考电压Vref的变化平均值，而第二可重置积分器16的第二输出信号VY响应于输入电流信号VCS的变化平均值。当整合信号VA大于差值电压信号VM时，比较器14输出的功率因素校正信号PFCOUT重置正反器18输出的控制信号PFCDRV，以驱动切换开关Q截止(OFF)。此种控制方式使得交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，以此校整输入电流Iin为一正弦波并与输入电压Vin同相位且成比例。
同样，依据振荡器15的输出周期信号clock，本发明第二实施例的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置1也利用单一周期控制(OCC)方式，在正反器18输出的控制信号PFCDRV被重置时，积分器状态控制单元19立即分别传送第一重置信号RESET1与第二重置信号RESET2到第一可重置积分器12与第二可重置积分器16，对其分别输出的第一输出信号VX与第二输出信号VY进行重置(RESET)，使得第一可重置积分器12与第二可重置积分器16工作在每个单一周期中，而达到以平均电流控制的模式进行升压且连续的功率因素校正。
图9为图8所示本发明第二实施例的电路波形示意图，正反器18输出的控制信号PFCDRV受控于比较器14运算的结果，当整合信号VA大于差值电压信号VM时，比较器14输出的功率因素校正信号PFCOUT通过PFC输出控制器11重置正反器18输出的控制信号PFCDRV，以驱动切换开关Q截止(OFF)，等到振荡器15输出下一个周期clock，切换开关Q才会再一次进入导通(ON)，以形成后沿调制(trailing edge)。同时，积分器状态控制单元19立即分别传送第一重置信号RESET1与第二重置信号RESET2到第一可重置积分器12与第二可重置积分器16，对其分别输出的第一输出信号VX与第二输出信号VY进行重置(RESET)。此种控制方式控制流过电感L上的电流iL形成电流连续模式(CCM)，同时使得交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，从而校整输入电流Iin为一正弦波并与输入电压Vin同相位且成比例。
输入电流Iin与输入电压Vin同相位且成比例，可由下面公式(二)证明之。
上述公式(二)中，Vin为输入电压；VO为输出电压；iav为平均输入电流；T为周期；VM为差值信号；D为工作周期；Rs为侦测电流电阻；G为放大增益值；τ为时间常数。
请参阅图10，图10为本发明使用于第二较佳交/直流电力转换器结构的示意图，在此结构中，相对于第一较佳交/直流电力转换器结构的示意图，还包括有一电容器3，与一侦测电阻上Rs并联。电容器3设计为高电容值，电容值大于10μF。电容值大会使得低总谐波失真THD下降，并且需具有低等效串联电阻(low equivalent series resistor；Low ESR)则性能更佳，可以用来削减切换开关Q于高频操作下所产生的噪声(noise)，还可获得较低的转折频率(corner frequency约为1/2的切换频率)。
在第二较佳交/直流电力转换器结构中，本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置2控制切换开关Q的周期切换动作，用来控制输入电流Iin进而控制经整流器件BD整流后的输入电压Vin，使得交/直流电力转换器的输入电流Iin与输入电压Vin成比例，且同相位，并可获得高功率因子与低总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)。
请配合图10参阅图11，图11为本发明第三实施例的电路方块示意图。本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置2应用于交/直流电力转换器中，依据一振荡器25的输出周期信号clock，用以控制切换开关Q，将交/直流电力转换器的输入电流Iin校整为正弦波波形并与输入电压Vin同相位。功率因素校正装置2使用一电压误差放大器20连接到交/直流电力转换器的输出端，通过一分压电阻R2获取一电压反馈信号VFB。电压误差放大器20将该电压反馈信号VFB与一参考电压Vref进行比较运算后，输出一差值电压信号VM1。
一可重置积分器22连接于电压误差放大器20，对差值电压信号VM1进行积分运算，进而输出一积分输出信号Vx1，差值电压信号VM1的大小决定该积分输出信号Vx1的斜率。一比较器24连接于该可重置积分器22，接收该积分输出信号Vx1，且通过侦测电阻Rs与一放大器8获取放大的一输入电流信号VS1，比较运算该积分输出信号Vx1与该输入电流信号VS1后，输出一功率因素校正信号PFCOUT1。功率因素校正信号PFCOUT1被传送到连接于该比较器24的一PFC输出控制器21。PFC输出控制器21与一过电流比较器9相连，以接收一过电流检测信号OCPEN，如该信号为高电平，则将PFC输出控制器21关断，以起到过电流保护作用；如为低电平则PFC输出控制器21输出PFC设定信号PFCSET1到正反器28的设定端(S)，PFC设定信号PFCSET1约为数十纳秒(ns)用来设定正反器28输出的控制信号PFCDRV1，以实时控制该切换开关Q导通(ON)。驱动单元27连接于该正反器28与该切换开关Q，用以放大该控制信号PFCDRV1以驱动该切换开关Q。
正反器28连接于PFC输出控制器21与该振荡器25，用以接收该设定信号PFCSET1，并依据振荡器25的输出周期信号clock用以输出控制信号PFCDRV1，以实时控制该切换开关Q。在本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置2中，可重置积分器22输出的积分输出信号VX1响应于电压反馈信号VFB与参考电压Vref的变化平均值。当积分输出信号Vx1大于输入电流信号VS1时，比较器24输出的功率因素校正信号PFCOUT1设定正反器28输出的控制信号PFCDRV1，以驱动切换开关Q导通(ON)。此种控制方式使得交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，校整输入电流Iin为一正弦波并与输入电压Vin同相位且成比例，并可获得高功率因子与低总谐波失真(TotalHarmonic Distortion；THD)。
请配合图11参阅图12，图12所示为本发明第三实施例的电路波形示意图。正反器28输出的控制信号PFCDRV1受控于比较器24运算的结果，当积分输出信号Vx1大于输入电流信号VS1时，比较器24输出的功率因素校正信号PFCOUT1通过PFC输出控制器21设定正反器28输出的控制信号PFCDRV1，以驱动切换开关Q导通(ON)，等到振荡器25输出下一个周期clock，切换开关Q才会再一次进入截止(OFF)，以形成前沿调制(leadinging edge)。
同时，积分器状态控制单元29立即分别传送第一重置信号RESET1到可重置积分器22，对其输出的积分输出信号VX1进行重置(RESET)。此种控制方式控制流过电感L上的电流iL形成电流连续模式(CCM)，同时使得交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，校整输入电流Iin为一正弦波并与输入电压Vin同相位且成比例。
输入电流Iin与输入电压Vin同相位且成比例，可由下面公式(三)证明之。
上述公式(三)中，Vin为输入电压；VO为输出电压；iav为平均输入电流；T为周期；VM为差值信号；D为工作周期；Rs为侦测电流电阻；G为放大增益值；τ为时间常数。
请配合图10参阅图13，图13为本发明第四实施例的电路方块示意图。第四实施例相对于第三实施例的电路方块，还包括了一加法器23，该加法器23连接于该电压误差放大器20与比较器24，且通过侦测电阻Rs获取该交/直流电力转换器的输入电流信号VCS1，再经放大器8加以放大产生放大的输入电流信号VS1，加法器23整合该差值电压信号VM1与该输入电流信号VS1后，输出一整合信号VA1。该整合信号VA1被传送到比较器24，该比较器24连接于加法器23与该可重置积分器22，比较运算该积分输出信号VXI与该整合信号VA1，以输出功率因素校正信号PFCOUT1。
功率因素校正信号PFCOUT1被传送到连接于该比较器24的PFC输出控制器21。PFC输出控制器21与一过电流比较器9相连，以接收一过电流检测信号OCPEN，如该信号为高电平，则将PFC输出控制器21关断，以起到过电流保护作用；如为低电平则PFC输出控制器21输出PFC重置信号PFCRESET1到正反器28的重置端(R)，PFC重置信号PFCRESET1约为数十纳秒(ns)用来重置正反器28输出的控制信号PFCDRV1，以实时控制该切换开关Q截止(OFF)。驱动单元27连接于该正反器28与该切换开关Q，用以放大该控制信号PFCDRV1以驱动该切换开关Q。正反器28连接于PFC输出控制器21与该振荡器25，以接收该重置信号PFCRESET1，并依据振荡器25的输出周期信号clock用以输出控制信号PFCDRV1，以实时控制该切换开关Q。
在本发明平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置2中，积分器22输出的积分输出信号VX1响应于电压反馈信号VFB与参考电压Vref的变化平均值。当积分输出信号VX1大于该整合信号VA1时，比较器24输出的功率因素校正信号PFCOUT1重置正反器28输出的控制信号PFCDRV1，以驱动切换开关Q截止(OFF)。此种控制方式使得交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，校整输入电流Iin为一正弦波并与输入电压Vin同相位且成比例，并可获得高功率因子与低总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)。
请配合图13参阅图14，图14所示为本发明第四实施例的电路波形示意图。正反器28输出的控制信号PFCDRV1受控于比较器24运算的结果，当积分输出信号Vx1大于整合信号VA1时，比较器24输出的功率因素校正信号PFCOUT1通过PFC输出控制器21重置正反器28输出的控制信号PFCDRV1，以驱动切换开关Q截止(OFF)，等到振荡器25输出下一个周期clock，切换开关Q才会再一次进入导通(ON)，以形成后沿调制(trailing edge)。
同时，积分器状态控制单元29立即刻分别传送第一重置信号RESET1到可重置积分器22，对其输出的积分输出信号VX1进行重置(RESET)。此种控制方式控制流过电感L上的电流iL形成电流连续模式(CCM)，同时使得交/直流电力转换器的输入端呈现电阻性，校整输入电流Iin为一正弦波并与输入电压Vin同相位且成比例。
输入电流Iin与输入电压Vin同相位且成比例，可由下面公式(四)证明之。
上述公式(四)中，Vin为输入电压；VO为输出电压；iav为平均输入电流；T为周期；VM为差值信号；D为工作周期；G为放大增益值；Rs为侦测电流电阻。
综上所述，本发明应用于交/直流电力转换器中，利用了积分器将该差值电压信号与经传感得到的输入电流信号分别进行积分整合运算，再经过比较运算来控制切换开关的工作周期，让交/直流电力转换器中输入电流与输入电压成比例，且同相位。此种控制方式所使用的器件比传统PFC电路更为简易，且易于整合于一较少引脚数目的封装体中并可获得高功率因子与低总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)。
以上所述，仅为本发明较佳具体实施例的详细说明与附图，但本发明的特征并不局限于此，并非用以限制本发明，本发明的保护范围应以以下权利要求书为准，任何熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。
Claims (22)
1、一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，应用于一交/直流电力转换器中，依据一振荡器的输出周期信号，用以控制一切换开关，将该交/直流电力转换器的输入电流校整为弦波波形并与输入电压同相位，其特征在于，包括有：
一电压误差放大器，连接该交/直流电力转换器的输出端，以获取一电压反馈信号，将该电压反馈信号与一参考电压进行比较运算后，输出一差值电压信号；
一第一可重置积分器，连接于该电压误差放大器，用以接收该差值电压信号，积分运算后输出一第一输出信号；
一第二可重置积分器，通过一侦测电阻与一放大器，用以获取放大后的一输入电流信号，积分运算后输出一第二输出信号；
一比较器，连接于该第一可重置积分器与该第二可重置积分器，比较运算该第一输出信号与该第二输出信号，以输出一功率因素校正信号；
一PFC输出控制器，与该比较器连接，接收该功率因素校正信号，并根据该功率因素校正信号产生一PFC设定信号；
一正反器，其一重置端连接于该振荡器，一设定端接收该PFC设定信号，且依据该振荡器输出的一输出周期信号，用以输出一控制信号，以实时控制该切换开关；
一积分器状态控制单元，连接于该振荡器、该正反器、该第一可重置积分器及该第二可重置积分器，用以接收该控制信号，分别输出一第一重置信号与一第二重置信号到该第一可重置积分器与该第二可重置积分器，并以前沿调制方式对分别输出的该第一输出信号与该第二输出信号进行重置。
2、如权利要求1所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该差值电压信号的大小决定该第一输出信号的斜率。
3、如权利要求1所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该放大后的输入电流信号的大小决定该第二输出信号的斜率。
4、如权利要求1所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，还包括有一驱动单元连接于该正反器与该切换开关，用以放大该控制信号以驱动该切换开关。
5.如权利要求1所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该PFC输出控制器更连接一用于提供过电流保护的过电流比较器并接收该过电流比较器发出的过电流检测信号，以进一步基于该过电流检测信号产生该PFC设定信号。
6、一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，应用于一交/直流电力转换器中，依据一振荡器的输出周期信号，用以控制一切换开关，将该交/直流电力转换器的输入电流校整为弦波波形并与输入电压同相位，其特征在于，包括有：
一电压误差放大器，连接该交/直流电力转换器的输出端，以获取一电压反馈信号，将该电压反馈信号与一参考电压进行比较运算后，输出一差值电压信号；
一第一可重置积分器，连接于该电压误差放大器，以接收该差值电压信号，积分运算后输出一第一输出信号；
一第二可重置积分器，通过一侦测电阻与一放大器，以获取放大后的一输入电流信号，积分运算后输出一第二输出信号；
一加法器，连接于该第一可重置积分器与该第二可重置积分器，整合该第一输出信号与该第二输出信号，用以输出一整合信号；
一比较器，连接于该加法器与该电压误差放大器，比较运算该差值电压信号与该整合信号，以输出一功率因素校正信号；
一PFC输出控制器，与该比较器连接，接收该功率因素校正信号，并根据该功率因素校正信号产生一PFC设定信号；
一正反器，其一设定端连接于该振荡器，一重置端接收该PFC设定信号，且依据该振荡器输出的一输出周期信号，以输出一控制信号，以实时控制该切换开关；
一积分器状态控制单元，连接于该振荡器、该正反器、该第一可重置积分器及该第二可重置积分器，用以接收该控制信号，分别输出一第一重置信号与一第二重置信号到该第一可重置积分器与该第二可重置积分器，并以后沿调制方式对分别输出的该第一输出信号与该第二输出信号进行重置。
7、如权利要求6所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该差值电压信号的大小决定该第一输出信号的斜率。
8、如权利要求6所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该放大后的输入电流信号的大小决定该第二输出信号的斜率。
9、如权利要求6所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，还包括有一驱动单元连接于该正反器与该切换开关，以放大该控制信号以驱动该切换开关。
10.如权利要求6所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该PFC输出控制器更连接一用于提供过电流保护的过电流比较器并接收该过电流比较器发出的过电流检测信号，以进一步基于该过电流检测信号产生该PFC设定信号。
11、一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，应用于一交/直流电力转换器中，依据一振荡器的输出周期信号，用以控制一切换开关，将该交/直流电力转换器的输入电流校整为弦波波形并与输入电压同相位，其特征在于，包括有：
一电压误差放大器，连接该交/直流电力转换器的输出端，以获取一电压反馈信号，将该电压反馈信号与一参考电压进行比较运算后，输出一差值电压信号；
一可重置积分器，连接于该电压误差放大器，以接收该差值电压信号，积分运算后输出一积分输出信号；
一比较器，连接于该可重置积分器，接收该积分输出信号，并通过一侦测电阻与一放大器，获取放大后的一输入电流信号，比较运算该积分输出信号与该输入电流信号后，输出一功率因素校正信号；
一PFC输出控制器，与该比较器连接，接收该功率因素校正信号，并根据该功率因素校正信号产生一PFC设定信号；
一电容器，并接于该侦测电阻；
一正反器，其一重置端连接于该振荡器，一设定端接收该PFC设定信号，且依据该振荡器输出的一输出周期信号，输出一控制信号，以实时控制该切换开关；
一积分器状态控制单元，连接于该振荡器、该正反器及该可重置积分器，用以接收该控制信号与该输出周期信号，以输出一重置信号到该可重置积分器，并以前沿调制方式对该积分输出信号进行重置。
12、如权利要求11所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该差值电压信号的大小决定该积分输出信号的斜率。
13、如权利要求11所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，还包括有一驱动单元连接于该正反器与该切换开关，以放大该控制信号以驱动该切换开关。
14.如权利要求11所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该PFC输出控制器更连接一用于提供过电流保护的过电流比较器并接收该过电流比较器发出的过电流检测信号，以进一步基于该过电流检测信号产生该PFC设定信号。
15、一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，应用于一交/直流电力转换器中，依据一振荡器的输出周期信号，用以控制一切换开关，将该交/直流电力转换器的输入电流校整为弦波波形并与输入电压同相位，其特征在于，包括有：
一电压误差放大器，连接该交/直流电力转换器的输出端，以获取一电压反馈信号，将该电压反馈信号与一参考电压进行比较运算后，输出一差值电压信号；
一可重置积分器，连接于该电压误差放大器，以接收该差值电压信号，积分运算后输出一积分输出信号；
一加法器，连接于该电压误差放大器，接收该差值电压信号，并通过一侦测电阻与一放大器，获取放大后的一输入电流信号，整合该差值电压信号与该输入电流信号后，输出一整合信号；
一电容器，并接于该侦测电阻；
一比较器，连接于该可重置积分器与该加法器，比较运算该积分输出信号与该整合信号，以输出一功率因素校正信号；
一PFC输出控制器，与该比较器连接，接收该功率因素校正信号，并根据该功率因素校正信号产生一PFC重置信号；
一正反器，其一设定端连接于该振荡器，一重置端接收该PFC重置信号，且依据该振荡器输出的一输出周期信号，输出一控制信号，以实时控制该切换开关；
一积分器状态控制单元，连接于该振荡器、该正反器及该可重置积分器，以接收该控制信号与该输出周期信号，用以输出一重置信号到该可重置积分器，并以后沿调制方式对该积分输出信号进行重置。
16、如权利要求15所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，该差值电压信号的大小决定该积分输出信号的斜率。
17、如权利要求15所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置，其特征在于，还包括有一驱动单元连接于该正反器与该切换开关，以放大该控制信号以驱动该切换开关。
18、一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正方法，其特征在于，其步骤包括有：
比较运算一电压反馈信号与一参考电压，产生一差值电压信号；
将该差值电压信号进行积分运算，以输出一第一输出信号；
放大一输入电流信号，并进行积分运算，以输出一第二输出信号；
比较运算该第一输出信号与该第二输出信号，产生一功率因素校正信号；
依据该功率因素校正信号，以实时切换该切换开关；
依据该功率因素校正信号，分别对该第一输出信号与该第二输出信号进行重置。
19、如权利要求18所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正方法，其特征在于，在依据该功率因素校正信号，分别对该第一输出信号与该第二输出信号进行重置步骤中，可以采用前沿调制方式。
20、一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正方法，其特征在于，包括有如下步骤：
比较运算一电压反馈信号与一参考电压，产生一差值电压信号；
将该差值电压信号进行积分运算，以输出一第一输出信号；
放大一输入电流信号，并进行积分运算，以输出一第二输出信号；
整合运算该第一输出信号与该第二输出信号，产生一整合信号；
比较运算该整合信号与该差值电压信号，产生一功率因素校正信号；
依据该功率因素校正信号，以实时切换该切换开关；
依据该功率因素校正信号，分别对该第一输出信号与该第二输出信号进行重置。
21、一种平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正方法，其特征在于，包括有如下步骤：
比较运算一电压反馈信号与一参考电压，产生一差值电压信号；
将该差值电压信号进行积分运算，以输出一第一输出信号；
放大一输入电流信号；
整合运算该第一输出信号与该放大后的输入电流信号，产生一整合信号；
比较运算该整合信号与该差值电压信号，产生一功率因素校正信号；
依据该功率因素校正信号，以实时切换该切换开关；
依据该功率因素校正信号，分别对该第一输出信号进行重置。
22、如权利要求20或21所述的平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正方法，其特征在于，在依据该功率因素校正信号，分别对该第一输出信号与该第二输出信号进行重置步骤中，可以采用后沿调制方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2005100904577A CN100468931C (zh) | 2005-08-15 | 2005-08-15 | 平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置及方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2005100904577A CN100468931C (zh) | 2005-08-15 | 2005-08-15 | 平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置及方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1917341A CN1917341A (zh) | 2007-02-21 |
| CN100468931C true CN100468931C (zh) | 2009-03-11 |
Family
ID=37738254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB2005100904577A Expired - Fee Related CN100468931C (zh) | 2005-08-15 | 2005-08-15 | 平均电流控制模式的升压型连续功率因素校正装置及方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN100468931C (zh) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101217251B (zh) * | 2008-01-04 | 2010-06-02 | 华中科技大学 | 一种单周期前馈开关控制电路 |
| JP2010021109A (ja) * | 2008-07-14 | 2010-01-28 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 点灯装置、バックライト装置 |
| US7923973B2 (en) * | 2008-09-15 | 2011-04-12 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus to reduce line current harmonics from a power supply |
| US8040114B2 (en) | 2008-11-07 | 2011-10-18 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus to increase efficiency in a power factor correction circuit |
| CN101854116B (zh) * | 2009-04-02 | 2012-10-03 | 辉芒微电子（深圳）有限公司 | 功率因数校正装置、在该装置中使用的控制器和thd衰减器 |
| TWI428724B (zh) * | 2010-11-03 | 2014-03-01 | Univ Nat Cheng Kung | Discontinuous conduction current mode of the maximum power limiting PV system converter |
| EP2451062B1 (en) | 2010-11-08 | 2018-10-24 | Nxp B.V. | PFC with multi-channel error feedback |
| JP2012217247A (ja) * | 2011-03-31 | 2012-11-08 | Semiconductor Components Industries Llc | 電源回路 |
| WO2013096507A1 (en) * | 2011-12-20 | 2013-06-27 | Cirasys, Inc. | System and method for controlling output ripple of dc-dc converters with leading edge modulation control using current injection |
| CN102832802B (zh) * | 2012-09-10 | 2014-12-17 | 华为技术有限公司 | Pfc电路、通信电源设备和pfc电路的控制方法 |
| US9190900B2 (en) * | 2012-10-15 | 2015-11-17 | Infineon Technologies Ag | Active power factor corrector circuit |
| CN104348349B (zh) * | 2013-08-09 | 2017-06-13 | 台达电子工业股份有限公司 | 抑制输入电流波形谐波失真的控制方法 |
| FR3011938B1 (fr) * | 2013-10-16 | 2015-12-11 | Schneider Electric Ind Sas | Procede de determination d'une consommation individuelle de puissance |
| TWI588726B (zh) * | 2016-03-21 | 2017-06-21 | 財團法人工業技術研究院 | 電容感測器的讀取電路與其操作方法 |
-
2005
- 2005-08-15 CN CNB2005100904577A patent/CN100468931C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1917341A (zh) | 2007-02-21 |
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| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C17 | Cessation of patent right | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
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