CN101677206A - 用于减少来自电源的线电流谐波的方法和设备 - Google Patents

用于减少来自电源的线电流谐波的方法和设备 Download PDF

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Abstract

一种用于减少来自电源的线电流谐波的方法和设备。在一个方面中，一种用于在功率变换器中使用的控制器包括第一计算器，其被耦合以通过对输入电流进行积分来确定功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表功率开关的接通时间的结束的接通时间信号。该控制器还包括第二计数器，其被耦合以通过对输入电压和输出电压之间的差进行积分来确定功率开关的关断时间的结束，以输出代表功率开关的关断时间的关断时间信号。

Description

用于减少来自电源的线电流谐波的方法和设备
技术领域
本发明一般涉及电源，并且更具体而言，本发明涉及减少电源的输入电流谐波。
背景技术
电源通常被用来将由插座(electrical outlet)提供的交流(“AC”)功率变换成电子设备可用的直流(“DC”)功率。电源设计的一个重要的考虑是功率质量(power quality)，或者，换而言之，向电源传递功率的效率(efficiency)。更具体而言，功率质量可以用功率因子来量化，功率因子是传递给电源的可用功率的量除以传递给电源的总功率的比。可用功率可以定义为由耦合到电源的输出的负载使用的功率。总功率是传递给电源的有用功率和无用功率之和。无用功率可以定义为传递给负载但是并未被负载利用而被返回到电源输入端的功率。
在电源操作期间，具有高的功率因子(总功率的绝大部分是有用功率)有益于增大效率。所传递的无用功率由于在经由电源传送功率时增大的电流而引起功率的附加耗散。此外，电源中的电子组件可能需要被设计为接收较高的电流以向负载传递相同量的功率，这可能增大电源的成本和尺寸。
引起附加的无用功率的一个方面是通过配电系统(power distributionsystem)传递的电流和/或电压波形中的失真。通常，这些电流和/或电压的失真可能是由在经由配电线路(distribution line)进行功率传送期间所耦合的电磁干扰引起的。为了设计高效率的电源，增大电源的输入功率的功率质量是很重要的。增大电源的输入功率的功率质量的常用方法是使用升压变换器(boost converter)将电流波形变换回其理想的正弦形状。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种在功率变换器中使用的控制器，包括：第一计算器，该第一计算器被耦合以通过对输入电流进行积分来确定所述功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述接通时间的结束的接通时间信号；以及第二计算器，该第二计算器被耦合以通过对输入电压和输出电压之间的差进行积分来确定所述功率开关的关断时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述关断时间的结束的关断时间信号。
根据本发明的另一个方面，提供了一种控制器，用于在功率变换器中用来减少线电流谐波，所述控制器包括：第一积分器，该第一积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电流进行积分并且输出用于结束所述功率变换器中的功率开关的接通时间的第一信号；第二积分器，该第二积分器被耦合以对实质上恒定的值与所述功率变换器的输入电压之间的差进行积分来输出用于结束所述功率变换器的关断时间的第二信号；以及驱动电路，该驱动电路被耦合来接收所述第一信号和所述第二信号以输出第三信号，所述第三信号用于改变所述功率开关的开关频率以控制所述输入电流使之与所述输入电压实质上成比例。
根据本发明的另一个方面，提供了一种在功率变换器中使用的控制器，所述控制器包括：第一计算器，该第一计算器被耦合以通过对输入电流进行积分来确定所述功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述接通时间的结束的接通时间信号；以及第二计算器，该第二计算器被耦合以通过对实质上恒定的值与输入电压之间的差进行积分来确定所述功率开关的关断时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述关断时间的结束的关断时间信号。
根据本发明的另一个方面，提供了一种控制器，用于在功率变换器中用来减少线电流谐波，所述控制器包括：第一积分器，该第一积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电流进行积分并且输出用于结束所述功率变换器中的功率开关的接通时间的第一信号；第二积分器，该第二积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电压和输出电压之间的差进行积分来输出用于结束所述功率开关的关断时间的第二信号；以及驱动电路，所述驱动电路被耦合来接收所述第一信号和所述第二信号以输出第三信号，所述第三信号用于改变所述功率开关的开关频率以控制所述输入电流使之与所述输入电压实质上成比例。
根据本发明的另一个方面，提供了一种方法，包括：对功率变换器的输入电流进行积分来确定所述功率变换器中的功率开关从接通状态转变为关断状态的时间；对恒定值与功率变换器的输入电压之间的差进行积分来确定所述功率开关从接通状态转变为关断状态的时间；以及根据所述功率开关从接通状态转变为关断状态的时间和所述功率开关从关断状态转变为接通状态的时间来对所述功率开关进行开关，以调节所述功率变换器的输出电压。
附图说明
参考附图对本发明的非限制性和非穷尽性实施例进行描述，其中，若非另外指明，则相似的标号是指各个示图中相似的部件。
图1是示出包括根据本发明教导的示例控制器的升压变换器的示例示意图；
图2A是示出根据本发明教导的图1的示例控制器的功能框图；
图2B是示出根据本发明教导的图1的示例控制器的功能框图；
图2C是示出图2B的示例输入电压计算器的功能框图，并且还示出与根据本发明教导的示例输入电压计算器的操作对应的波形；
图2D是示出根据本发明教导的图1的示例控制器的功能框图；
图3示出根据本发明教导的与图1和图2相关联的示例输入电流波形和开关电流波形；
图4是图1中的示例控制器中所包括的示例接通时间计算器的功能框图，并且示出根据本发明教导的与示例接通时间计算器的操作相对应的波形；
图5是图1中的示例控制器中所包括的示例关断时间计算器的功能框图，并且示出根据本发明教导的与示例关断时间计算器的操作相对应的波形；
图6是图1中的示例控制器中所包括的示例驱动器的功能框图，并且示出根据本发明教导的与示例驱动器的操作相关联的波形；
图7是根据本发明教导的图1的示例控制器中所包括的示例反馈电路的功能框图；
图8是示出根据本发明教导、通过改变开关周期的接通时间和关断时间来减少线电流谐波的示例方法的流程图；以及
图9示出实现根据本发明教导的控制技术的示例集成电路。
具体实施方式
在本发明的一个方面中，为说明目的在此公开的方法和设备使用功率变换器来限制线电流谐波。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对本领域普通技术人员而言显而易见的是，不必采用这些特定细节来实行本发明。为了避免混淆本发明，没有详细描述与实现相关的公知方法。
整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”的提及是指：结合该实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例或示例中。因此，在说明书中各个地方出现的短语“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”不一定都指同一实施例。例如，在一个或多个实施例或示例中，该具体特征、结构或特性可以结合到任何适当的组合和/或子组合中。
如以下将要描述的，根据本发明教导的各种示例允许功率变换器采用控制技术来对功率变换器的输入电流波形进行整型(shape)。在所讨论的示例中，通过改变功率变换器中的功率开关的接通时间和关断时间来将输入电流波形控制为与输入电压波形成比例。更具体而言，该控制技术通过为关断时间设置恒定的伏秒(volt-seconds)，强制使得功率开关的接通时间与整流后的时变输入电压VIN(t)成反比。关断时间被控制为(VOUT-VIN)×TOFF的常数乘积。具体地，在关断时间期间对VOUT-VIN进行积分使得可以在关断时间期间设置恒定的伏秒。通过设置关断时间使之具有恒定的伏秒，接通时间的伏秒被强制为在若干个开关周期中基本恒定，以维持满足升压电感器的特性的伏秒平衡。升压电感器上伏秒的平衡使得接通时间基本上与输入电压成反比。接通时间与输入电压的这一关系建立了用于将输入电流作为代表输入线电压的整流后时变输入电压VIN(t)的函数来控制的简便手段。如果通过在接通时间期间对输入电流进行积分而感测输入电流，则可以通过达到
Figure G2009101759511D00051
(其中，从T1至T2的持续时间是接通时间)的恒定积分值来终止接通时间，所述恒定积分值是通过在若干个开关周期中基本恒定的反馈信号来确定的。这将使得开关周期中的平均输入电流与输入电压基本上成比例。将根据以下所述的示图说明这一概念。
为了图解，图1是根据本发明教导的包括控制器102的示例功率变换器100的功能框图。在所示示例中，功率变换器100是接收对应于AC线电压VG 106的AC线电流IG 104的升压功率变换器。通常，由配电系统(例如，电厂)通过插座(electrical socket)来提供AC线电流IG 104和相应的AC线电压VG 106。如图所示，桥式整流器108将AC线电压VG 106变换成DC输入电压VIN 110。
现在参考图3，示例波形302、304和306分别代表AC线电压VG 106、DC输入电压VIN 110和DC输入电流IIN 111。如图所示，“AC”波形由以特定间隔反转其极性的波形来表示。例如，AC线电压VG 106由在正值和负值之间交替的波形302表示。比较而言，“DC”波形由总是为同一极性的波形来表示。例如，如波形304和306所示，DC输入电压VIN 110和DC输入电流IIN 111基本上总是正的。注意，DC输入电压VIN 110和DC输入电流IIN 111的大小随时间改变。
往回参考图1，在所示出的示例中，滤波器112耦合到桥式整流器108两端以从DC输入电流IIN 111过滤高频噪声电流。在本发明的一个方面中，DC输入电流IIN 111基本上被控制为与DC输入电压VIN 110成比例关系。如图3中所示，当代表DC输入电流IIN 111的波形306总体上跟随代表DC输入电压VIN 110的波形304的形状时，比例关系被建立。
如图1的示例中所示，被示为电感器L1 114的能量存储元件一端耦合到控制器102，另一端耦合到功率开关SW1 118。在操作中，当功率开关SW1 118能够传导电流时，开关118为“接通”或“闭合”状态，而当功率开关SW1 118不能传导电流时，开关118为“关断”或“断开”状态。在该示例中，输入回传(input return)120耦合到功率开关SW1 118。在操作中，根据本发明的教导，能量存储电感器L1 114响应于功率开关SW1 118的开关将能量传送给功率变换器100的输出端。
如该示例中所示，大容量电容器(bulk capacitor)122被耦合，以向负载126提供基本上恒定的输出电压VOUT 124。在一个示例中，负载126可以是DC-DC电源的输入。二极管D1 128被耦合，以防止大容量电容器122的电流通过电感器L1 114回流。在图1的示例中，由控制器102接收代表DC输入电压VIN 110的输入电压信号UVIN 130。在一个示例中，由于将结合图2B和图2C讨论的升压变换器的固有特性，可以导出输入电压信号UVIN 130。如图所示，还由控制器102接收代表DC输入电流IIN 111的输入电流感应信号UIIN 132。更具体而言，可以用电流传感器(currentsense)134来测量DC输入电流IIN 111，电流传感器134例如是电流变压器，或分立电阻器两端的电压，或当晶体管接通时晶体管两端的电压。在图1的示例中，还由控制器102接收代表输出电压VOUT 124的输出电压信号UVOUT 136。在一个示例中，输出电压信号UVOUT 136可以代表恒定基准值。根据本发明的示例教导，感应信号UVIN 130、UIIN 132和UVOUT 136可以是电压或电流的形式。
在一个示例中，控制器102响应于输入电压信号UVIN 130、输入电流信号UIIN 132和输出电压信号UVOUT 136，输出用于控制开关SW1 118的开关的开关信号USW 119，以调节输出电压VOUT 124，并且控制DC输入电流IIN 111使之与DC输入电压VIN 110(也称为“输入电压VIN 110”)成比例。更具体而言，在所示示例中，控制器102通过控制功率开关SW1 118的各个开关周期来调节输出电压VOUT 124和控制DC输入电流IIN 111。开关周期被定义为开关接通的时间段和随后的开关关断的时间段。例如，开关周期可以包括开关SW1 118能够传导的接通时间，随后是开关SW1 118不能传导的关断时间。在另一示例中，开关周期可以包括开关SW1 118不能传导的关断时间，随后是开关SW1 118能够传导的接通时间。接通时间可以定义为开关周期期间开关SW1 118进行传导的时间段，而关断时间可以定义为开关周期期间开关SW1 118不进行传导的时间段。
根据本发明的教导，控制器102采用通过主动调节开关SW1 118的接通和关断时间来控制DC输入电流IIN 111的可变频率开关方法。具体地，响应于假定在若干个开关周期期间基本恒定的输出电压信号UVOUT 136，调节开关周期的接通时间，并且用代表伏秒大小的恒定值设置开关周期的关断时间。由于电感器在稳态条件下维持伏秒平衡的自然趋势，开关SW1118被强制在接通时间期间基本维持相似的伏秒平衡。通过在接通时间期间对输入电流信号UIIN 132进行积分并且允许关断时间具有恒定伏秒，DC输入电流IIN 111被强制变成与DC输入电压VIN 110成比例。这允许DC输入电流IIN 111在每个线周期(line cycle)310期间跟踪或跟随DC输入电压VIN 110。以这种方式，开关SW1 118受控制器102的控制来调节功率变换器100的输出电压VOUT 124并且控制DC输入电流IIN 111使得DC输入电流IIN 111与DC输入电压VIN 110基本上线性成比例。
现在参考图2A，根据本发明的教导，功率变换器100的功能框图还示出图1的控制器102的示例。如图所示，控制器102包括关断时间计算器202、驱动器204、接通时间计算器206和反馈电路208。根据图2A的示例，接通时间计算器206确定在开关周期中开关SW1 118能够传导电流的时间(也称为“接通时间”)的量。在操作中，作为示例，接通时间计算器206将响应输入电流信号UIIN 132输出接通时间信号UON 210，接通时间信号UON 210指示开关周期中接通时间的结束。在图2A的示例中，当接通时间信号UON 210被输出到驱动器204时，开关信号USW 119被相应调节以关断开关SW1 118。以这种方式，接通时间计算器206调节开关周期的接通时间。
在图2A的示例中，关断时间计算器202确定开关周期中开关SW1118不能传导电流的时间(也称为“关断时间”)的量。在操作中，响应于输入电压信号UVIN 130和输出电压信号UVOUT 136，关断时间计算器202将输出关断时间信号UOFF 212，关断时间信号UOFF 212指示开关周期中关断时间的结束。在图2A的示例中，当关断时间信号UOFF 212被输出给驱动器204时，开关信号USW 119被相应调节以接通开关SW1 118。以这种方式，关断时间计算器202调节开关周期的关断时间。驱动器204通过开关信号USW 119来控制开关SW1 118的开关。在一个示例中，当开关信号USW 119为高电平时，开关SW1 118接通，而当开关信号USW 119为低电平时，功率开关SW1 118关断。因此，根据该示例，驱动器204被耦合，以响应于接通时间信号UON 210将开关SW1 118从接通状态切换到关断状态，并且响应于关断时间信号UOFF 212将开关SW1 118从关断状态切换到接通状态。因此，在该示例中，驱动器204调节功率变换器100的输出端处的输出电压VOUT 124。
如图2A的示例中所示，反馈电路208响应于输出电压信号UVOUT 136输出误差信号UERR 214。更具体而言，误差信号UERR 214给出对功率变换器100的输出电压的指示。根据本发明的教导，误差信号UERR 214被设计为具有相比于开关信号USW 119慢得多的响应时间。例如，在一个实施例中，误差信号UERR 214是代表在若干个线周期期间输出电压VOUT 124的平均大小的平均值，使得在控制线周期期间的输入电流时，输出电压VOUT 124被认为是基本恒定的值。
如图所示，控制器102、电流传感器134和开关SW1 118可以包括在集成电路216中。在一个示例中，开关SW1 118可以被包括在与控制器102相同的单个单块集成装置(monolithic device)上。在替换示例中，控制器102可以被包括在没有开关SW1 118的单个单块集成装置上。在一个示例中，功率开关SW1 118可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在操作中，当开关SW1 118接通时，允许从漏极端子220向源极端子222的电流传导，而当开关SW1 118关断时，基本上防止电流的传导。在另一个示例中，如图2A中所示，电流传感器134可以被耦合到开关SW1 118，以测量开关电流ISW 218。由于在开关周期的接通时间期间，开关电流ISW 218与DC输入电流IIN 111基本相等，所以在开关周期的接通时间期间，可以感测开关电流ISW 218来替代DC输入电流IIN 111。如图所示，电流传感器134可以在功率开关SW1 118的源极端子222处感测输入电流IIN 111。在替换实施例中，电流传感器134可以在功率开关SW1118的漏极端子220处感测DC输入电流IIN 111。在另一替换实施例中，可以在漏极端子220之前或源极端子222之后由电流传感器134感测开关电流ISW 218。
如所描述的示例中所示，滤波器112包括但不限于从DC输入电流IIN 111过滤高频噪声的电容器224。更具体而言，在一个示例中，电容器224的电容值是所选取的使得电容器224可以过滤掉高频噪声但是又没有大到足以减少DC输入电压VIN 110的时变分量的值。
现在参考图2B，功率变换器100的替换功能框图还示出根据本发明的教导的图1的控制器102的示例。如图所示，输入电压计算器250响应于开关信号USW 119计算DC输入电压VIN 110。由于升压变换器拓扑的特性，在功率开关SW1 118的占空比因子D与DC输入电压VIN 110之间存在某种关系。可以通过利用占空比因子D来计算DC输入电压VIN 110，从而利用该关系。占空比因子被定义为在一段时间中功率开关SW1 118进行传导的时间的百分比。可以由以下等式1来定义占空比因子D：
D = T ON T TOTAL = T ON T ON + T OFF 等式1
其中，TON代表功率开关SW1 118被闭合(进行传导)的时间，TTOTAL是某一时间段，并且TOFF代表功率开关SW1 118被断开(不进行传导)的时间。由于升压变换器的固有特性，在输入电压、输出电压、接通时间和关断时间之间存在特定的理论关系，如下所示：
VIN×TON＝(VOUT-VIN)×TOFF  ∴ V IN × T ON T TOTAL = ( V OUT - V IN ) × T OFF T TOTAL 等式2
基于等式1，我们现在可以用占空因子D替代等式2的一部分。将D代入我们可以得到等式3：
VIN×D＝(VOUT-VIN)×(1-D)    等式3
简化等式3后得到：
VIN＝VOUT(1-D)               等式4
因为输出电压VOUT 124由于输出电压调节基本为恒定值，所以我们可以用常量K来替换输出电压VOUT 124。
VIN＝K(1-D)        等式5
因此，输入电压计算器250可以基于占空比因子D来计算输入电压VIN 110。更具体而言，1-D代表DC输入电压VIN 110。由于开关信号USW 119代表某个时间段期间功率开关SW1 118的传导时间，所以可以通过开关信号USW 119来确定占空比因子D。现在参考图2C，更详细地图示图2B中的输入电压计算器250的功能框图。如图所示，输入电压计算器250包括耦合到平均电容器254的反相器252，平均电容器254耦合到输入回传256。比例运算电路(scaling circuit)258被耦合到电容器254。
在操作中，反相器252接收开关信号USW 119并且输出反相开关信号USW 260。如波形264中所示，通过将时间段中的整个接通时间TON除以总的时间段TPERIOD可以计算占空比因子D，并且通过将该时间段中的整个关断时间TOFF除以总的时间段TPERIOD可以计算值(1-D)。由于平均电容器254持续接收反相开关信号USW 260，所以平均电容器电压266代表1-D的平均值。如图所示，输入电压计算器250输出输入电压信号UVIN 130，输入电压信号UVIN 130可以是代表DC输入电压VIN 110的电压或电流。
现在参考图2D，功率变换器100的替换功能框图还示出根据本发明的教导的图1的控制器102的示例。如图所示，恒定基准电压VREF 270代表输出电压信号UVOUT 136。由于输出电压VOUT 124由于调节基本恒定，所以恒定基准电压VREF 270可以代表输出电压VOUT 124。使用恒定基准电压作为输出电压的代表的益处在于：当功率变换器100由于启动或故障条件而未调节时，功率变换器100不必在根据本发明的控制技术可以被再次实现之前，等待输出电压VOUT 124来返回调节状态。
如之前所参考的，图3示出根据本发明的教导的AC线电压波形302、DC输入电压波形304、DC输入电流波形306和开关电流波形308。AC线电压波形302代表AC线电压VG 106并且基本上是正弦波形。线周期被定义为AC线电压波形302的连续3个过零之间的时间间隔，并且对应于线周期时间段TL 310，线周期时间段TL 310代表完成一个线周期所用的时间。更具体而言，在所示示例中，线周期时间段TL 310依赖于AC线电压VG 106的频率。例如，如果AC线电压VG 106的频率增大，则线周期时间段TL 310将变短。相反，如果AC线电压VG 106的频率减小，则线周期时间段TL 310将变长。根据本发明实施例，线周期时间段TL 310比开关周期时间段TSW 312长得多。为了进一步进行描述，在一个示例中，线频率为与16,666微秒的线周期时间段TL 310相对应的60Hz，并且开关频率是与10微秒的开关周期时间段TSW 312相对应的100kHz。
如图所示，DC输入电压波形304代表DC输入电压VIN 110并且是AC线电压波形302的整流后的波形。在操作中，桥式整流器108对由AC线电压波形302代表的AC线电压VG 106进行整流，以生成由DC输入电压波形304代表的DC输入电压VIN 110。DC输入电流波形306代表DC输入电流IIN 111。如图所示，DC输入电流波形306被叠加在输入电压波形304上以示出：在开关周期期间DC输入电流IIN 111如何被控制来跟随DC输入电压VIN 110。在图330中示出DC输入电流波形306的放大示图314。
如放大示图314中所示，响应于由控制器102确定的第一接通时间TON1 318和第一关断时间TOFF1 320，DC输入电流IIN 111被控制第一开关周期时间段TSW1 316。开关电流波形308代表图2A的开关电流ISW 128。如图所示，在开关周期的接通时间期间，例如在TON1 318期间，开关电流波形308与DC输入电流波形306基本相等。在开关周期的关断时间期间，例如在TOFF1 320期间，开关电流波形308基本为0。如上所述，当开关SW1 118接通时，DC输入电流IIN 111与开关电流ISW 218基本相等。因此，可以由接通时间计算器206接收开关电流ISW 218或DC输入电流IIN 111来确定开关周期时间段TSW 312的接通时间。
现在，参考图4中的示例，图2A的接通时间计算器206通过对DC输入电流IIN 111进行积分来确定开关周期时间段TSW 312的接通时间。在操作中，响应于电流感应信号UIIN 132和反相开关信号UISW 402，接通时间计算器206输出接通时间信号UON 210。反相开关信号UISW 402是如图2C中所示的反相开关信号USW 260的一个示例。在图4的示例中，响应于输入电流信号UIIN 132，接通时间电流源406输出代表DC输入电流IIN 111的比例运算出的电流IINS 408。在一个示例中，通过将输入电流信号UIIN 132乘以用于信号处理的比例运算因子KI 410可以确定比例运算出的电流IINS408。如示例中所示，晶体管TON 412耦合到电容器CON 414的两端。在操作中，当开关SW1 118从关断状态转变为接通状态时，反相开关信号UISW 402从高电平转变为低电平，关断晶体管TON 412并且使得比例运算出的电流IINS 408对电容器CON 414充电。
相反，当开关SW1 118从接通状态转变为关断状态时，反相开关信号UISW 402从低电平转变为高电平，接通晶体管TON 412从而使得电容器CON414放电。当功率开关SW1 118为接通状态时，电容器CON 414充电并且电容器电压VCON 416在电容器CON 414两端形成。比较器418被耦合使得比较器418的反相输入端的电压与电容器CON 414相同。在该示例中，比较器418的同相输入端被耦合到基准误差电压VERR 420。更具体而言，基准误差电压VERR 420代表误差信号UERR 214。因此，在所示示例中，响应于由接通时间计算器206接收到的、由图2A的反馈电路208输出的误差信号UERR 214来确定接通时间信号UON 210。在一个示例中，误差信号UERR 214代表功率变换器100输出端处的输出电压VOUT 124并且可以乘以比例运算因子KERR 422来确定基准误差电压VERR 420。
在操作中，当开关SW1 118接通时，比例运算出的输入电流IINS 408对电容器CON 414充电。在一个示例中，接通状态的持续时间被限制于当DC输入电流IIN 111达到峰值电流阈值时。当电容器电压VCON 416等于基准误差电压VERR 420时，接通时间信号UON 210转变成低电平，指示开关SW1118应被关断。以这种方式，电容器CON 414被用来执行积分功能并且对DC输入电流IIN 111进行积分以确定开关周期的接通时间。
如图所示，示例图430关于接通时间信号UON 210示出电容器电压VCON 416。当电容器电压VCON 416达到基准误差电压VERR 420时，接通时间信号UON 210转变为低电平直到电容器CON 414被放电至低于基准误差电压VERR 420为止。在电容器电压VCON 416低于基准误差电压VERR 420之后，接通时间信号UON 210转变回高电平。因此，在所示示例中，当接通时间信号UON 210转变为低电平时，开关SW1 118被关断。
现在，参考图5，根据本发明的教导，图2A的关断时间计算器202通过对输出电压VOUT 124和DC输入电压VIN 110之间的差进行积分来确定开关周期的关断时间。更具体而言，在该示例中，响应于基本等于所感测到的输出电压信号UVOUT 136和所感测到的输入电压信号UVIN 130之间的差的电压差信号UVDIFF 501，关断时间计算器202输出关断时间信号UOFF 212。关断时间电流源504输出代表输出电压VOUT 124和DC输入电压VIN 110之间的差的电流IDIFF 506。在一个示例中，通过将输入电压信号UVIN 130和输出电压信号UVOUT 136之间的差乘以用于信号处理的比例运算因子KOFF 508可以确定电流IDIFF 506。如图所示，晶体管TOFF 510耦合到电容器COFF512的两端。
在操作中，在图5的示例中，当开关SW1 118从接通状态转变为关断状态时，开关信号USW 119从高电平转变为低电平并且关断晶体管TOFF510，从而使得电流IDIFF 506对电容器COFF 512充电。相反，当开关SW1118从关断状态转变为接通状态时，开关信号USW 119从低电平转变为高电平并且接通晶体管TOFF 510，从而使得电容器COFF 512放电。在一个示例中，根据本发明的教导，可以使用替换信号来使晶体管TOFF 510接通和关断。当开关SW1 118为关断状态时，电容器COFF 512被充电并且电容器电压VCOFF 514在电容器COFF 512两端形成。比较器516被耦合使得比较器516的反相输入端的电压与电容器COFF 512相同。比较器516的同相输入端被耦合到电压基准VOFFREF 518。在一个示例中，基准值VOFFREF 518可以是根据功率变换器100的设计参数选择的任何基准值。在一个示例中，可以选择电压基准VOFFREF 518来确定对于功率变换器100的设计最优的开关频率的范围。
在一个示例操作中，当开关SW1 118关断时，电流IDIFF 506对电容器COFF 512充电。当电容器电压VCOFF 514等于电压基准VOFFREF 518时，关断时间信号UOFF 212从高电平转变成低电平，以指示开关SW1 118从关断状态转变为接通状态。以这种方式，电容器COFF 512被用来执行积分功能，以对输出电压VOUT 124和DC输入电压VIN 110之间的差进行积分，以确定开关SW1 118的关断时间。通过保持关断时间的伏秒恒定，关断时间将响应于DC输入电压VIN 110的变化而不同。更具体而言，随着DC输入电压VIN 110增大，开关周期的关断时间将增大。
根据本发明的替换实施例，可以由基本恒定的值减去DC输入电压VIN 110来表示电流IDIFF 506。在一个示例中，所选择的基本恒定的值可以是基于功率变换器100的设计参数的。例如，随着用来确定电流IDIFF 506的恒定值增大，功率变换器100的开关时间段的持续时间将减小。通过从恒量(constant)减去DC输入电压VIN 110而不是从基本恒定的输出电压VOUT 124减去DC输入电压VIN 110来确定电流IDIFF 506的附加益处是：可以如以上结合图2D所述立即实现根据本发明的教导的控制技术。根据本发明的教导，当电流IDIFF 506是基于基本恒定的输出电压VOUT 124和DC输入电压VIN 110之间的差来确定的时，当输出电压信号是从直接感测如图2A中所示的输出电压VOUT 124来确定的时，时间延迟是必要的。更具体而言，在启动期间发生时间延迟，并且需要该时间延迟来允许对图2A的大容量电容器122的初始充电，使得输出电压VOUT 124基本恒定。结果，在各种实施例中，输出电压VOUT 124在执行根据本发明的教导的控制技术之前必须到达其调节值并且基本恒定。当输出电压VOUT 124是由恒定值来确定的时，不需要时间延迟。
如图所示，示例图530关于关断时间信号UOFF 212示出电容器电压VCOFF 514。在该示例中，当电容器电压VCOFF 514达到电压基准VOFFREF 518时，关断时间信号UOFF 212转变成低电平直到电容器COFF 512放电至低于基准电压VOFFREF 518。在电容器电压VCOFF 514低于电压基准VOFFREF 518之后，关断时间信号UOFF 212转变回高电平。因此，根据本发明的教导，当关断时间信号UOFF 212转变成低电平时，开关SW1 118被指示接通。
现在，参考图6中所示的示例，驱动器204通过输出开关信号USW 119控制开关SW1 118的开关。在一个示例中，当开关SW1 118被闭合时，开关信号USW 119是高电平，并且当功率开关SW1 118被断开时，开关信号USW 119是低电平。驱动器204接收接通时间信号UON 210来确定开关周期的接通时间的结束并且接收关断时间信号UOFF 212来确定开关周期的关断时间的结束。
根据本发明的示例实施例，驱动器204被配置为包括第一与非(NAND)门602和第二与非门604的基本复位/设置(“RS”)与非锁存器。如图所示，图610示出开关信号USW 119、接通时间信号UON 210和关断时间信号UOFF 212之间的关系。根据图610，在一个示例中，当关断时间信号UOFF 212瞬间转变为低电平时，开关信号USW 119转变为高电平(功率开关SW1 118接通)。类似地，当接通时间信号UON 210瞬间转变为低电平时，开关信号USW 119转变为低电平(开关SW1 118关断)。
现在，参考图7中所示的示例，反馈电路208响应于输出电压信号UVOUT 136而输出误差信号UERR 214。更具体而言，误差信号UERR 214给出对功率变换器100的输出电压的指示，例如，输出电压VOUT 124是否高于或低于基准值。在操作中，在该示例中，由包括第一电阻器R1 704和第二电阻器R2 706的分压器网络702对代表输出电压VOUT 124的输出电压信号UVOUT 136进行比例运算，以在误差放大器710的反相输入端处生成比例运算出的输出电压信号UVOUTS 708。在图7的示例中，增益设置滤波器712被用来减慢误差信号UERR 214的响应。更具体而言，在该示例中，误差信号UERR 214基本上对线周期期间输出电压VOUT 124中的AC时间变动(variances)没有响应。还可以假定输出电压VOUT 124在多个开关周期期间基本恒定。这允许响应于输入电压的接通时间调节，从而对DC输入电流波形306进行整型以跟随输入电压波形304，如图1中所示。
图8是示出用于根据本发明的教导减少线电流谐波的示例方法的流程图。在处理块810中，接通开关SW1 118。接着，在处理块815中，感测DC输入电流IIN 111。然后，在处理块820中对DC输入电流IIN 111进行积分来确定开关SW1 118的接通时间。更具体而言，在该示例中，通过线电流(或不同地称为DC输入电流IIN 111)的积分达到接通时间阈值ONTHRESH所用的时间来确定接通时间持续时间。在接下来的处理块835中，当线电流的积分达到接通时间阈值ONTHRESH时，开关SW1 118被关断。接着，在该示例中，在处理块840中，感测DC输入电压VIN 110和输出电压VOUT 124。在处理块845中，对输出电压VOUT 124和DC输入电压VIN 110之间的差进行积分来确定开关SW1 118的关断时间。更具体而言，在该示例中，响应于输出电压VOUT 124和DC输入电压VIN 110之间的差的积分达到关断时间阈值OFFTHRESH所用的时间，确定关断时间持续时间。在替换实施例中，处理块845可以包括对恒定值与DC输入电压VIN 110之间的差进行积分来确定功率开关SW1 118的关断时间。在判决块845的执行之后，处理可以返回处理块810以开始下一个开关周期。
现在，参考图9，示出执行根据本发明的教导的控制技术的示例集成电路900的示例内部细节。在该示例中，功率MOSFET 902在接通状态和关断状态之间进行切换，以允许或防止输入电流IIN 903在漏极端子D 904和源极端子S 906之间的流动。电压端子V 908被耦合到输入电压传感器910，输入电压传感器910输出代表升压变换器的DC输入电压的电流IVIN 912。反馈端子FB 914接收代表升压变换器的输出端处的输出电压的电压VVOUT 916。在一个示例中，电压VVOUT 916可以是任何恒定值。
如图所示，基准电流IREF 920在与从电流源923流出的比例运算出的电流ISVIN 922相反的方向上从电流源921流出。更具体而言，比例运算出的电流ISVIN 922等于电流IVIN 912乘以用于信号处理的比例运算因子。电容器COFF 924被耦合到晶体管TOFF 926的两端。在操作中，当TOFF 926关断时，电容器COFF 924充电。更具体而言，对电容器COFF 924充电的电流是基准电流IREF 920与比例运算出的电流ISVIN 922的差。当TOFF 926接通时，电容器COFF 924经由公共回传929放电。电压比较器928被耦合到电容器COFF 924，使得比较器928的负端子的电压与电容器COFF 924相同。当电容器COFF 924上的电压等于误差电压VERR 930时，电压信号VOFF 932从低电平转变成高电平，导致功率MOSFET 902转变成接通状态。以这种方式，控制功率MOSFET 902的开关周期的关断时间。更具体而言，在一个示例中，电容器COFF 924用作对恒定电压与功率变换器的输出电压之间的差进行积分以确定开关周期的关断时间的积分器。
在操作中，在所示示例中，误差电压VERR 930是误差放大器931的输出。在操作中，误差放大器931将电压VVOUT 916与基准电压VREF 933进行比较来确定代表功率变换器的输出端处的输出电压的误差电压VERR 930。在一个示例中，误差电压VERR 930可以经由CMOP端子937输出给调节误差电压VERR 930的响应时间的增益设置滤波器。
如图9的示例中所示，电流源934输出代表所感测到的输入电流IS 938乘以用于信号处理的比例运算因子的比例运算出的电流ISIIN 936。电容器CON 940被耦合到晶体管TON 942的两端。在操作中，当晶体管TON942关断时，比例运算出的电流ISIIN 936对电容器CON 940充电。当晶体管TON 942接通时，电容器CON 940经由公共回传929放电。电压比较器944被耦合到电容器CON 940，使得比较器944的负输入端的电压与电容器CON 940相同。当电容器CON 940上的电压等于误差电压VERR 930时，比较器944的输出处的电压信号VON 946从低电平信号转变成高电平信号，导致功率MOSFET 902为关断状态。以这种方式，控制功率MOSFET 902的开关周期的接通时间。更具体而言，电容器CON 940用作对功率变换器的输入电流进行积分以确定开关周期的接通时间的积分器。
如图9的示例中所示，或(OR)门948的第一输入端耦合到比较器944的输出端，并且或门948的第二输入端耦合到与(AND)门950的输出端。在操作中，当电压信号VON 946转变为高电平或过流保护(OCP)信号953转变为高电平时，或门948向锁存器952的复位(R)端输出高电平信号。在操作中，当锁存器952的复位输入端R接收高电平信号时，输出端Q被设置为高电平并且互补输出端Q被设置为低电平。相反，当电压信号VOFF 932转变为高电平时，锁存器952的输入端S将输出端Q设置为低电平并且将互补输出端Q设置为高电平。以这种方式，互补输出端Q输出控制功率MOSFET 902的开关的驱动信号DRIVE 954。放大器956放大驱动信号DRIVE 954，以提供足够的电流来对功率MOSFET 902的栅极进行充电或使之放电，以控制功率MOSFET 902的开关。
如该示例中所示，电流限制比较器958将所感测到的输入电流IS 938与电流限制基准ILIM 959进行比较。在一个示例中，当所感测到的输入电流IS 938达到电流限制基准ILIM 959时，电流限制比较器958变成高电平。更具体而言，在该示例中，所感测到的输入电流IS 938是输入电流IIN 903的一部分。在一个示例中，根据本发明的教导，所感测到的输入电流IS 938代表输入电流IIN 903。驱动信号954在被施加到与门950的输入端之前被前沿消隐(leading edge blanking，LEB)电路962延迟，以在功率MOSFET 902在其接通时瞬间对寄生电容放电时，防止过流保护信号953指示错误的电流限制条件。更具体而言，当功率MOSFET 902中的电流已经达到电流限制基准ILIM 959时，过流保护信号953进行指示以防止对集成电路900的功率MOSFET 902和/或任何其它内部组件的损害。
因此，在根据本发明的教导的一个示例中，公开了一种用于使用控制器来减少从电源接收到的线电流谐波的方法。在该示例中，对功率变换器100的DC输入电流IIN 111进行积分来确定功率变换器100中的开关SW1118从接通状态转变为关断状态的时间。在一个示例中，对恒定值与功率变换器100的DC输入电压VIN 110之间的差进行积分来确定开关SW1 118从关断状态转变为接通状态的时间。在另一示例中，对输出电压VOUT 124和DC输入电压VIN 110之间的差进行积分来确定开关SW1 118从关断状态转变为接通状态的时间。在各种实施例中，驱动器204被耦合以改变开关SW1 118的开关频率，以根据开关SW1 118从关断状态转变为接通状态的时间和开关SW1 118从接通状态转变为关断状态的时间来对开关SW1 118进行开关，以调节功率变换器100的输出电压VOUT 124。
以上对本发明所示实施例的描述，包括摘要中所描述的，不希望是穷尽的或是对所公开的确定形式的限制。尽管在此已经为了说明的目的描述了本发明的特定实施例和示例，但是在不偏离本发明的较宽精神和范围的情况下，各种等价修改是可以的。
可以鉴于以上详细描述对本发明的示例进行修改，以下权利要求中所使用的术语不应当被理解为将本发明限制于说明书和权利要求中所公开的特定实施例。并且，该范围是完全由权利要求来确定的，所述权利要求应当根据所建立的权利要求解释的原则来理解。因此，本说明书和附图应被视为说明性的而非限制性的。

Claims (27)

1.一种在功率变换器中使用的控制器，包括：
第一计算器，所述第一计算器被耦合以通过对输入电流进行积分来确定所述功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述接通时间的结束的接通时间信号；以及
第二计算器，所述第二计算器被耦合以通过对输入电压和输出电压之间的差进行积分来确定所述功率开关的关断时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述关断时间的结束的关断时间信号。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述输入电流是代表所述功率变换器的输入电流的输入电流信号，并且所述输入电压是代表所述功率变换器的输入电压的输入电压信号。
3.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述输出电压是对所述功率变换器的输出端处的输出电压的AC时间变动实质上没有响应的输出电压信号。
4.根据权利要求1所述的控制器，还包括驱动电路，所述驱动电路被耦合以响应于所述接通时间信号将所述功率开关从接通状态切换成关断状态，并且响应于所述关断时间信号将所述功率开关从所述关断状态切换成所述接通状态。
5.根据权利要求4所述的控制器，其中，所述驱动电路被耦合以利用开关信号来控制所述功率开关的开关，所述控制器还包括输入电压计算器，所述输入电压计算器被耦合以接收所述开关信号并且响应于所述开关信号来输出输入电压信号，其中，所述输入电压信号代表所述功率变换器的输入电压。
6.根据权利要求5所述的控制器，其中，所述输入电压计算器包括平均电容器，所述平均电容器被耦合以响应于所述开关信号的占空比因子而输出所述输入电压信号。
7.根据权利要求4所述的控制器，其中，所述驱动电路调节所述功率变换器的输出端处的所述输出电压。
8.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述接通时间信号是响应于要由所述第一计算器接收的误差信号而被确定的。
9.根据权利要求8所述的控制器，还包括反馈电路，所述反馈电路向所述第一计算器输出所述误差信号，所述误差信号代表所述功率变换器的输出端处的所述输出电压。
10.根据权利要求9所述的控制器，其中，所述反馈电路响应于恒定基准电压而生成所述误差信号，其中，所述恒定基准电压代表所述功率变换器的所述输出电压。
11.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述功率开关包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
12.一种控制器，用于在功率变换器中用来减少线电流谐波，所述控制器包括：
第一积分器，所述第一积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电流进行积分并且输出用于结束所述功率变换器中的功率开关的接通时间的第一信号；
第二积分器，所述第二积分器被耦合以对实质上恒定的值与所述功率变换器的输入电压之间的差进行积分来输出用于结束所述功率变换器的关断时间的第二信号；以及
驱动电路，所述驱动电路被耦合来接收所述第一信号和所述第二信号以输出第三信号，所述第三信号用于改变所述功率开关的开关频率以控制所述输入电流使之与所述输入电压实质上成比例。
13.根据权利要求12所述的控制器，其中，所述输入电流被控制为与所述输入电压实质上线性成比例。
14.根据权利要求12所述的控制器，其中，所述功率变换器是升压变换器。
15.根据权利要求12所述的控制器，其中，所述功率开关包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
16.根据权利要求12所述的控制器，其中，所述控制器被包括在单个单块集成装置上。
17.根据权利要求12所述的控制器，其中，所述功率开关和所述控制器被包括在相同的单个单块集成装置上。
18.一种在功率变换器中使用的控制器，包括：
第一计算器，所述第一计算器被耦合以通过对输入电流进行积分来确定所述功率变换器的功率开关的接通时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述接通时间的结束的接通时间信号；以及
第二计算器，所述第二计算器被耦合以通过对实质上恒定的值与输入电压之间的差进行积分来确定所述功率开关的关断时间的结束，以输出代表所述功率开关的所述关断时间的结束的关断时间信号。
19.根据权利要求18所述的控制器，其中，所述输入电流是代表所述功率变换器的输入电流的输入电流信号，并且所述输入电压是代表所述功率变换器的输入电压的输入电压信号。
20.根据权利要求18所述的控制器，还包括驱动电路，所述驱动电路被耦合以响应于所述接通时间信号将所述功率开关从接通状态切换成关断状态，并且响应于所述关断时间信号将所述功率开关从所述关断状态切换成所述接通状态。
21.一种控制器，用于在功率变换器中用来减少线电流谐波，所述控制器包括：
第一积分器，所述第一积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电流进行积分并且输出用于结束所述功率变换器中的功率开关的接通时间的第一信号；
第二积分器，所述第二积分器被耦合以对所述功率变换器的输入电压和输出电压之间的差进行积分来输出用于结束所述功率开关的关断时间的第二信号；以及
驱动电路，所述驱动电路被耦合来接收所述第一信号和所述第二信号以输出第三信号，所述第三信号用于改变所述功率开关的开关频率以控制所述输入电流使之与所述输入电压实质上成比例。
22.根据权利要求21所述的控制器，还在所述第二积分器中包括关断时间电流源，以输出代表所述功率变换器的所述输入电压与所述输出电压之间的差的电流。
23.根据权利要求21所述的控制器，其中，所述驱动电路调节所述功率变换器的输出端处的所述输出电压。
24.根据权利要求21所述的控制器，其中，所述功率开关包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
25.一种方法，包括：
对功率变换器的输入电流进行积分来确定所述功率变换器中的功率开关从接通状态转变为关断状态的时间；
对恒定值与功率变换器的输入电压之间的差进行积分来确定所述功率开关从接通状态转变为关断状态的时间；以及
根据所述功率开关从接通状态转变为关断状态的时间和所述功率开关从关断状态转变为接通状态的时间来对所述功率开关进行开关，以调节所述功率变换器的输出电压。
26.根据权利要求25所述的方法，其中，对所述功率开关进行开关以调节所述功率变换器的所述输出电压包括控制所述输入电流使得所述输入电流与所述输入电压实质上线性成比例。
27.根据权利要求25所述的方法，其中，当所述输入电流达到峰值电流阈值时，所述接通状态的持续时间被限制。
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