CN112865510B - 一种脉宽周期控制系统及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种脉宽周期控制系统及方法，该系统包括：脉宽计算模块，根据主功率电路的相关采样值计算脉宽值；谷值开关检测电路，在使能信号的触发下采样主开关管两端的节点电压值并将其与输入电压采样值进行比较来检测电感电流过零位点，输出复位信号到计数模块；计数模块，对复位信号进行计数以生成斜坡调制信号；及，当斜坡调制信号的持续时间大于基准脉冲周期时生成使能信号并发送给谷值开关检测电路；比较模块，将脉宽值与斜坡调制信号进行比较，根据比较结果生成驱动电压给主开关管；本发明能够实现DCM与CRM模式之间的平滑过渡与稳定的谷值开关，与现有的控制方式相比，在效率、功率因数、总谐波失真和功率范围等方面均具有更好的性能表现。

Description

一种脉宽周期控制系统及方法
技术领域
本发明属于功率变换器技术领域，更具体地，涉及一种应用于Boost PFC变换器的脉宽周期控制系统及方法。
背景技术
在电力系统中，解决谐波污染的主要思路有两种：一种是被动的方式，即在电网侧对已经产生的谐波进行补偿；另一种是主动的方式，即对产生谐波的电力电子装置自身拓扑结构和控制策略进行改进，使其产生较少的谐波，甚至不产生谐波，即功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)技术。在各种单相PFC电路拓扑结构中，boost PFC拓扑由于具有电路结构简单、变换效率高、控制策略易实现等优点得到广泛应用。
在功率变换器领域，利用谷值开关和零电压开关降低开关损耗的软开关技术得到了广泛研究。对于Boost PFC变换器，通常通过临界导通模式(critical-conduction mode，CRM)来实现谷值开关。然而这种模式下，开关频率变化范围很大，并且在轻载情况下会变得非常高，这对功率级的设计和优化造成了挑战。相对而言，非连续导通模式(discontinuousconduction mode，DCM)开关频率固定，但它会经常丢失谷值开关点，从而导致效率和功率因数降低。
目前，一些基于恒定开关周期的CRM模式控制方式、基于RC吸收电路的DCM模式控制方式以及DCM/CRM混合模式控制方式被提出来解决Boost PFC变换器中的上述问题。然而，这些控制方式在效率、功率因数、总谐波失真和功率范围等性能上，依然表现欠佳。
发明内容
针对现有技术的至少一个缺陷或改进需求，本发明提供了一种脉宽周期控制系统及方法，通过将每个开关周期延长一段时间直到下一个谷值开关点到来才开通主开关管，从而实现DCM/CRM混合模式下的稳定的谷值开关。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种脉宽周期控制系统，包括：
脉宽计算模块，用于根据主功率电路的输入电压采样值及其所属半线频周期内的输入电压峰值、输出电压采样值与参考电流值计算得到脉宽值；
谷值开关检测电路，用于在使能信号的触发下采样主开关管两端的节点电压值，将所述节点电压值与输入电压采样值进行比较来检测电感电流过零位点，当检测到所述电感电流过零位点时输出复位信号到所述计数模块；
计数模块，用于对所述复位信号进行计数以生成斜坡调制信号，将所述斜坡调制信号发送给比较模块；以及，将所述斜坡调制信号的持续时间与基准脉冲周期进行比较，当斜坡调制信号的持续时间大于基准脉冲周期时生成所述使能信号并发送给谷值开关检测电路；
比较模块，用于将脉宽计算模块输出的脉宽值与所述斜坡调制信号进行比较，根据比较结果生成驱动电压给所述主开关管。
优选的，上述脉宽周期控制系统，所述谷值开关检测电路将主开关管两端的节点电压值与输入电压采样值进行比较，得到所述节点电压值与输入电压采样值相等的时刻，并将所述时刻进行1/4Tr延时得到电感电流过零位点；其中，Tr表示主开关管的谐振周期。
优选的，上述脉宽周期控制系统，所述谐振周期的计算方式如下：
Figure GDA0003518046350000021
其中，L为升压电感的感值；Coss表示主开关管的寄生电容；Cj表示功率二极管的寄生电容。
优选的，上述脉宽周期控制系统，所述脉宽计算模块包括：
误差运算器，用于将主功率电路的输出电压采样值与预设的参考电压值进行比较，将两者的误差值输出到PI补偿器；
PI补偿器，用于根据所述误差值进行比例积分运算，得到参考电流值并将其输出到平均电流控制器；
平均电流控制器，用于根据输入电压采样值及其所属半线频周期内的输入电压峰值、所述输出电压采样值与所述参考电流值计算得到脉宽值，并将所述脉宽值输出到所述比较模块。
优选的，上述脉宽周期控制系统，所述平均电流控制器采用以下方式计算脉宽值：
Figure GDA0003518046350000031
Figure GDA0003518046350000032
其中，Ton表示脉宽值；Im表示参考电流值；L为升压电感的感值；T为DCM/CRM混合模式下的基准脉冲周期；vg表示输入电压采样值；Vm表示输入电压峰值；vout表示输出电压采样值；
当(1)>(2)时，变换器当前开关周期工作于DCM模式，脉宽值Ton由式(1)确定；否则，变换器当前开关周期工作于CRM模式，脉宽值Ton由式(2)确定。
优选的，上述脉宽周期控制系统，其特征在于，当所述变换器当前开关周期工作于DCM模式与CRM模式的交界处时，脉宽值的大小为：
Ton,boundary＝(1-vg/vout)/T
其中，Ton,boundary表示DCM模式与CRM模式的交界处的脉宽值。
优选的，上述脉宽周期控制系统，所述平均电流控制器还用于对DCM模式下的脉宽值Ton进行补偿，补偿值的计算方式如下：
Figure GDA0003518046350000033
其中，ΔTon表示脉宽值Ton的补偿值；ΔT表示实际脉冲周期相对于DCM/CRM混合模式下的基准脉冲周期T所延长的时长，所述实际脉冲周期为计数模块生成的斜坡调制信号的持续时间。
优选的，上述脉宽周期控制系统，所述实际脉冲周期相对于DCM/CRM混合模式下的基准脉冲周期T所延长的时长ΔT满足如下条件：
0.5π/ωr<ΔT<2.5π/ωr
Figure GDA0003518046350000041
其中，ωr表示谐振频率；L为升压电感的感值；Coss表示主开关管的寄生电容；Cj表示功率二极管的寄生电容。
按照本发明的另一个方面，还提供了一种脉宽周期控制方法，其包括：
根据主功率电路的输入电压采样值及其所属半线频周期内的输入电压峰值、输出电压采样值与参考电流值计算得到脉宽值；
在使能信号的触发下采样主开关管两端的节点电压值，将所述节点电压值与输入电压采样值进行比较来检测电感电流过零位点，当检测到所述电感电流过零位点时生成复位信号；
对所述复位信号进行计数以生成斜坡调制信号，以及，将所述斜坡调制信号的持续时间与基准脉冲周期进行比较，当斜坡调制信号的持续时间大于基准脉冲周期时生成所述使能信号；
将所述脉宽值与所述斜坡调制信号进行比较，根据比较结果生成驱动电压给所述主开关管。
优选的，上述脉宽周期控制方法，所述将所述节点电压值与输入电压采样值进行比较来检测电感电流过零位点，包括：
将节点电压值与输入电压采样值进行比较，得到所述节点电压值与输入电压采样值相等的时刻；
将所述时刻进行1/4Tr延时得到电感电流过零位点；其中，Tr表示主开关管的谐振周期。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：
(1)本发明脉宽周期控制系统及方法，通过将每个开关周期延长一段时间至电感电流过零位点，将该电感电流过零位点作为谷值开关点，直到下一个谷值开关点到来才开通主开关管，从而实现DCM/CRM混合模式下稳定的谷值开关。由于延长的时段小于一个谐振周期，因而对整体开关频率的影响较小，便于输入滤波、纹波抑制和电感的参数设计。
(2)本发明提供的脉宽周期控制系统及方法，可以实现在半个线频周期内DCM与CRM模式之间的平滑过渡，同时又能保证稳定的谷值开关；此外，为了消除因开关周期延长的时段对平均电流的影响，还对脉宽值进行补偿，以提高系统的稳定性和功率因数。与现有的控制方式相比，在效率、功率因数、总谐波失真和功率范围等方面均具有更好的性能表现。
附图说明
图1是本发明实施例提供的脉宽周期控制系统的组成结构示意图；
图2是本发明实施例提供的脉宽周期控制系统的应用场景示意图；
图3是本发明实施例提供的脉宽周期控制方法中的主要波形时序图；
其中，(a)主开关管两端的节点电压vds；(b)电感电流iL；(c)e-Ramp斜坡调制信号和脉宽；(d)谷值开关检测电路使能信号vsd_en；(e)主开关管驱动信号vgs。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
图1是本发明提供的脉宽周期控制系统的组成结构示意图，参见图1，该脉宽周期控制系统主要包括脉宽计算模块、谷值开关检测电路、计数模块和比较模块：
其中，脉宽计算模用于根据主功率电路的输入电压采样值及其所属半线频周期内的输入电压峰值、输出电压采样值与参考电流值计算得到脉宽值；
谷值开关检测电路用于在使能信号的触发下采样主开关管两端的节点电压值，将所述节点电压值与输入电压采样值进行比较来检测电感电流过零位点，当检测到所述电感电流过零位点时输出复位信号到所述计数模块；
计数模块用于对所述复位信号进行计数以生成斜坡调制信号，将所述斜坡调制信号发送给比较模块；以及，将所述斜坡调制信号的持续时间与基准脉冲周期进行比较，当斜坡调制信号的持续时间大于基准脉冲周期时生成所述使能信号并发送给谷值开关检测电路；
比较模块用于将脉宽计算模块输出的脉宽值与所述斜坡调制信号进行比较，根据比较结果生成驱动电压给所述主开关管。
本申请通过将将每个开关周期延长一段时间至电感电流过零位点，将该电感电流过零位点作为谷值开关点，直到下一个谷值开关点到来才开通主开关管，从而实现DCM/CRM混合模式下稳定的谷值开关。由于延长的时段小于一个谐振周期，因而对整体开关频率的影响较小，便于输入滤波、纹波抑制和电感的参数设计。
在一个可选的实施方式中，脉宽计算模块包括误差运算器、PI补偿器和平均电流控制器；
其中，误差运算器用于将主功率电路的输出电压采样值与预设的参考电压值进行比较，将两者的误差值输出到PI补偿器；
PI补偿器用于根据所述误差值进行比例积分运算，得到参考电流值并将其输出到平均电流控制器；
平均电流控制器用于根据输入电压采样值及其所属半线频周期内的输入电压峰值、所述输出电压采样值与所述参考电流值计算得到脉宽值，并将所述脉宽值输出到所述比较模块。
本发明提供的脉宽周期控制方案可以应用于Boost PFC变换器，对Boost PFC变换器进行闭环控制。下面结合Boost PFC变换器这一具体的应用场景对本发明提供的脉宽周期控制系统进行说明。
图2是本实施例提供的脉宽周期控制系统的应用场景示意图，参见图2，Boost PFC变换器的主功率电路包括EMI滤波器、全桥整流器、LC滤波电路以及Boost电路。脉宽周期控制系统对主功率电路的输入电压vg、输出电压vout以及主开关管两端的节点电压vds进行采样，对采样值进行处理后输出主开关管驱动信号vgs，对Boost PFC变换器进行闭环控制。
脉宽周期控制系统包括误差运算器、PI补偿器、平均电流控制器、谷值开关检测电路、计数器和比较器；请进一步参阅图2，在电压外环，误差运算器与PI补偿器生成的参考电流值Im，其值每半个线频周期更新一次。在电流内环，平均电流控制器计算出脉宽值Ton，再由比较器将脉宽值Ton与计数器输出的斜坡调制信号e-Ramp进行比较调制，得到主开关管的驱动信号vgs。
具体来说，误差运算器主要用于将参考电压值vref与输出电压采样值vout进行比较，输出误差值vref-vout到所述PI补偿器，进行比例积分运算，得到参考电流值Im并输出到平均电流控制器。
平均电流控制器利用输入电压采样值vg、其所属半线频周期内的输入电压峰值Vm、输出电压采样值vout与从所述PI补偿器得到的参考电流值Im计算得到脉宽值Ton，并输出到比较器。
本实施例中，平均电流控制器生成的脉宽值Ton的计算值对半个线频周期下单一DCM模式、单一CRM模式以及DCM与CRM混合模式均适用：在负载较轻时，Boost PFC功率变换器通常工作在DCM模式；当负载逐渐加重，受脉宽调制饱和的影响，单一DCM模式已不再适用，取而代之的是DCM与CRM混合模式或单一CRM模式。
针对不同的工作模式，平均电流控制器采用不同的方式计算脉宽值Ton，具体而言，该脉宽值Ton依据式(1)、(2)进行计算求得：
Figure GDA0003518046350000071
Figure GDA0003518046350000072
其中，Im表示参考电流值；L为升压电感的感值；T为DCM/CRM混合模式下的基准脉冲周期；vg表示输入电压采样值；Vm表示输入电压峰值；vout表示输出电压采样值；
当(1)>(2)时，Boost PFC功率变换器当前开关周期工作于DCM模式，脉宽值Ton由式(1)确定；否则，Boost PFC功率变换器当前开关周期工作于CRM模式，脉宽值Ton由式(2)确定。
当Boost PFC功率变换器当前开关周期工作于DCM模式与CRM模式的交界处时，脉宽值的大小为：
Ton,boundary＝(1-vg/vout)/T
其中，Ton,boundary表示DCM模式与CRM模式的交界处的脉宽值。
作为一个优选的实施例，在DCM模式中，为了消除因开关周期延长的时段ΔT对平均电流的影响，平均电流控制器依据延长前后输入电流维持正弦波形不变的原则，对脉宽值Ton进行补偿；具体的，参照(3)、(4)，在忽略高阶项ΔTon 2的基础上，通过式(5)对脉宽值Ton进行补偿：
Figure GDA0003518046350000081
Ton 2ΔT＝2TTonΔTon+TΔTon 2 (4)
Figure GDA0003518046350000082
其中，ΔTon表示脉宽值Ton的补偿值；ΔT表示实际脉冲周期相对于DCM/CRM混合模式下的基准脉冲周期T所延长的时长，该实际脉冲周期为计数模块生成的斜坡调制信号的持续时间，通过计数器记录获得。
本申请提供的脉宽周期控制方案，对应的实际脉冲周期Tpwc如式(6)所示：
Figure GDA0003518046350000083
式中，ΔT为上一脉冲周期相对于T所延长的时长，且满足式(7)：
0.5π/ωr<ΔT<2.5π/ωr(7)
其中，ωr表示谐振频率。
本发明提供的脉宽周期控制方案可以实现在半个线频周期内DCM与CRM模式之间的平滑过渡，同时又能保证稳定的谷值开关。与现有的控制方式相比，在效率、功率因数、总谐波失真和功率范围等方面均具有更好的性能表现。
计数器主要负责通过计数的方式来记录脉宽与脉冲周期，其计数复位信号端与谷值开关检测电路输出相连，计数结果分别作为斜坡调制信号e-Ramp与使能信号vsd_en输出到比较器与谷值开关检测电路。
具体而言，请参照图3，计数器对谷值开关检测电路输出的复位信号count_rst进行计数，根据计数结果生成斜坡调制信号e-Ramp(图3c)，将该斜坡调制信号e-Ramp的持续时间与基准脉冲周期进行比较，当斜坡调制信号e-Ramp的持续时间大于基准脉冲周期T时生成使能信号vsd_en(图3d)，该使能信号vsd_en被发送给谷值开关检测电路，触发谷值开关检测电路采集主开关管两端的节点电压值vds。
谷值开关检测电路从计数器接入使能信号vsd_en，在使能信号vsd_en的触发下采集主开关管两端的节点电压值vds，并利用主开关管两端的节点电压值vds来检测电感电流过零位点，其结果作为复位信号count_rst输出到计数器。
请参考图3，谷值开关检测电路在接收到计数器的使能信号vsd_en后(即图3a中的t3时刻之后)，将主开关管两端的节点电压值vds与输入电压采样值vg进行比较，得到节点电压值vds与输入电压采样值vg相等的时刻(t4时刻)，并将t4时刻进行1/4Tr延时至t5时刻，得到电感电流过零位点(即图3b中的电感电流iL＝0的时刻)，作为谷值开关点。
其中，Tr表示主开关管的谐振周期，谐振周期Tr的计算方式如下：
Figure GDA0003518046350000091
其中，L为升压电感的感值；Coss表示主开关管的寄生电容；Cj表示功率二极管的寄生电容。
比较器主要用于将平均电流控制器输出的脉宽值Ton与计数器输出的斜坡调制信号值e-Ramp进行比较调制，其结果经驱动电路放大后得到驱动电压vgs，对Boost PFC变换器进行闭环控制。
请进一步参阅图3，给出了脉宽周期控制中主要波形的时序图：
0～t1:主开关管开通，功率二极管关断；电感电流值iL以固定的斜率vg/L增大。
t1～t2:主开关管关断，功率二极管开通；电感电流值iL以固定的斜率(vout-vg)/L减小。
t2～t5:主开关管与功率二极管均关断；电感电流iL和开关管两端的节点电压vds谐振，且谐振频率为
Figure GDA0003518046350000101
t3～t5:斜坡调制信号值e-Ramp大于T，谷值开关检测电路处于使能状态，直到下一个脉冲周期到来。
t4～t5:谷值开关检测电路检测到vds＝vg，再经1/4Tr延时，在t5时刻，主开关管开通，开启下一个脉冲控制过程。
在上述脉宽周期控制下，每个开关周期都可以实现稳定的谷值开关。在t5时刻，电感电流iL等于0，主开关管的节点电压vds谐振到它的最小值处。这不仅减少了开关损耗，而且避免了由于谐振引起的电流畸变。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种脉宽周期控制系统，其特征在于，包括：
脉宽计算模块，用于根据主功率电路的输入电压采样值及其所属半线频周期内的输入电压峰值、输出电压采样值与参考电流值计算得到脉宽值；
谷值开关检测电路，用于在使能信号的触发下采样主开关管两端的节点电压值，将所述节点电压值与输入电压采样值进行比较来检测电感电流过零位点，包括：将节点电压值与输入电压采样值进行比较，得到所述节点电压值与输入电压采样值相等的时刻；将所述时刻进行1/4Tr延时得到电感电流过零位点；其中，Tr表示主开关管的谐振周期；当检测到所述电感电流过零位点时输出复位信号到计数模块；
计数模块，用于对所述复位信号进行计数以生成斜坡调制信号，将所述斜坡调制信号发送给比较模块；以及，将所述斜坡调制信号的持续时间与基准脉冲周期进行比较，当斜坡调制信号的持续时间大于基准脉冲周期时生成所述使能信号并发送给谷值开关检测电路；
比较模块，用于将脉宽计算模块输出的脉宽值与所述斜坡调制信号进行比较，根据比较结果生成驱动电压给所述主开关管。
2.如权利要求1所述的脉宽周期控制系统，其特征在于，所述谷值开关检测电路将主开关管两端的节点电压值与输入电压采样值进行比较，得到所述节点电压值与输入电压采样值相等的时刻，并将所述时刻进行1/4Tr延时得到电感电流过零位点；其中，Tr表示主开关管的谐振周期。
3.如权利要求2所述的脉宽周期控制系统，其特征在于，所述谐振周期的计算方式如下：
Figure FDA0003518046340000011
其中，L为升压电感的感值；Coss表示主开关管的寄生电容；Cj表示功率二极管的寄生电容。
4.如权利要求1所述的脉宽周期控制系统，其特征在于，所述脉宽计算模块包括：
误差运算器，用于将主功率电路的输出电压采样值与预设的参考电压值进行比较，将两者的误差值输出到PI补偿器；
PI补偿器，用于根据所述误差值进行比例积分运算，得到参考电流值并将其输出到平均电流控制器；
平均电流控制器，用于根据输入电压采样值及其所属半线频周期内的输入电压峰值、所述输出电压采样值与所述参考电流值计算得到脉宽值，并将所述脉宽值输出到所述比较模块。
5.如权利要求4所述的脉宽周期控制系统，其特征在于，所述平均电流控制器采用以下方式计算脉宽值：
Figure FDA0003518046340000021
Figure FDA0003518046340000022
其中，Ton表示脉宽值；Im表示参考电流值；L为升压电感的感值；T为DCM/CRM混合模式下的基准脉冲周期；vg表示输入电压采样值；Vm表示输入电压峰值；vout表示输出电压采样值；
当(1)>(2)时，变换器当前开关周期工作于DCM模式，脉宽值Ton由式(1)确定；否则，变换器当前开关周期工作于CRM模式，脉宽值Ton由式(2)确定。
6.如权利要求5所述的脉宽周期控制系统，其特征在于，当所述变换器当前开关周期工作于DCM模式与CRM模式的交界处时，脉宽值的大小为：
Ton,boundary＝(1-vg/vout)/T
其中，Ton,boundary表示DCM模式与CRM模式的交界处的脉宽值。
7.如权利要求5所述的脉宽周期控制系统，其特征在于，所述平均电流控制器还用于对DCM模式下的脉宽值Ton进行补偿，补偿值的计算方式如下：
Figure FDA0003518046340000031
其中，ΔTon表示脉宽值Ton的补偿值；ΔT表示实际脉冲周期相对于DCM/CRM混合模式下的基准脉冲周期T所延长的时长，所述实际脉冲周期为计数模块生成的斜坡调制信号的持续时间。
8.如权利要求7所述的脉宽周期控制系统，其特征在于，所述实际脉冲周期相对于DCM/CRM混合模式下的基准脉冲周期T所延长的时长ΔT满足如下条件：
0.5π/ωr<ΔT<2.5π/ωr
Figure FDA0003518046340000032
其中，ωr表示谐振频率；L为升压电感的感值；Coss表示主开关管的寄生电容；Cj表示功率二极管的寄生电容。
9.一种脉宽周期控制方法，其特征在于，包括：
根据主功率电路的输入电压采样值及其所属半线频周期内的输入电压峰值、输出电压采样值与参考电流值计算得到脉宽值；
在使能信号的触发下采样主开关管两端的节点电压值，将所述节点电压值与输入电压采样值进行比较来检测电感电流过零位点，包括：将节点电压值与输入电压采样值进行比较，得到所述节点电压值与输入电压采样值相等的时刻；将所述时刻进行1/4Tr延时得到电感电流过零位点；其中，Tr表示主开关管的谐振周期；
当检测到所述电感电流过零位点时生成复位信号；
对所述复位信号进行计数以生成斜坡调制信号，以及，将所述斜坡调制信号的持续时间与基准脉冲周期进行比较，当斜坡调制信号的持续时间大于基准脉冲周期时生成所述使能信号；
将所述脉宽值与所述斜坡调制信号进行比较，根据比较结果生成驱动电压给所述主开关管。
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