CN205283422U - 用于开关转换器的控制模块、开关转换器、照明系统和估计器级 - Google Patents

Abstract

本实用新型的各个实施例涉及用于开关转换器控制模块、开关转换器、照明系统和估计器级。本说明书中所述的是一种用于控制开关转换器(60；90；120)的模块，该模块包括至少一个电感器元件(L_p；L₁)以及一个开关元件(M)，并且从输入电学量(V_in)产生输出电学量(V_out)。该控制模块产生用于控制开关元件的切换的命令信号(sGD)，并且包括估计器级(24、67；167)，该估计器级基于命令信号(sGD)以及基于指示电感器元件去磁的时间间隔的输入信号(sZCD)而产生与输入电学量(V_in)成比例的估计信号(V_e)。控制模块基于估计信号(V_e)而产生命令信号(sGD)。

Description

用于开关转换器的控制模块、开关转换器、照明系统和估计器级

技术领域

本实用新型涉及一种用于开关转换器的控制模块，该控制模块包括输入电学量的估计器。

背景技术

众所周知，存在多种类型的开关转换器，例如，其中可以包括回扫转换器、升压转换器和降压转换器。

通常，在开关转换器的领域中，特别需要提供其特征在于高的功率因数以及低的总谐波失真(THD)和低的无载功率耗散的转换器。为了获得上述特性，例如，开关转换器被公知地采用如图1中所示的电路布局。

具体而言，图1示出了回扫型开关电源1，以下称“回扫电源1”。

更详细地说，该回扫电源1包括：桥式整流器2，该桥式整流器具有两个输入端子，这两个输入端子被设计成从电源线接收交流电压；以及第一输出端子和第二输出端子，该第一输出端子和第二输出端子分别连接到第一接地以及滤波电容器C_in的第一端子，该滤波电容器C_in的第二端子连接到第一接地。桥式整流器2独自向第二输出端子供应电压V_in(θ)，该电压以下称“输入电压V_in(θ)”，其中θ是电源线上存在的交流电压的相位。

回扫电源1还包括回扫转换器3，该回扫转换器3在初级侧上除了滤波电容器C_in之外还包括：变压器4，该变压器包括第一电感器L_p和第二电感器L_s，该第一电感器和第二电感器分别作为初级绕组L_p和次级绕组L_s，并且共用同一磁芯，该磁芯在以下称为“变压器4的芯”。此外，变压器4包括辅助绕组L_aux。初级绕组L_p的第一端子连接到滤波电容器C_in的第一端子。

回扫转换器3还包括：控制模块15；电阻分压器16，该电阻分压器包括第一电阻器R_a和第二电阻器R_b；以及晶体管M，例如，该晶体管M由功率MOSFET构成。

第一电阻器R_a具有第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子分别连接到滤波电容器C_in的第一端子以及第二电阻器R_b的第一端子，该第二电阻器R_b的第二端子连接到第一接地。在实践中，第一电阻器R_a的第二端子以及第二电阻器R_b的第一端子形成与控制模块15的第一输入端子MULT电相同的节点。

回扫转换器3进一步包括第三电阻器R_ZCD和第四电阻器R_s。第三电阻器R_ZCD的第一端子和第二端子分别连接到：辅助绕组L_aux的第一端子，该辅助绕组L_aux的第二端子连接到第一接地；以及控制模块15的第二输入端子ZCD。第四电阻器R_s的第一端子和第二端子分别连接到晶体管M的源极端子以及第一接地。此外，第四电阻器R_s的第一端子连接到控制模块15的第三输入端子CS。再次参照晶体管M，漏极端子连接到初级绕组L_p的第二端子，而栅极端子连接到控制模块15的输出端子GD，该控制模块还包括反馈端子FB，如下所述，以及第四输入端子GND，该第四输入端子GND连接到第一接地。

在实践中，第四电阻器R_s使得能够检测，当晶体管M导通时在初级绕组L_p中流动的电流。在图1中，在第四电阻器R_s中流动的电流用I_p(t,θ)表示。

回扫转换器3还包括箝位电路20，该箝位电路布置在初级绕组L_p的第一端子与第二端子之间，以限制晶体管M的漏极端子上存在的由例如寄生电感引起的的电压的尖峰。

在其自身的次级侧上，回扫转换器3包括：反馈电路22；二极管D，以下称“输出二极管D”；以及另一个电容器C_out，以下称“输出电容器C_out”；通常，该输出电容器C_out是电解型电容器。

输出二极管D的阳极连接到次级绕组L_s的第一端子，而阴极连接到输出电容器C_out的第一端子，该输出电容器C_out的第二端子连接到第二接地，另一方面，次级绕组L_s的第二端子也连接到第二接地。通常，跨输出电容器C_out的电压在下文中称为“输出电压V_out”。此外，输出电压V_out在本文中表示由回扫转换器3调节的电压。在图1中，在输出二极管D中流动的电流用I_s(t,θ)表示。

反馈电路22连接到输出电容器C_out的第一端子以及控制模块15的反馈端子FB。此外，反馈电路22被配置成生成与输出电压V_out与参考电压之间的差值成比例的误差信号、并且被配置成通常通过使用光耦合器而在回扫转换器3的初级侧上传输误差信号。该传输必然伴有：在初级侧上，特别是控制模块15的反馈端子FB上，产生控制电压V_c。就此而论，控制模块15在自身的节点上产生内部电压V_int，并且还具有第五电阻器R_c，该第五电阻器R_c布置在控制模块15的上述节点与反馈端子FB之间。此外，控制模块15和反馈电路22以这样的方式耦合，使得在控制模块15的反馈端子FB的输出处存在取决于上述误差信号的电流I_FB。电流I_FB致使在第五电阻器R_c上存在电压降。准确地说，上述控制电压V_c是存在于控制模块15的反馈端子FB上的电压，并且以这样的方式取决于误差信号，以便调节输出电压V_out。对于第一级近似，控制电压V_c可以视作恒定，这是因为控制环路的频带远小于输入电压V_in(θ)的频率。

控制模块15还包括乘法器24、比较器26、置位复位型触发器28、驱动器30、启动电路32、OR型第一逻辑门34、以及电路36，该电路36在下文中称为“零电流检测电路36”。

具体而言，乘法器24具有：第一输入，该第一输入连接到控制模块15的反馈端子FB，以接收控制电压V_c；以及第二输入，该第二输入连接到第一输入端子MULT，以接收其上存在的电压，该电压通过由电阻分压器16引入的分压比R₂/(R₁+R₂)与输入电压V_in(θ)成比例，其中R₁和R₂是第一电阻器R_a和第二电阻器R_b的电阻值。乘法器24在其自身的输出上产生电压Vcs_REF(θ)，该输出连接到比较器26的负输入端子。电压Vcs_REF(θ)具有经整流的正弦波形式，其幅度取决于电源线上存在的有效电压和控制电压V_c。

比较器26的正输入端子连接到控制模块15的第三输入端子CS，以接收第四电阻器R_s上存在的电压(用Vcs(t,θ)表示)。当晶体管M处于导通状态时，即，在初级绕组L_p本身的磁化过程中，电压Vcs(t,θ)与初级绕组L_p上存在的电流成正比。

比较器26的输出连接到触发器28的复位输入，该触发器的输出(用Q表示)连接到驱动器30的输入，该驱动器的输出形成控制模块15的输出端子GD。触发器28的输出进一步通过启动电路32的插入而连接到触发器28本身的设定输入。具体而言，启动电路32的输入连接到触发器28的输出Q，而启动电路32的输出连接到第一逻辑门34的第一输入。第一逻辑门34的第二输入和输出分别连接到：零电流检测电路36的输出，该零电流检测电路的输入连接到控制模块15的第二输入端子ZCD；以及触发器28的设定输入。

在使用中，假设晶体管M导通，则初级绕组L_p中的电流I_p(t,θ)发生线性增长，并且因此电压Vcs(t,θ)发生线性增长。当电压Vcs(t,θ)变得与电压Vcs_REF(θ)相等时，比较器26对触发器28的输出进行复位，并且晶体管M关断。因此，电阻分压器16提供的、具有经整流的正弦波的形式的电压，决定了初级绕组L_p中的电流的峰值，该峰值因此而由经整流的正弦波而包络地形成。

当晶体管M关断时，储存在初级绕组L_p中的能量通过磁耦合传输到次级绕组L_s，从而传输到输出电容器C_out中，直到次级绕组L_s去磁。此外，只要电流在次级绕组L_s中流动，那么晶体管M的漏极端子的电压就等于V_in(θ)+V_R，其中V_R是所谓的反射电压，等于n·V_out，其中n是变压器4的初级绕组L_p的匝数与次级绕组L_s的匝数之间的比率。

紧接在次级绕组L_s去磁之后，输出二极管D断开，并且晶体管M的漏极端子成为浮置的，并且该漏极端子趋向于通过由与初级绕组L_p一起的寄生电容谐振的影响而引起的阻尼振荡，来承担等于输入电压V_in(θ)的电压。但是，紧跟着变压器4去磁的、在晶体管M的漏极端子上发生的快速电压下降，通过辅助绕组L_aux和第三电阻器R_ZCD耦合到控制模块15的第二输入端子ZCD。此外，只要零电流检测电路36检测到其自身的输入上存在的电压的下降沿降低到阈值以下，零电流检测电路36就会产生脉冲。该脉冲致使触发器28的输出发生相应改变，并且因此而导致晶体管M导通并且开始新的切换循环。

启动电路32在回扫转换器3开启之后(即，当在控制模块15的第二输入端子ZCD上尚不存在信号时)允许第一切换循环的开始，并且进一步地避免在控制模块15的第二输入端子ZCD上的信号出于任何原因丢失的情况下扫转换器3保持阻断。

在使用过程中在回扫转换器3内产生的信号示例如图2中所示，除了上述的量I_p(t,θ)、I_s(t,θ)、Vcs(t,θ)、Vcs_REF(θ)之外，图2中还示出了：

–晶体管M的漏极端子与源极端子之间的电压V_DS；

–电压V_in,pksinθ，其中V_in,pk是输入电压V_in的峰值；

–辅助绕组L_aux上存在的电压V_aux；

–控制模块15的第二输入端子ZCD上存在的电压V_ZCD；

–电压V_ZCD的阈值V_ZCDarm和V_ZCDtrig，在这两个阈值下，零电流检测电路36分别被激活待命以及产生脉冲；

–零电流检测电路36的状态ARM；

–触发器28的设定输入上存在的信号sS(逻辑型)，以及因此零电流检测电路36产生的脉冲TRIGGER；

–触发器28的复位输入上存在的信号sR(逻辑型)；

–触发器28的输出Q上存在的信号sGD(逻辑型)，该信号控制晶体管M的导通(假设驱动器30不引入任何延迟)，以及

–所谓的“续流”状态FW，对应于在其期间发生变压器4的去磁的时段。

一般而言，应注意，在对量进行指示时，参数(在适当的情况下，相位θ或者时间t)之间未呈现任何明显的相关性这一事实，并不暗示所述量必须恒定。

此外，图2示出了以下时段：

–时段T_ON，在该时段中，晶体管M导通，即，处于导电状态，因此该时段是在其期间变压器4的芯去磁的时段；

–时段T_FW，在该时段中，发生变压器4的芯的去磁；以及

–时段T_R，即，在变压器4的芯的完全去磁与晶体管M的下一导通(即，开始变压器4的芯的新的去磁)之间，所经过的延迟。

所得的电流I_p(t,θ)、I_s(t,θ)的图线，以及对应峰值I_pkp(θ)、I_pks(θ)的对应包络的图线，以及初级绕组L_p中的电流的逐个循环的平均值I_in(θ)的图线，如图3中所示。为保持完整，通过用T表示切换周期，可得出T＝T_FW+T_R+T_ON。

从实用来看，回扫转换器3是准谐振型。实际上，晶体管M的导通与变压器4的完全去磁的时刻(即，次级绕组L_s中的电流变为零的时刻)同步，尽管存在延迟，使得其发生在所谓的电压V_DS的“谷部”。相反，晶体管M的关断由检测到初级绕组L_p中的电流达到给定值的时刻来决定。此外，回扫转换器3是电流模式控制型的，并且特别是峰值电流模式控制型的。此外，由于在第四电阻器R_s中流动的电流的峰值包络是正弦波形的，并且因此而在初级绕组L_p中流动的电流的峰值包络是正弦波形的，因此得到大于0.9的功率因数。

在实践中，如图4中所示，回扫转换器3采用由转换级40构成的电气布局，该转换器可操作地耦合到控制模块15。具体而言，转换器40在输入处接收输入电压V_in(θ)，并且由控制模块15以这种方式控制，从而提供输出电压V_out。如图4中所示，由于上述信号sGD(更准确地说，由于晶体管M的栅极端子上存在的电压V_GD)、以及由于电压V_ZCD，对转换级40的控制得以进行。此外，即便图2中未示出，但是转换级40还基于在转换级40的输出与控制模块15之间存在的反馈而被控制。此外，为了控制转换级40，控制模块15通过电阻分压器16而在输入处接收输入电压V_in(θ)的一份额，其用图4中的V_MULT表示。

图5示出了转换器的另一个示例，并且更具体地示出了升压转换器50，该升压转换器在此仅视作相对于回扫转换器3的差异而被描述。在图5中，除非另作说明，否则已经在图1中示出的部件具有相同的附图标记。箝位电路20不存在。

具体而言，替代变压器4地，存在耦合的电感器54，该耦合的电感器54包括分别用L₁和L_aux表示的初级绕组和辅助绕组，但是不包括次级绕组。初级绕组L₁和辅助绕组L_aux共用同一个磁芯。初级绕组L₁的第一端子仍然连接到滤波电容器C_in的第一端子，但是第二端子连接到输出二极管D的阳极。辅助绕组L_aux如在回扫转换器3的情况下那样进行电连接，并且执行相同的电气功能。晶体管M的漏极端子仍然连接到初级绕组L₁的第二端子。因此，此处它连接到输出二极管D的阳极。

用52表示的反馈电路，包括构成对应的电阻分压器的第六电阻器R_d和第七电阻器R_e，该电阻分压器布置在输出二极管D的阴极与接地之间，其中间节点连接到在此用55表示的控制模块的反馈端子FB。

控制模块55替代第五电阻器R_c地，包括放大器58，该放大器在下文中称为“误差放大器58”。误差放大器58的非反相端子连接到设定在内部参考电压V_{ref_int}下的参考节点，而非反相端子构成控制模块55的反馈端子FB。误差放大器58的输出连接到乘法器24的第一输入，该乘法器的第二输入仍然连接到电阻分压器16。乘法器24的输出连接到比较器26的负输入端子，该比较器的正输入端子连接到控制模块55的第三输入端子CS。

升压转换器50还包括环路补偿电路60，该环路补偿电路60在相应的第一节点与相应的第二节点之间延伸，并且包括第八电阻器R_f和第九电阻器R_g、以及另外的电容器62，该电容器62在下文中称为“附加电容器62”。具体而言，第八电阻器R_f布置在环路补偿电路60的上述第一节点与上述第二节点之间，并且与由附加电容器62和第九电阻器R_g构成的串联电路并联地布置。此外，环路补偿电路60的第一节点连接到控制模块55的反馈端子FB，而环路补偿电路60的第二节点连接到误差放大器58的输出。

在实践中，误差放大器58将输出电压V_out的一部分与内部参考电压V_{ref_int}进行比较，并且产生控制电压V_c，该控制电压取决于与在上述输出电压V_out的一部分与内部参考电压V_{ref_int}之间的偏差成比例的误差信号，以便调整输出电压V_out。如上所述，对于第一级近似，控制电压V_c可以视作恒定的。升压转换器50的后续操作与回扫转换器3的后续操作类似。信号sS、sR、sGD的和初级绕组L₁中的电流I(t,θ)的时间图线的示例如图6A和6B中所示。此外，图6A示出了信号sZCD，该信号指示在其期间初级绕组L₁完全去磁的时段。

更详细地说，升压转换器50以所谓的“转换模式”(TM)操作，因为初级绕组L₁中的电流在短时段内消逝。

也即，无论所考虑的开关转换器的拓扑结构是什么(回扫、升压、降压等)，都由包括有电阻分压器、并且使得能够检测经整流的线路电压的一份额的线路感测电路，来进行正弦波参考的产生。这必然伴有在电阻分压器上发生耗散，该耗散根据开关转换器的相关应用以及对应尺寸，可能介于约十毫瓦到几十毫瓦之间。因此该损耗不可忽略，并且特别需要尽可能地减少该损耗。

实用新型内容

本实用新型的目标是提供一种能够至少部分克服现有技术中的上述缺点的开关转换器的控制模块。

根据本实用新型，提供了一种用于控制开关转换器的模块，所述开关转换器包括至少一个电感器元件以及一个开关元件、并且被配置成从输入电学量产生输出电学量，所述控制模块被配置成产生用于控制所述开关元件的切换的命令信号、并且包括估计器级，所述估计器级被配置成基于所述命令信号以及基于指示所述电感器元件去磁的时间间隔的第一输入信号、而产生与所述输入电学量成比例的估计信号；所述控制模块被配置成基于所述估计信号而产生所述命令信号。

附图说明

为更好地理解本实用新型，现在将纯粹地通过非限定的示例并且参考附图来描述本实用新型的优选实施例，其中：

–图1示出了已知类型的开关转换器的电路图；

–图2和图3示出了在图1中所示的开关转换器内产生的信号的时间图线；

–图4示出了关于图1中所示的开关转换器的方框图；

–图5示出了已知类型的开关转换器的电路图；

–图6A和图6B示出了在图5中所示的开关转换器内产生的信号的时间曲线图；

–图7示出了包括本实用新型的控制模块的开关转换器的电路图；

–图8示出了图7中所示的开关转换器的一部分的电路图；

–图9示出了在图7中所示的开关转换器内产生的信号的时间曲线图；

–图10示出了包括本实用新型的控制模块的开关转换器的电路图；

–图11A至图11D示出了与图10中所示的转换器等效的转换器的原理电路图；

–图12和图13示出了彼此等效的开关转换器的原理电路图；

–图14示出了包括本实用新型的控制模块的另一个开关转换器的电路图；

–图15A和图15B示出了在图14中所示的开关转换器内产生的信号的时间曲线图；以及

–图16示出了照明系统的方框图。

具体实施方式

本实用新型的申请人已经指出，在给定开关转换器的情况下，如何能够在不借助电阻分压器、而是使用估计器电路的情况下，产生与输入电压V_in(θ)成比例的信号，该估计器电路在使用中接收由开关转换器产生的输入信号。也即，在下文中将参考升压转换器进行描述本实用新型的控制模块，即便本实用新型也可以使用不同类型的转换器。具体而言，本实用新型控制模块参照图7中所示的升压转换器60进行描述，而该升压转换器又参照图5中的升压转换器50进行描述。除非另作说明，否则已存在于升压转换器50中的升压转换器60中的部件用相同的附图标记表示。

具体而言，升压转换器60的控制模块(用65表示)包括估计器电路67，并且不包括第一输入端子MULT。此外，升压转换器60不具有电阻分压器16。

更具体地说，估计器电路67包括电流发生器68和第一开关70、第二开关72和第三开关74以及相应电阻器76和相应电容器78，以下分别称“估计电阻器76”和“估计电容器78”。

具体而言，电流发生器68布置在第一内部节点N₁与第二内部节点N₂之间，并且被配置成将恒定电流I注入第二内部节点N₂中。

第一开关70连接在第二内部节点N₂与第三内部节点N₃之间。

估计电容器78连接在第三内部节点N₃与接地之间。估计电阻器76连接到第三内部节点N₃以及连接到第二开关72，该第二开关进一步连接到接地。换言之，第二开关72和估计电阻器76构成串联电路，该串联电路与估计电容器78并联布置。此外，第三内部节点N₃连接到乘法器24的第二输入。

第三开关74连接在第二内部节点N₂与接地之间。

第一开关70、第二开关72和第三开关74分别由第一命令信号、第二命令信号和第三命令信号控制。此外，第三命令信号等于第一命令信号的逻辑非。因此，可以分别将第一命令信号、第二命令信号和第三命令信号指定为A、B和

具体而言，当A＝‘1’时，电流发生器68电连接到第三内部节点N₃。但是，当A＝‘0’时，电流发生器68连接到接地。此外，当B＝‘1’时，估计电容器78与估计电阻器76并联。而当B＝‘0’时，估计电阻器76是浮置的。

因此，可以用T_A表示估计电容器78充电的时段，即，当A＝‘1’且B＝‘0’时。同样，可以用T_B表示估计电容器78放电的时段，即，当A＝‘0’且B＝‘1’时。同样，可以用T_AB表示估计电容器78浮置的时段，即，当A＝‘0’且B＝‘0’时。此外，假设切换时段T(θ)＝T_A(θ)+T_B(θ)+T_AB(θ)<<R*C<<1/f_line，其中f_line是电源线的频率，并且R和C分别是估计电阻器76的电阻以及估计电容器78的电容，可以忽略估计电容器78上的脉动，并且可以进一步假设估计电容器78上的电压跟随线路电压的波形。也即，通过对估计电容器78应用电荷平衡，可得出：

${\mathrm{IT}}_A\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{V_e\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R}{T}_B\left(\mathrm{\&theta;}\right)---\left(1\right)$

其中R是估计电阻器76的电阻。因此，估计电容器78本身的电压V_e(θ)是

$V_e\left(\mathrm{\&theta;}\right)=RI\frac{T_A\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_B\left(\mathrm{\&theta;}\right)}---\left(2\right)$

换言之，初级绕组L₁上的磁通量的平衡的计算可得出：

V_in(θ)T_ON(θ)＝[(V_OUT+V_F)-V_in(θ)]T_FW(θ)(3)

其中T_FW(θ)是初级绕组L₁的芯发生去磁的时段，而T_ON(θ)是晶体管M导通的时段，因此是初级绕组L₁的芯发生磁化的时段。

从方程式(3)可得出下式：

$\frac{V_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{V_{OUT}+V_F}=\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)+T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}=\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)-T_R}---\left(4\right)$

其中V_OUT+V_F对于第一级近似是恒定的，并且V_F是输出二极管D上的电压降。

同样，在此参照方程式(2)，通过实施T_A＝T_FW和T_B＝T-T_R，可得出

$V_e\left(\mathrm{\&theta;}\right)=RI\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)-T_R}---\left(5\right)$

即，但是对于标度因数，电压V_e(θ)具有与输入电压V_in(θ)相同的图线。事实上，从方程式(4)和(5)中可得出

$V_e\left(\mathrm{\&theta;}\right)=RI\frac{V_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{(V_{OUT}+V_F)}={\mathrm{KV}}_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)---\left(6\right)$

该方程式证明了估计电容器78上的电压V_e(θ)与输入电压V_in(θ)之间存在的正比例，并且因此在乘法器24的输入处的电压与输入电压V_in(θ)之间存在的正比例。因此电压V_e(θ)与电压V_in(θ)具有相同的相位，并且从而具有相同的时间图线。

根据上文，控制模块65使得A＝sFW并且其中sFW是当初级绕组L₁发生去磁时等于“1”、而在其他情况下等于“0”的信号；而信号等于信号sZCD的逻辑非，在初级绕组L₁完全去磁时(即，当初级绕组L₁中的电流I(t,θ)等于零时)等于“1”，在其他情况下等于“0”。

更具体地说，例如，信号sZCD可以通过零电流检测电路36来产生。在这种情况下，零电流检测电路36不仅具有上述连接到第一逻辑门34的输出，而且具有在其上提供信号sZCD的另一个输出。此外，零电流检测电路36继续在连接到逻辑门34的输出上提供信号，以使得触发器28的设定输入上存在上述信号sS。

对于信号sFW，如图8中所示，该信号是基于信号sZCD并且基于信号sGD而产生的，其如上所述，在晶体管M导通时等于“1”并且在晶体管M被截止时等于“0”。具体而言，虽然图7中未示出，但是控制模块65包括NOR型的第二逻辑门80，该第二逻辑门在输入处接收信号sGD和sZCD，并且产生信号sFW。涉及第二逻辑门80的电连接未图示，另一方面，连接到第二开关72和第三开关74并且被设计成分别从信号sZCD和sFW产生信号和的逻辑反相器也未图示。信号sFW、sGD和sZCD的示例如图9中所示。

如图10中所示，并且如上所述，估计器电路67也可以在回扫转换器(在此用90表示)的情况下使用。在这种情况下，估计器电路67再一次被包括在控制模块(在此用95表示)中。此外，出于下文描述的原因，有A＝sFW并且B＝sGD。在图10中，未图示估计器电路67和零电流检测电路36与触发器28的输出Q之间的连接、以及第二逻辑门80。

具体而言，初级绕组(用L_p表示)上的磁通量的平衡可得出

V_in(θ)T_ON(θ)＝n(V_OUT+V_F)T_FW(θ)(7)

据此可得出

$V_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=n(V_{OUT}+V_F)\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}---\left(8\right)$

回顾方程式(2)，从方程式(8)中现在表明，通过应用T_A＝T_FW且T_B＝T_ON，并且因此A＝sFW且B＝sGD，可得出，

$V_e\left(\mathrm{\&theta;}\right)=RI\frac{V_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{n(V_{OUT}+V_F)}=K_1{V}_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)---\left(9\right)$

此外，估计器电路67还可以在其拓扑结构等效于回扫拓扑结构的转换器的情况下使用，即，转换器的转换比率V_out/V_in与表征回扫转换器的转换比率V_out/V_in相同。在这种情况下，第一命令信号A、第二命令信号B和第三命令信号与参考图10所述的命令信号相同。

等效于回扫拓扑结构的拓扑结构的示例如图11A-图11D的综合地图示。在图11A-图11D中，之前已图示的部件用相同的附图标记表示。此外，图11A-图11D仅针对相对于参考图10的描述的差异而简单地描述。此外，初级绕组称为“第一电感器L₁”。同样，图11A-图11D中所述的电路图是原理电路图，因此并不完整，而是仅限于示出对应转换器的一些部件和一些电连接，以便突出转换器本身的类型，这些类型实质上取决于无功元件以及晶体管M的布置。

具体而言，图11A示出了降压-升压转换器111a，其中输出二极管D的阳极连接到第一电感器L₁的第二端子，而输出电容器C_out连接到第一电感器L₁的第一端子以及连接到输出二极管的阴极。此外，在图11A中用100表示的是包括控制模块95的栅极驱动级。出于之前所述的原因，栅极驱动级100被图示为不包括输入，即便在实际情况中它包括上述输入ZCD和CS、以及以自身已知的方式连接的反馈端子FB。

图11B示出了Cuk转换器111b，该Cuk转换器还包括附加电容器C₁，该附加电容器连接到第一电感器L₁的第二端子以及连接到输出二极管D的阳极，该输出二极管D的阴极连接到晶体管M的源极端子。此外，存在第二电感器L₂，该第二电感器L₂连接在输出二极管D的阳极与输出电容器C_out的第一端子之间，该输出电容器C_out的第二端子连接到晶体管M的源极端子。

图11c示出了SEPIC转换器111c，其中输出二极管D以及第二电感器L₂的位置相对于Cuk转换器111b是相反的。因此，输出二极管D的阳极以及第二电感器L₂的第一端子连接到未连接到第一电感器L₁的附加电容器C₁的端子。第二电感器L₂的第二端子连接到晶体管M的源极端子。输出电容器C_out布置在输出二极管D的阴极与晶体管M的源极端子之间。

图11D示出了Zeta转换器111d，也称为“反向SEPIC(invertedSEPIC)”，其中晶体管M的漏极端子和源极端子分别连接到输入电容器C_in的第一端子以及第一电感器L₁的第一端子，该第一电感器L₁的第二端子连接到输入电容器C_in的第二端子。附加电容器C₁布置在第一电感器L₁的第一端子与输出二极管D的阴极之间，该输出二极管D的阴极连接到第一电感器L₁的第二端子。第二电感器L₂的第一端子连接到二极管D的阴极。输出电容器C_out布置在第二电感器L₂的第二端子与输出二极管D的阳极之间。

如图12中所示，估计器电路67还可以在降压转换器120的情况下使用。具体而言，图12以类似于图11A-图11D的表示的方式，示出了降压转换器120的原理图，即，不是包括了所有的部件和对应的连接。

具体而言，晶体管M的漏极端子和源极端子分别连接到输入电容器C_in的第一端子以及连接到输出二极管D的阴极，该输出二极管D的阳极连接到输入电容器C_in的第二端子。第一电感器L₁的第一端子连接到输出二极管D的阴极，而第一电感器L₁的第二端子连接到输出电容器C_out的第一端子，该输出电容器C_out的第二端子连接到输出二极管的阳极。

在这种情况下，估计器电路67仍然被包括在栅极驱动级100中。此外，出于以下给出的原因，有并且B＝sGD。

具体而言，第一电感器L₁的磁通量的平衡可得出

[V_in(θ)-V_OUT]T_ON(θ)＝(V_OUT+V_F)T_FW(θ)(10)

据此，考虑到V_F<<V_OUT，可得出，对于第一级近似，

$\frac{V_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{V_{OUT}}=\frac{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)+T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}=\frac{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)-T_R}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}---\left(11\right)$

根据方程式(2)，从方程式(11)现在突出了如何通过实施T_A＝T-T_R且T_B＝T_ON并且因此且B＝sGD而得出

$V_e\left(\mathrm{\&theta;}\right)=RI\frac{V_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{V_{OUT}}=K_2{V}_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)---\left(12\right)$

估计器电路67还可以在转换器的拓扑结构等效于降压拓扑结构的拓扑结构的情况下使用。在这种情况下，第一命令信号A、第二命令信号B和第三命令信号与参考图12所述的命令信号相同。

等效于降压拓扑结构的拓扑结构的示例在图13中综合地图示。

具体而言，图13示出了反向降压转换器130，其中输出二极管D的阴极与输出电容器C_out的第一端子连接到第一输入端子C_in。输出二极管D的阳极和输出电容器C_out的第二端子分别连接到第一电感器L₁的第一端子和第二端子。晶体管M的漏极端子和源极端子分别连接到第一电感器L₁的第一端子以及输入电容器C_in的第二端子。

图14示出了另一个实施例，在下文中将针对相对于图7所示的实施例的差异来进行描述。

具体而言，用160表示的升压转换器不具有乘法器24。此外，估计器电路(用167表示)的电流发生器(用168表示)是可变型的。

更具体而言，电流发生器168在输入处接收由误差放大器58产生的控制电压V_c。此外，以自身已知的方式，电流发生器168产生的电流与控制电压V_c成正比。换言之，通过用I_CH表示电流发生器168产生的电流而指定，有I_CH＝G_M·V_c，其中G_M恒定、并且等于电流发生器168的跨导。

估计器电路167的第三内部节点N₃直接连接到比较器26的负输入端子。

也即，根据方程式(3)和(4)仍然适用，估计电容器78的电荷平衡得出

$I_{CH}\left(\mathrm{\&theta;}\right)T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{{\mathrm{Vcs}}_{REF}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R}\&lsqb;T\left(\mathrm{\&theta;}\right)-T_R\&rsqb;---\left(13\right)$

其中V_e被设定成等于Vcs_REF。

其满足

${\mathrm{Vcs}}_{REF}\left(\mathrm{\&theta;}\right)={\mathrm{RG}}_M{V}_C\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)-T_R}---\left(14\right)$

应用方程式(4)并且将V_in(θ)表示为V_in,pk·sin(θ)，其中V_in,pk是输入峰值电压，最后得出

${\mathrm{Vcs}}_{REF}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=V_c\frac{G_{M}R}{V_{OUT}+V_F}{V}_{in,pk}sin\mathrm{\&theta;}---\left(15\right)$

考虑到图5中所示的已知类型的升压转换器60，并且用Vcs_REF’表示乘法器24的输出上存在的电压，可得出

Vcs_REF'(θ)＝K_MV_cMULT(θ)＝K_MK_PV_cV_in,pksinθ(16)

其中K_P＝R₂/(R₁+R₂)，并且K_M是乘法器24的增益。因此，考虑到方程式(15)和(16)，可注意到如果K_M·K_P＝(G_M·R)/(V_OUT+V_F)，则如何Vcs_REF＝Vcs_REF’。在升压转换器160内产生的信号如图15A和图15B所示。

在实践中，通过以与控制电压V_c成正比的方式采用可变的电流发生器，在估计电容器78上得到的电压V_e(θ)可以等于传统地由乘法器24产生的电压Vcs_REF，该乘法器通常产生与控制电压V_c成正比的参考信号，并且具有与输入电容器C_in上存在的电压相同的轮廓。因此可以删除乘法器24，从而简化控制模块、并且减少其面积。此外，即便图14纯粹地以示例的方式指代升压转换器，但是可变型电流发生器168也可以采用任何类型的转换器，例如，回扫转换器或者降压转换器以及/或者等效的转换器。通过这种方式，也可以删除这些转换器中的乘法器。

无论是否存在乘法器，任一个上述的开关转换器(因此，包括估计器电路)可用于向例如一个或多个固态照明装置供电。例如，图16示出了照明系统200，在不失一般性的情况下，该照明系统连接到交流电压发生器202。照明系统200包括桥式整流器2和根据上述任一个实施例的开关转换器204。此外，照明系统200还包括例如由LED或者LED阵列构成的负载206。

根据以上描述和图示的内容，本解决方案的优点清楚地显现出。

具体而言，本实用新型控制模块使得能够以这样的方式产生电压Vcs_REF(θ)，使得其具有经整流的正弦波的形式、并且其幅度取决于控制电压V_c，而无需将电阻分压器耦合到输入电容器C_in，从而消除了与上述电阻分压器相关联的损耗。

此外，本实用新型控制模块还可以在转换器的输入处存在直流电压而不是交流电压的情况下采用，此外还可以在转换器被配置成调节输出电流而不是输出电压的情况下采用。在后一种情况下，反馈电路以自身已知的方式，产生与输出电流而不是输出电压成比例的信号。

此外，在估计器电路的电流发生器可变并且与控制电压V_c成正比的情况下，控制模块不包括传统的乘法器。

总而言之，显而易见，如随附的权利要求书所限定，可以在不脱离本实用新型的范围的前提下，对所描述和图示的内容进行修改和改变。

例如，第三开关74可以不仅连接到第二内部节点N₂，而且还可以连接到第一内部节点N₁而不是接地。此外，估计电阻器76和第二开关72的串联电路内的定位可以是相反的。

此外，本实用新型的控制模块还可以被包括在以所谓的“电压模式”控制的开关转换器中，或者还被包括在以平均电流模式控制的开关转换器中。

最后，本实用新型估计器电路还可以用在开关转换器的控制模块的外部，即，其使用独立于开关转换器的控制环路内的电压V_e的后续使用。

Claims (12)

1.一种用于开关转换器(60；90；120)的控制模块，其特征在于，所述开关转换器(60；90；120)包括至少一个电感器元件(L_p；L₁)以及一个开关元件(M)、并且被配置成从输入电学量(V_in)产生输出电学量(V_out)，所述控制模块被配置成产生用于控制所述开关元件的切换的命令信号(sGD)、并且包括估计器级(67；167)，所述估计器级被配置成基于所述命令信号(sGD)以及基于指示所述电感器元件去磁的时间间隔的第一输入信号(sZCD)、而产生与所述输入电学量(V_in)成比例的估计信号(V_e)；所述控制模块被配置成基于所述估计信号(V_e)而产生所述命令信号(sGD)。

2.根据权利要求1所述的控制模块，其特征在于，包括参考级(24、67；167)，所述参考级包括所述估计器级(67；167)、并且被配置成接收根据所述输出电学量(V_out)和参考电学量(V_{ref_int})的控制信号(V_c)，所述参考级被配置成产生取决于所述控制信号(V_c)并且与所述输入电学量(V_in)成比例的比较信号；所述控制模块进一步被配置成基于所述比较信号(Vcs_REF)而产生所述命令信号(sGD)。

3.根据权利要求2所述的控制模块，其特征在于，还包括命令级(26、28、36)，所述命令级被配置成接收所述比较信号(Vcs_REF)、所述第一输入信号(sZCD)、和第二输入信号(V_cs)，所述第二输入信号取决于在所述电感器元件(L_p；L₁)的去磁的过程中在所述电感器元件(L_p；L₁)中存在的电流，所述命令级被配置成产生内部信号(sR)，所述内部信号(sR)指示所述第二输入信号(V_cs)与所述比较信号(Vcs_REF)之间的比较，并且用于产生根据所述内部信号(sR)并且根据所述第一输入信号(sZCD)的所述命令信号(sGD)。

4.根据前述权利要求中的任一所述的控制模块，其特征在于，其中所述估计器级(24、67；127)包括：

-电流发生器(68；168)，所述电流发生器(68；168)连接在输出节点(N₃)与位于第一参考电位处的第一端子(N₁)之间；

-第一开关(70)，所述第一开关(70)连接在所述电流发生器与所述输出节点之间；

-电容器(78)，所述电容器(78)连接在所述输出节点与在第二参考电位下的第二端子之间；

-串联电路，所述串联电路包括电阻器(76)和第二开关(72)，所述串联电路连接在所述输出节点与所述第二端子之间；并且

其中所述第一开关和所述第二开关是基于所述第一输入信号(sZCD)以及基于所述命令信号(sGD)而被控制的。

5.根据权利要求2所述的控制模块，其特征在于，

其中所述估计器级(24、67；127)包括：

-电流发生器(68；168)，所述电流发生器(68；168)连接在输出节点(N₃)与位于第一参考电位处的第一端子(N₁)之间；

-第一开关(70)，所述第一开关(70)连接在所述电流发生器与所述输出节点之间；

-电容器(78)，所述电容器(78)连接在所述输出节点与在第二参考电位下的第二端子之间；

-串联电路，所述串联电路包括电阻器(76)和第二开关(72)，所述串联电路连接在所述输出节点与所述第二端子之间；并且

其中所述第一开关和所述第二开关是基于所述第一输入信号(sZCD)以及基于所述命令信号(sGD)而被控制的，并且

其中所述电流发生器(68；168)是可变型的、并且被配置成产生取决于所述控制信号(V_c)的电流。

6.根据权利要求3所述的控制模块，其特征在于，

其中所述估计器级(24、67；127)包括：

-电流发生器(68；168)，所述电流发生器(68；168)连接在输出节点(N₃)与位于第一参考电位处的第一端子(N₁)之间；

-第一开关(70)，所述第一开关(70)连接在所述电流发生器与所述输出节点之间；

-电容器(78)，所述电容器(78)连接在所述输出节点与在第二参考电位下的第二端子之间；

-串联电路，所述串联电路包括电阻器(76)和第二开关(72)，所述串联电路连接在所述输出节点与所述第二端子之间；并且

其中所述第一开关和所述第二开关是基于所述第一输入信号(sZCD)以及基于所述命令信号(sGD)而被控制的，并且

其中所述电流发生器(68；168)是可变型的、并且被配置成产生取决于所述控制信号(V_c)的电流。

7.根据权利要求4所述的控制模块，其特征在于，其中所述估计器级(24、67；167)进一步被配置成接收指示所述电感器元件(L_p；L₁)去磁的时间间隔的第三输入信号(sFW)；并且其中所述第一开关(70)在所述电感器元件去磁的所述时间间隔内闭合，并且在其他情况下断开；并且其中所述第二开关(72)在所述开关元件(M)导通的时间间隔内闭合，并且在其他情况下断开。

8.根据权利要求4所述的控制模块，其特征在于，其中所述估计器级(24、67；167)进一步被配置成接收指示所述电感器元件(L_p；L₁)去磁的时间间隔的第三输入信号(sFW)；并且其中所述第一开关(70)在所述电感器元件去磁的所述时间间隔内闭合，并且在其他情况下断开；并且其中所述第二开关(72)在所述电感器元件至少部分地磁化的时间间隔内闭合，并且在其他情况下断开。

9.根据权利要求4所述的控制模块，其特征在于，其中所述第一开关(70)在所述电感器元件(L_p；L₁)至少部分地磁化的时间间隔内闭合，并且在其他情况下断开；并且其中所述第二开关(72)在其中所述开关元件(M)导通的时间间隔内闭合，并且在其他情况下断开。

10.一种开关转换器，其特征在于，包括根据前述权利要求中的任一所述的控制模块(65；95)。

11.一种照明系统，其特征在于，包括根据权利要求9所述的开关转换器(204)、以及连接到所述开关转换器的光源(206)。

12.一种估计器级，用于根据权利要求1至3中的任一所述的控制模块，其特征在于，被配置成基于所述命令信号(sGD)以及基于所述第一输入信号(sZCD)而产生所述估计信号(V_e)。