TW202110058A - 功率轉換器電路中電子開關驅動方法及控制電路 - Google Patents

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Abstract

揭露了一種用於在連續驅動週期中驅動電力轉換器中的耦接至電感器（21）的電子開關（22）的方法和控制電路以及電力轉換器，每個驅動週期包括導通時間和關斷時間。驅動電子開關（22）包括：在驅動週期中的導通時間期間測量電感器電壓，以獲得第一測量值（V1）；在驅動週中的關斷時間期間測量電感器電壓，以獲得第二測量值（V2）；獲得取決於第一測量值（V1）和第二測量值（V2）之和的第一電壓測量訊號（S12 ）；以及根據回饋訊號（SFB ）和第一電壓測量訊號（S12 ）調整後續驅動週期中的導通時間（TON ）。

Description

功率轉換器電路中電子開關驅動方法及控制電路
本揭露內容總體上涉及一種電力轉換器，特別地涉及一種用於驅動開關模式電力轉換器中的電子開關的方法。
開關模式電力轉換器電路被廣泛用於在各種電子應用中轉換電力，各種電子應用例如機動車應用、工業應用、電信應用、家用應用或消費電子應用。開關模式電力轉換器可以包括電子開關、耦接至電子開關的電感器以及耦接至電感器的整流器電路。藉由這種類型的開關模式電力轉換器來轉換電力通常包括藉由電力轉換器在輸入端處接收輸入電壓和輸入電流以及在複數連續驅動週期中驅動電子開關，每個驅動週期包括導通時間和關斷時間，其中，電感器在導通時間期間從輸入端處接收能量，並且在關斷時間期間將能量傳輸至整流器電路。可以藉由適當地調整導通時間和關斷時間的持續時間來調節電力轉換器的輸出參數，例如輸出電壓或輸出電流。
某些類型的電力轉換器電路被配置成接收交流電壓或整流後的交流電壓作為輸入電壓，並且除了調節輸出參數之外，還被配置成調節輸入電流使得各個驅動週期中的平均輸入電流基本上與輸入電壓成比例。這種類型的電力轉換器電路通常稱為PFC（功率因數校正）電力轉換器、PFC轉換器或PFC級。被配置成驅動PFC轉換器中的電子開關的驅動電路通常稱為PFC控制器。
需要用於驅動PFC電力轉換器——特別是其中輸入和輸出被電隔離的PFC轉換器——中的電子開關的簡單且有效的方法，以及被配置成實現該方法的驅動電路。
[01]
一個示例涉及一種方法。該方法包括在連續驅動週期中驅動電力轉換器中的耦接至電感器的電子開關，每個驅動週期包括導通時間和關斷時間，其中，電感器耦接至輔助繞組。驅動電子開關包括：在驅動週期中的導通時間期間測量輔助繞組兩端的輔助電壓，以獲得第一測量值；在驅動週期中的關斷時間期間測量輔助電壓，以獲得第二測量值；獲得取決於第一測量值和第二測量值之和的第一電壓測量訊號；以及根據回饋訊號和第一電壓測量訊號調整連續驅動週期中的導通時間。
另一示例涉及一種控制電路，該控制電路被配置成在連續驅動週期中驅動電力轉換器中的耦接至電感器的電子開關，每個驅動週期包括導通時間和關斷時間。該控制電路被配置成：在驅動週期的導通時間期間測量耦接至電感器的輔助繞組兩端的輔助電壓，以獲得第一測量值；在驅動週期的關斷時間期間測量輔助電壓，以獲得第二測量值；獲得取決於第一測量值和第二測量值之和的第一電壓測量訊號；以及根據回饋訊號和第一電壓測量訊號調整第二驅動週期中的導通時間。
[32]
在下面的詳細描述中，參照附圖。附圖形成說明書的一部分，並且出於說明目的，示出了可以如何使用和實施本發明的示例。應當理解的是，除非另外特別指出，否則本文中所描述的各種實施方式的特徵可以彼此組合。[33]
圖1示出了電力轉換器的一個示例。該電力轉換器包括被配置成接收輸入電壓VIN 的輸入端11、12和被配置成提供輸出電壓VOUT 和輸出電流IOUT 的輸出端13、14。電力轉換器可以被配置成調節輸出參數，例如輸出電壓VOUT 、輸出電流IOUT 或輸出功率（其由輸出電壓VOUT 乘以輸出電流IOUT 給出），使得輸出參數具有預定義值。[34]
參照圖1，電力轉換器還包括連接至輸入端11、12的開關電路2和連接在開關電路2與輸出端13、14之間的整流器電路3。開關電路2包括電子開關22和耦接至電子開關22的電感器21。電子開關22由在電子開關22的驅動輸入端處接收的驅動訊號SDRV 控制，使得電子開關22根據驅動訊號SDRV 而導通或關斷。可以使用任何類型的電子開關，例如MOSFET（金屬氧化物半導體場效應電晶體）、IGBT（絕緣柵雙極電晶體）、HEMT（高電子遷移率電晶體）等來實現電子開關22。[35]
僅出於說明的目的，圖1所示的電力轉換器是反馳式轉換器。在這種情況下，電感器21是具有初級繞組211 和次級繞組212 的變換器，其中，初級繞組211 與電子開關22串聯連接，並且包括初級繞組211 和電子開關22的串聯電路連接至輸入端11、12。即，包括初級繞組211 和電子開關22的串聯電路連接在輸入端11、12的第一輸入節點11與第二輸入節點12之間。次級繞組212 感應地耦接至初級繞組211 並且連接至整流器電路3。根據一個示例，次級繞組212 的繞組方向與初級繞組211 的繞組方向相反。在圖1所示的電力轉換器中，藉由電子開關22的開關模式操作來控制藉由變換器的初級繞組211 的電流I2。這在下文中進一步詳細說明。[36]
可選地，電力轉換器還包括變換器的輔助繞組23。該輔助繞組23感應地耦接至初級繞組211 和次級繞組212 。輔助繞組23兩端的電壓VAUX 在下文中稱為輔助電壓。輔助電壓VAUX 基本上與初級繞組211 兩端的電壓V211 成比例，其中，輔助電壓VAUX 和初級繞組211 兩端的電壓V211 之間的比例因數取決於輔助繞組23的匝數與初級繞組211 的匝數之間的比率。初級繞組兩端的電壓V211 在下文也被稱為電感器電壓或初級電壓。根據一個示例，輔助電壓VAUX 是參考第二輸入節點12的電壓。該第二輸入節點12在下文中也稱為接地節點GND。[37]
參照圖1，電力轉換器還包括回饋電路15。回饋電路15接收表示要被調節的輸出參數的輸出訊號SOUT 。即，輸出訊號SOUT 可以表示輸出電壓VOUT 、輸出電流IOUT 或輸出功率POUT 。根據一個示例，輸出訊號SOUT 表示輸出電壓VOUT ，並且基本上與輸出電壓VOUT 成比例。根據另一示例，輸出訊號SOUT 表示輸出電流IOUT ，並且基本上與輸出電流IOUT 成比例。可以藉由使用任何種類的電壓、電流或功率測量電路以常規方式測量相應的輸出參數來獲得輸出訊號SOUT 。這樣的電路是眾所周知的，因此在這方面不需要進一步的說明。[38]
回饋電路15被配置成基於輸出訊號SOUT 產生回饋訊號SFB 。電力轉換器還包括驅動電路4，該驅動電路4在第一輸入端41處接收回饋訊號SFB ，並且被配置成基於回饋訊號SFB 在輸出端40處產生驅動訊號SDRV 。參照圖1，連接至輸出端13、14的負載Z（以虛線示出）可以接收由電力轉換器提供的輸出電力。取決於負載Z的電力消耗，經調節的輸出參數例如輸出電壓VOUT 或輸出電流IOUT 可以變化。回饋電路15被配置成產生回饋訊號SFB 使得回饋訊號SFB 抵消經調節的輸出參數的這樣的變化，基於該回饋訊號SFB 驅動電子開關22。更具體地，產生回饋訊號SFB ，使得在電力轉換器的穩定狀態下，藉由電子開關22的開關模式操作控制的電力轉換器的輸入電力基本上等於由負載Z接收的輸出電力。回饋電路15和驅動電路4形成控制回路，該控制回路被配置成調節輸出參數。[39]
藉由回饋電路15產生回饋訊號SFB 可以包括將輸出訊號SOUT 與參考訊號SREF 進行比較、基於將輸出訊號SOUT 與參考訊號SREF 進行比較來計算誤差訊號以及基於誤差訊號產生回饋訊號SFB 。參考訊號SREF 表示輸出參數的期望值。基於誤差訊號產生回饋訊號SFB 可以包括使用具有P（比例）特性、I（積分）特性、PI（比例-積分）特性或PID（比例-積分-微分）特性中的任一種的濾波器對誤差訊號進行濾波。基於誤差訊號在電力轉換器中產生回饋訊號是眾所周知的，因此在這方面不需要進一步的說明。[40]
參照圖1，耦接器16可以連接在回饋電路15與驅動電路4之間。由於變換器21，在輸入端11、12和輸出端13、14之間存在電隔離。耦接器16被配置成經由電隔離將回饋訊號SFB 從回饋電路15傳輸至驅動電路4。耦接器16可以包括光耦接器、電感耦接器、電容耦接器等。在圖1所示的示例中，耦接器16連接在回饋電路15與驅動電路4之間。在這種情況下，回饋電路15佈置在電力轉換器的次級側。然而，這僅是一個示例。根據（未示出的）另一示例，回饋電路佈置在初級側並且接收輔助電壓VAUX 。當開關處於關斷狀態時，輔助電壓VAUX 基本上與輸出電壓VOUT 成比例。下文中參照圖3說明後者。[41]
整流器電路3被配置成對次級繞組212 兩端的電壓V212 進行整流。整流器電路3可以以各種方式實現。在圖2中示出了整流器電路3的一個示例。在該示例中，整流器電路3包括具有連接至次級繞組212 的整流器元件31和電容器32的串聯電路。根據一個示例，輸出電壓VOUT 是電容器32兩端的電壓。可以連接至負載的負載Z可以是任何種類的負載或負載電路。負載Z可以包括另一電力轉換器，該另一電力轉換器被配置成提供具有與輸出電壓VOUT 的電壓電平不同的電壓電平的電壓。[42]
以開關模式的方式操作電子開關22包括在複數連續驅動週期中操作電子開關22，其中，在這些驅動週期中的每個驅動週期中，電子開關22導通達導通時間，並且關斷達關斷時間。這在下麵參照圖3進一步詳細說明。[43]
圖3示出了藉由初級繞組211 和開關22的電流I2、藉由次級繞組212 的電流I3、初級繞組211 兩端的電壓V211 、輔助電壓VAUX 、開關22兩端的電壓V22和驅動訊號SDRV 的訊號圖。在下文中，藉由初級繞組211 和開關22的電流I2也稱為初級電流，藉由次級繞組212 的電流I3也稱為次級電流，初級繞組211 兩端的電壓V211 也稱為初級電壓，並且開關22兩端的電壓V22也稱為開關電壓。圖3示出了在一個驅動週期中操作電力轉換器。該驅動週期的持續時間T由導通時間的持續時間TON 加上關斷時間的持續時間TOFF 給出。“導通時間”是電子開關22導通的時間段，並且“關斷時間”是電子開關22關斷的時間段。當驅動訊號SDRV 具有導通電平時，電子開關22導通，並且當驅動訊號SDRV 具有關斷電平時，電子開關斷開。僅出於說明的目的，在圖3中所示的示例中，導通電平是高訊號電平並且關斷電平是低訊號電平。[44]
參照圖3，初級電流I2在導通時間期間增加（其中，初級電流I2的增加基本上與輸入電壓VIN 成比例，並且與變換器21的電感成反比）。此外，在導通時間期間，次級電流I3為零，初級電壓V211 基本上等於輸入電壓VIN ，並且開關電壓V22基本上為零。在圖1所示的示例中，輔助電壓VAUX 的繞組方向使得輔助電壓VAUX 在導通時間期間為負。參考以上，輔助電壓VAUX 的幅值與初級電壓V211 的幅值成比例。因此，在導通時間期間，輔助電壓VAUX 的幅值V1與輸入電壓VIN 成比例。[45]
參照圖3，當開關22關斷時，初級電流I2變為零，並且次級電流I3跳至初始值，次級電流I3從該初始值逐漸減小。初級電壓V211 改變其極性，並且等效地輔助電壓VAUX 改變其極性。初級電壓V211 的幅值基本上由n∙VOUT 給出，其中，n由初級繞組211 的匝數N1 與次級繞組212 的匝數N2 之間的比率給出（n = N1 /N2 ）。在關斷時間期間，輔助電壓VAUX 的幅值V2再次與初級電壓V211 成比例，使得在關斷時間期間，輔助電壓VAUX 的幅值V2與輸出電壓VOUT 成比例。輔助電壓VAUX 與初級電壓V211 之間的比例因數在導通時間和關斷時間期間相同。此外，在關斷時間期間，開關電壓V22基本上等於輸入電壓VIN 加上初級電壓V211 的幅值。應當注意的是，初級電壓V211 並不是恰好與輸出電壓VOUT 成比例，而是與輸出電壓VOUT 加上跨整流器電路3的電壓成比例，其中，跨整流器電路3的電壓隨著變換器被消磁而減小。然而，跨整流器電路3的該電壓與輸出電壓VOUT 相比可忽略，使得在關斷時間期間初級電壓V211 可以被認為與輸出電壓VOUT 成比例。[46]
在導通時間期間，能量被磁存儲在變換器21中，並且在關斷時間期間，該能量經由整流器電路3從變換器21傳輸至輸出端13、14。在變換器21中存儲能量與使變換器磁化相關聯，並且將能量從變換器21傳輸至輸出端13、14與使變換器消磁相關聯。在圖3所示的示例中，關斷時間足夠長以使變換器21完全消磁。當變換器完全消磁時，（負）初級電壓V211 增大，並且（正）輔助電壓VAUX 減小。在圖3所示的示例中，當輔助電壓VAUX 過零時或在輔助電壓VAUX 過零之後不久，電子開關22再次導通。在下文中，電力轉換器的這種工作模式稱為第一工作模式或准諧振模式。在這種類型的工作模式下，一個驅動週期的持續時間T取決於導通時間的持續時間TON 和關斷時間的持續時間TOFF ，其中，隨著導通時間的持續時間增加，關斷時間的持續時間增加，並且其中，對於給定的導通時間的持續時間，隨著輸入電壓VIN 增加，關斷時間的持續時間增加。[47]
在圖3中，tDEMAG 表示消磁時刻，其是變換器21已完全消磁的時刻。在關斷時間開始與消磁時刻tDEMAG 之間的時間段TDEM 中給出了初級電壓V211 與輸出電壓VOUT 之間的上述比例。在下文中該時間段TDEM 也稱為消磁時間段。[48]
根據一個示例，輸入電壓VIN 是整流後的交流電壓，例如圖4中所示的整流後的正弦電壓。例如，可以藉由橋式整流器（圖中未示出）從正弦電網電壓產生整流後的正弦電壓。[49]
在圖1所示類型的電力轉換器的許多不同應用中，不僅期望控制輸出參數使得其基本上等於期望值，而且還期望控制輸入電流IIN 使得輸入電流IIN 的平均值跟隨輸入電壓VIN 的訊號波形，在圖1所示的示例中，輸入電流IIN 是藉由初級繞組211 和開關22的電流I2。即，期望控制輸入電流IIN ，使得在每個驅動週期中，輸入電流IIN 的平均值基本上與輸入電壓VIN 的瞬時值成比例，其中，輸入電流IIN 的平均值與輸入電壓VIN 之間的比例因數可以根據負載Z的電力消耗而變化。具有這種功能的電力轉換器通常稱為PFC（功率因數校正）轉換器。在下文中，輸入電流IIN 的平均值也稱為平均輸入電流IIN_AVG 。[50]
應當注意，由電力轉換器從輸入端接收的電力與輸入電壓的平方成比例。例如，當輸入電壓VIN 是正弦電壓時，由電力轉換器接收的輸入電力具有正弦方波，其中，該正弦方波的幅度取決於負載的電力消耗。整流器電路3的至少一個電容器，例如圖2中的電容器32，確保可以提供基本恆定的輸出電壓VOUT 和基本恆定的輸出電流IOUT 。然而，輸出電壓VOUT 可能不是完全恆定，而是可能包括週期性的電壓紋波，該電壓紋波的頻率由輸入電壓VIN 的頻率的兩倍給出。該電壓紋波是由於當平均輸入電流IIN_AVG 與輸入電壓VIN 成比例時發生的輸入電力的變化而引起的。回饋電路15可以被配置成濾除這些紋波，使得它們不會對控制回路產生負面影響。濾除這些紋波可以包括使用陷波濾波器或使用具有相對長的積分視窗的積分濾波器。[51]
圖5示出了用於控制電力轉換器的工作使得以相當簡單的方式實現調節輸出參數和調節平均輸入電流IIN_AVG 的波形兩者的方法的流程圖。參照圖5，該方法包括：在一個驅動週期中的導通時間期間測量電感器電壓以獲得第一測量值（101），在一個驅動週期中的關斷時間期間測量電感器電壓以獲得第二測量值（102），以及基於第一測量值和第二測量值之和並基於回饋訊號來調整至少一個後續驅動週期中的導通時間的持續時間（103）。電感器電壓是初級繞組兩端的電壓V211 ，其是根據一個示例的初級電壓。根據一個示例，獲得第一測量值和第二測量值包括：獲得第一測量值使得其與在導通時間期間的電感器電壓成比例，以及獲得第二測量值使得其與在關斷時間期間的電感器電壓的幅值成比例。[52]
根據一個示例，電感器電壓是初級電壓V211 或次級電壓V212 ，並且測量電感器電壓V211 包括測量輔助電壓VAUX ，輔助電壓VAUX 如上面說明的與初級電壓V211 （和次級電壓V212 ）成比例。在這種情況下，獲得第一測量值和第二測量值包括：獲得第一測量值使得其與輔助電壓VAUX 的在導通時間期間的幅值V1成比例，以及獲得第二測量值使得其與輔助電壓VAUX 的在關斷時間期間的幅值V2成比例。輔助電壓VAUX 在導通時間期間的幅值V1和在關斷時間期間的幅值V2也在圖3中示出。在關斷時間期間獲得第二測量值可以包括在關斷時間開始與消磁時刻tDEMAG 之間，即在電感器電壓基本上與輸出電壓VOUT 成比例的時間段期間獲得第二測量值。[53]
在下面說明的示例中，測量電感器電壓包括測量輔助電壓VAUX 。然而，這僅是一個示例。也可以以任何其他方式測量電感器電壓，例如藉由測量輸入電壓VIN 和開關電壓V22並計算差值來測量電感器電壓。[54]
參考以上，輔助電壓VAUX 在導通時間期間與輸入電壓VIN 成比例，並且在關斷時間期間與輸出電壓VOUT 成比例。可以假設輸入電壓VIN 和輸出電壓VOUT 緩慢變化，並且可以被認為在驅動訊號的若干驅動週期內基本上是恆定的。因此，可以在同一驅動週期中獲得第一測量值和第二測量值。然而，也可以在不同的驅動週期中獲得第一測量值和第二測量值。此外，“調整至少一個後續驅動週期中的導通時間的持續時間”（a）可以包括在獲得新的第一測量值和第二測量值之前使用第一測量值和第二測量值之和來調整僅一個驅動週期中的導通時間，（b）或可以包括在獲得新的第一測量值和第二測量值之前使用第一測量值和第二測量值之和來調整若干連續驅動週期中的導通時間。甚至可能基於若干驅動週期中的測量結果獲得一個第一測量值，以及基於若干驅動週期中的測量結果獲得一個第二測量值。基於若干驅動週期中的測量結果獲得一個第一測量值或第二測量值可以包括形成藉由測量結果獲得的測量值的平均值。[55]
在圖6中示出了被配置成以根據圖5的方法操作電力轉換器的控制電路4的一個示例。該控制電路4包括被配置成產生驅動訊號SDRV 的驅動電路5、被配置成測量輔助電壓VAUX 的電壓測量電路6、以及被配置成檢測當輔助電壓VAUX 與預定義電壓電平相交時的時刻的相交檢測電路7。[56]
參照圖6，相交檢測電路7包括比較器71，比較器71被配置成將輔助電壓VAUX 與由參考電壓源72提供的參考電壓VREF1 進行比較。比較器71的輸出訊號SZCD 取決於輔助電壓VAUX 是高於還是低於參考電壓VREF1 。根據一個示例，參考電壓為零。在該示例中，可以省略參考電壓源72，並且比較器輸出訊號SZCD 指示輔助電壓VAUX 是高於還是低於零。在這種情況下，與參考電壓VREF1 是零還是不同於零無關，比較器輸出訊號SZCD 將被稱為過零檢測（ZCD）訊號。參照還示出了過零檢測訊號SZCD 的圖3，過零檢測訊號SZCD 指示當輔助電壓VAUX 與參考電壓VREF1 相交時的時刻。[57]
在消磁時刻tDEMAG 之後，初級電壓V211 增大並且輔助電壓VAUX 減小，使得輔助電壓VAUX 第一次與參考電壓VREF1 相交，因此，基於將輔助電壓VAUX 與參考電壓VREF1 進行比較而產生過零檢測訊號SZCD 指示在關斷時間期間變換器21已經完全被消磁。[58]
電壓測量電路6被配置成在導通時間內測量輔助電壓VAUX 以獲得表示幅值V1的第一測量值，並且在截止時間期間測量輔助電壓VAUX 以獲得表示幅值V2的第二測量值。此外，電壓測量電路6被配置成輸出表示兩個幅值V1、V2之和的電壓測量訊號S12 ，即，輸出訊號S12 與V1 + V2成比例。驅動電路5接收ZCD訊號SZCD 、電壓測量訊號S12 和回饋訊號SFB ，並基於這些訊號SZCD 、S12 、SFB 產生驅動訊號SDRV 。在圖7中示出了驅動電路5的一個示例。[59]
圖7所示的驅動電路5包括鎖存器51，其中，鎖存器51提供驅動訊號SDRV 。可選地，驅動器（未示出）連接在鎖存器51與開關22之間，並且被配置成基於鎖存器51的輸出訊號產生適於驅動開關22的驅動訊號SDRV 。鎖存器51接收導通時間開始訊號SSTART 和導通時間結束訊號S8，並且被配置成根據導通時間開始訊號和導通時間結束訊號S8來產生驅動訊號SDRV 的導通電平。在下文中，導通時間開始訊號SSTART 簡稱為開始訊號，並且導通時間結束訊號簡稱為結束訊號。[60]
僅出於說明的目的，鎖存器51在圖7所示的示例中是SR觸發器，並且在置位輸入端S處接收開始訊號SSTART 並在復位輸入端R處接收結束訊號S8。根據一個示例，開始訊號SSTART 是過零檢測訊號SZCD ，並且鎖存器51被配置成在過零檢測訊號SZCD 指示變換器已經完全被消磁時，產生驅動訊號SDRV 的導通電平。在前面說明的示例中，在關斷時間期間過零檢測訊號SZCD 的下降沿指示變換器21已經被完全消磁，使得鎖存器51可以在開始訊號SSTART 的下降沿出現時開始產生驅動訊號SDRV 的導通電平。[61]
可選地，開始訊號SSTART 不是過零檢測訊號SZCD ，而是由延遲元件52提供的過零檢測訊號SZCD 的延遲版本。在一些情況下，可能期望在輔助電壓VAUX 過零時不導通，而在輔助電壓VAUX 已經過零之後不久導通。這在圖3中示出。如從圖3可以看出的，在輔助電壓VAUX 已經過零之後，開關電壓V22進一步減小。藉由在輔助電壓VAUX 已經過零之後導通電子開關22，可以降低在開關22中可能發生的開關損耗。在變換器21已經完全消磁之後，可能發生寄生振盪。這在下文中進一步詳細說明。[62]
基本上，在檢測到變換器已經被完全消磁的時刻時以及在延遲時間之後導通時，電子開關22中的開關損耗可以減少，延遲時間基本上等於寄生振盪的一個週期的持續時間的一半（50%）。在該延遲時間之後，開關22兩端的電壓V22已經達到局部最小值，該局部最小值通常稱為谷。在圖3所示的准諧振模式下，當開關電壓V22在退磁時刻tDEMAG 之後已經達到第一個谷時，開關22進行開關。可以藉由測量或模擬來獲得由變換器21的電感和寄生電容器例如開關22的輸出電容引起的寄生振盪的一個週期的持續時間。參照圖3，當初級電壓V211 開始增大並且輔助電壓VAUX 開始減小時，變換器21被完全消磁。輔助電壓VAUX 的第一個過零在變換器21已經被完全消磁之後的寄生振盪的一個週期的四分之一（25%）處出現，使得在變換器21已經被完全消磁之後的振盪的一個半週期處導通開關22等效於在輔助電壓VAUX 已經過零之後的振盪的一個週期的四分之一處導通電子開關22。根據一個示例，圖7所示的延遲元件52的延遲時間基本上等於寄生振盪週期的四分之一，以實現在開關22兩端的電壓V22已經達到局部最小值（谷）時接通。[63]
參照圖7，結束訊號S8由導通時間控制電路8提供，其中，導通時間控制電路8接收開始訊號SSTART 、回饋訊號SFB 和電壓測量訊號S12 。導通時間控制電路8控制導通時間的持續時間，並且使鎖存器51在由導通時間控制電路8限定的時間段之後產生驅動訊號SDRV 的關斷電平，其中，該時間段取決於電壓測量訊號S12 和回饋訊號SFB 。圖8示出了導通時間控制電路8的一個示例。[64]
圖8所示的導通時間控制電路8包括接收開始訊號SSTART 並且被配置成輸出斜坡訊號SRAMP 的斜坡訊號產生器83、接收回饋訊號SFB 和電壓測量訊號S12 的乘法器82、以及接收斜坡訊號SRAMP 和乘法器輸出訊號S82的比較器81，該乘法器輸出訊號S82在下文中也稱為參考訊號。在比較器81的輸出端處可獲得結束訊號S8。[65]
圖9示出了說明圖8所示的導通時間控制電路8的功能的訊號圖。參照圖9，斜坡訊號產生器83被配置成每當開始訊號SSTART 具有使鎖存器（圖7中的51）開始導通的一定邊沿時，開始新的斜坡。僅出於說明目的，在圖9所示的示例中，開始訊號SSTART 的該邊沿為下降沿。當斜坡訊號SRAMP 的訊號電平達到乘法器的輸出訊號S82的訊號電平時，產生結束訊號S8的預定義邊沿。結束訊號S8的預定義邊沿使鎖存器（圖7中的51）結束導通時間，即，將驅動訊號的訊號電平從導通電平改變為關斷電平。僅出於說明目的，在圖9所示的示例中，使導通時間結束的結束訊號S8的預定義邊沿是上升沿。[66]
參照圖8，斜坡訊號產生器83可以接收結束訊號S8，以將斜坡訊號SRAMP 重置為開始電平，其中，開始電平是在開始訊號SSTART 指示新的導通時間開始時斜坡訊號SRAMP 再次從其開始增加的訊號電平。[67]
在圖8所示的導通時間控制電路8中，接收到開始訊號SSTART 的預定義邊沿的時刻與產生結束訊號S8的預定義邊沿的時刻之間的時間段與乘法器輸出訊號S82成比例。然而，乘法器輸出訊號S82與電壓測量訊號S12 成比例。因此，對於給定的回饋訊號SFB ，該持續時間與電壓測量訊號S12 成比例地增加或減少。該持續時間等於導通時間的持續時間TON 。[68]
圖10示出了圖8所示的導通時間控制電路8的變型。圖10所示的導通時間控制電路8另外包括函數產生器84，該函數產生器84接收回饋訊號SFB 並輸出與回饋訊號SFB 成指數相關的訊號。在該示例中，乘法器82接收函數產生器輸出訊號S84。基本上已知並且例如在DE 197 25 842 A1中揭露了使用與回饋訊號SFB 成指數相關的訊號代替回饋訊號SFB 。因此，在該方面不需要進一步說明。由圖10所示的可變導通時間控制電路8控制的導通時間與電壓測量訊號S12 成比例並且與
Figure 02_image001
成比例，其中，e是歐拉數。[69]
代替使用圖10所示的計算
Figure 02_image001
的訊號產生器84，可以實現兩個訊號產生器（函數產生器）85、86，如圖11所示。這些訊號產生器85、86中的第一訊號產生器85產生第一輸出訊號SN ，第一輸出訊號SN 取決於回饋訊號SFB ，使得第一輸出訊號SN 隨著回饋訊號SFB 的增大而增大。該第一函數產生器輸出訊號SN 由乘法器82接收。函數產生器中的第二函數產生器86被配置成產生第二輸出訊號SD ，使得第二輸出訊號SD 隨著回饋訊號SFB 的增大而減小。該第二輸出訊號SD 由斜坡訊號產生器83接收，並且被配置成調整斜坡訊號SRAMP 的斜率。在圖12中示出了該斜坡訊號產生器83的一個示例。[70]
根據圖12的斜坡訊號產生器83包括電流源831和與電流源831串聯連接的電容器832。電流源831由第二函數產生器訊號SD 控制，使得電流源831的電流I831隨著函數產生器訊號SD 的增大而增大，並且隨著函數產生器訊號SD 的減小而減小。根據一個示例，電流I831基本上與函數產生器訊號SD 成比例。在該斜坡訊號產生器83中，電容器832兩端的電壓V832形成斜坡訊號SRAMP 。與電容器832並聯連接的開關833由邏輯834根據開始訊號SSTART 和結束訊號S8來控制。根據一個示例，邏輯834被配置成每當結束訊號S8指示導通時間的結束已經到達時藉由閉合開關833來重置斜坡訊號SRAMP 。此外，該邏輯被配置成在開始訊號SSTART 指示新的驅動週期的導通時間已經開始時藉由斷開開關833來開始斜坡訊號SRAMP 的新斜坡。[71]
函數產生器85、86可以是數位函數產生器，其中，斜坡訊號產生器83和比較器可以使用類比電路來實現。在這種情況下，數位類比轉換器（DAC）可以連接在訊號產生器85、86的下游。根據一個示例，乘法器82可以被實現為乘法DAC，使得DAC和乘法器可以由同一電路實現。[72]
圖13示出了第一訊號產生器輸出訊號SN 和第二訊號產生器輸出訊號SD 的一個示例。參照圖13，這些訊號中的每一個可以是分段線性訊號，其中，第一訊號SN 隨著回饋訊號SFB 的增大而增大，其中，分段線性區段的斜率隨著回饋訊號SFB 的增大而增大。第二訊號SD 隨著回饋訊號SFB 的減小而減小，其中，該第二訊號SD 的斜率首先增大並且然後減小。藉由根據圖11、圖12和圖13所示的示例實現導通時間控制電路8，導通時間的持續時間與電壓測量訊號S12 成比例，並且與
Figure 02_image001
近似成比例。[73]
參考以上，電壓測量電路6在一個或更複數驅動週期中的導通時間和關斷時間期間測量輔助電壓VAUX ，並且被配置成輸出電壓測量訊號S12 ，使得其與導通時間期間輔助電壓VAUX 的幅值V1和關斷時間期間輔助電壓VAUX 的幅值V2之和成比例。[74]
在圖14中示出了電壓測量電路6的一個示例。該電壓測量電路6包括與第一開關603和第二開關604串聯連接的第一電容器601和與第三開關605和第四開關606串聯連接的第二電容器602、連接在第一電容器601與第二電容器602之間的第五開關607、連接至第一電容器601的第六開關608、耦接至第二電容器602的取樣保持（S/H）電路609、以及被配置成控制開關603-608和S/H電路609的操作的邏輯610。包括第一電容器601以及第一開關603和第二開關604的第一串聯電路和包括第二電容器602以及第三開關605和第四開關606的第二串聯電路每個均連接在控制電路4的輔助電壓輸入端42與接地輸入端43之間。在輔助電壓輸入端42處，控制電路4連接至輔助繞組23，並且接地輸入端43連接至接地節點GND，使得在輔助電壓輸入端42與接地輸入端43之間可獲得輔助電壓VAUX 。[75]
邏輯610被配置成接收驅動訊號SDRV ，並且被配置成控制第一開關603和第二開關604，使得在導通時間期間第一電容器601連接在輔助電壓輸入端42與接地輸入端43之間達第一時間段，以使得在該時間段結束時，第一電容器601兩端的電壓等於導通時間期間輔助電壓VAUX 的幅值V1。參考以上，輔助電壓VAUX 在導通時間期間為負，使得在第一時間段之後，第一電容器節點處的電勢相對於第二電容器節點處的電勢為負，第一電容器節點是在第一時間段期間藉由第一開關603連接至輔助電壓輸入端42的電容器節點，第二電容器節點是連接至第二電子開關604的電容器節點。[76]
此外，邏輯609被配置成控制第三開關605和第四開關606，使得在關斷時間期間第二電容器602連接在輔助電壓輸入端42與接地輸入端43之間達第二時間段，以使得在該第二時間段結束時，第二電容器602兩端的電壓等於關斷時間期間輔助電壓VAUX 的幅值V2。參考以上，輔助電壓VAUX 在關斷時間期間為正，使得在第二時間段之後，第一電容器節點處的電勢相對於第二電容器節點處的電勢為正，第一電容器節點是在第二時間段期間藉由第三開關605連接至輔助電壓輸入端42的電容器節點，第二電容器節點是連接至第四電子開關606的電容器節點。[77]
參照圖14，第五開關607連接在第一電容器601的第二電容器節點與第二電容器602的第二電容器節點之間，並且第六開關連接在第一電容器601的第一電容器節點與接地輸入端43之間。另外，S/H電路609連接至第二電容器602的第一電容器節點。邏輯610還被配置成在第二時間段之後並且在關斷時間結束之前閉合第五開關607和第六開關608（同時其餘的開關斷開），並啟動S/H電路以取樣第二電容器602的第一電容器節點處的電壓。第二電容器602的第一電容器節點處的電壓等於在第一時間段期間由第一電容器601取樣的輔助電壓VAUX 的幅值V1加上在第二時間段期間由第二電容器602取樣的輔助電壓VAUX 的幅值V2。[78]
在圖15中示出了電壓測量電路6的另一示例。在該示例中，電壓測量電路6包括串聯連接在控制電路4的輔助電壓輸入端42與接地輸入端43之間的電壓限制器61和電阻器62。控制電路4可以被實現為積體電路（IC）。在這種情況下，電阻器62可以是連接在輔助繞組23與IC的相應輸入端之間的外部電阻器。[79]
參照圖15，電壓測量電路6還包括電流感測器63，電流感測器63被配置成測量從輔助繞組23經由電阻器62和電壓限制器61至接地輸入端43的電流IAUX 。該電流IAUX 在下文中也被稱為輔助電流。評估電路64從電流感測器接收表示輔助電流IAUX 的電流測量訊號S63，並輸出電壓測量訊號S12 。[80]
當如圖15所示實現電壓測量電路6時，相交檢測電路7可以監測電壓限制器61兩端的電壓VZCD 而不是輔助電壓。電壓限制器被配置成當輔助電壓VAUX 為正時將電壓VZCD 鉗位到第一（正）電平，並且當輔助電壓VAUX 為負時將電壓VZCD 鉗位到第二（負）電平。根據一個示例，這些電壓電平高於參考電壓VREF1 。可以被稱為鉗位元的輔助電壓或相交檢測電壓的電壓限制器61兩端的電壓VZCD 與輔助電壓VAUX 不成比例。然而，每當輔助電壓VAUX 低於參考電壓VREF1 時，該電壓VZCD 低於參考電壓VREF1 。因此，電壓限制器兩端的電壓VZCD 可以用於檢測當輔助電壓VAUX 與參考電壓VREF1 相交時的時刻。在每種情況下，由相交檢測電路7輸出的相交檢測訊號SZCD 表示輔助電壓VAUX 與第一參考電壓VREF1 例如零相交的那些時刻。[81]
當輔助電壓VAUX 高於由電壓限制器61限定的電壓限制時，輔助電流IAUX 流過電壓限制器61。在圖15所示的示例中，輔助電流IAUX 的幅值基本上由下式給出：
Figure 02_image003
(1) 其中，R62是電阻器62的電阻，並且VZCD 是電壓限制器61兩端的電壓。根據一個示例，電壓限制器61被實現為使得電壓限制器61兩端的電壓VZCD 顯著低於輔助電壓VAUX ，以使得電壓限制器兩端的電壓與輔助電壓相比可忽略。在這種情況下，由電流感測器63測量的輔助電流IAUX 基本上與輔助電壓VAUX 成比例，使得藉由測量輔助電流IAUX 可以獲得輔助電壓VAUX ，並且因此可以獲得電壓測量訊號S12 。圖16A示出了電壓限制器61和電流感測器63的一個示例，並且圖16B示出了評估電路64的一個示例。[82]
參照圖16A，電壓限制器61包括連接在驅動電路4的輔助電壓輸入端42與接地輸入端43之間的第一電晶體N1。第一電晶體N1鉗位元相交檢測電壓VZCD 。下面在下文中進一步詳細說明在導通狀態下驅動第一電晶體N1使得其鉗位元相交檢測電壓VZCD 。[83]
電壓限制器61還包括連接在第一電路節點M1與接地節點12之間的第二電晶體N2和連接在第一電路節點M1與輔助電壓輸入端42之間的第三電晶體N3。此外，電流調節器被配置成根據輔助電壓VAUX 的極性，以兩種不同方式控制進入第一電路節點M1的電流IM1 。進入第一電路節點的電流IM1 是從可獲得電源電壓VDD的電源節點M3提供的。可以藉由控制電路4中的電源電路（圖中未示出）來提供電源電壓。該電源可以基於輔助電壓VAUX 或基於由控制電路4接收的任何其他輸入電壓來產生電源電壓VDD。當輔助電壓VAUX 為正時，調節器控制進入第一電路節點M1的電流IM1 ，使得第一電晶體N1和第二電晶體N2在相同的工作點工作，並且藉由第三電晶體N3的電流IN3 為零。在這種情況下，藉由第二電晶體N2的電流IN2 的電流電平與藉由第一電晶體N1的電流IN1 成比例，其中，藉由第一電晶體N1的電流IN1 等於輔助電流IAUX 。根據一個示例，第一電晶體N1和第二電晶體N2具有相同的長度和相同的寬度。在這種情況下，藉由第二電晶體N2的電流IN2 和輔助電流IAUX 具有相同的電流電平。[84]
根據一個示例，調節器包括運算放大器OP1，該運算放大器OP1具有連接至第一電路節點M1的第一輸入端和連接至第二電路節點M2的第二輸入端。當輔助電壓VAUX 具有第一極性時，由比較器K1控制的開關S2將第二電路節點M2連接至第二輸入端42。在這種情況下，運算放大器OP1控制進入第一電路節點M1的電流IM1 ，使得第一電路節點M1處的電勢等於第二輸入端42處的電勢，以使第三電晶體N3兩端的電壓為零。因此，如上面提到的，藉由第三電晶體N3的電流IN3 為零。[85]
調節器還包括由運算放大器OP1驅動並連接在電源節點M3與接地節點12之間的可變電阻器N7以及電流鏡P1、P2。根據一個示例，可變電阻器N7包括由運算放大器驅動的電晶體。可選地，在運算放大器OP1的輸出端與可變電阻器N7的電晶體之間連接濾波器。該濾波器可以包括具有電阻器R和電容器C的串聯電路。[86]
電流鏡P1、P2被配置成鏡像藉由可變電阻器N7的電流IN7 ，使得進入第一電路節點M1的電流IM1 與藉由可變電阻器N7的電流IN7 成比例，其中，藉由可變電阻器N7的電流與進入第一電路節點M1的電流IM1 之間的比例因數由電流鏡的電流鏡比率給出。根據一個示例，電流鏡比率為1：1，使得進入第一電路 節點M1的電流IM1 等於藉由可變電阻器N7的電流IN7 。調節器經由可變電阻器N7和電流鏡P1、P2調整進入第一電路節點M1的電流IM1 ，使得藉由第三電晶體N3的電流IN3 為零，以使得在調節器的穩定狀態下進入第一電路節點M1的電流IM1 等於藉由第二電晶體N2的電流IN2 ，其中，藉由第二電晶體N2的電流IN2 與輔助電流IAUX 成比例。因此，給定進入第一電路節點M1的電流IM1 與藉由可變電阻器N7的電流IN7 之間的比例，藉由可變電阻器N7的電流與輔助電流IAUX 成比例。[87]
參照圖16A，電壓限制器61還包括連接在電流鏡P1、P2中的輸出電晶體P2與第一電路節點M1之間的另一電晶體N5。該另一電晶體N5作為二極體連接。即，另一電晶體N5的漏極節點連接至其柵極節點。此外，第一電晶體N1、第二電晶體N2和第三電晶體N3的柵極節點連接至另一電晶體的漏極/柵極節點，使得這些電晶體N1、N2、N3在它們各自的柵極節點處具有相同的電勢。第一電晶體N1和第二電晶體N2被啟動，使得一旦它們各自的柵極節點處的電勢達到以下電平時，它們就可以傳導電流，在該電平處，這些電晶體N1、N2的柵極-源極電壓變得高於各自的臨界值電壓。根據一個示例，第一電晶體、第二電晶體和第三電晶體N1-N3具有相同的臨界值電壓。第五電晶體N5的臨界值電壓可以低於第一電晶體N1、第二電晶體N2和第三電晶體N3的臨界值電壓。[88]
當輔助電壓VAUX 為負時，由比較器K1控制的開關S2將第二電路節點M2連接至接地輸入端43，並且調節第三電晶體N3使得第一電路節點M1處的電勢等於接地電勢GND。輔助電流IAUX 為負，即，輔助電流IAUX 沿與圖16A所示的方向相反的方向流動。此外，在該工作狀態下，輔助電流IAUX 由藉由第三電晶體N3的電流IN3 減去藉由第一電晶體N1的電流IN1 給出。藉由第二電晶體N2的電流IN2 為零，並且進入第一電路節點M1的電流IM1 等於藉由第三電晶體N3的電流IN3 。藉由可變電阻器N7的電流IN7 再次與進入第一電路節點的電流IM1 成比例。當第一電晶體N1和第三電晶體N3在相同的工作點工作時，藉由第三電晶體N3的電流IN3 與輔助電流IAUX 成比例，其中，比例因數取決於第一電晶體N1的大小和第三電晶體N3的大小。[89]
參考以上，當輔助電壓VAUX 為正時，藉由第二電晶體N2的電流IN2 與輔助電流IAUX 成比例，其中，比例因數取決於第一電晶體N1的大小和第二電晶體N2的大小。此外，當輔助電壓VAUX 為負時，藉由第三電晶體N3的電流IN3 與輔助電流IAUX 成比例，其中，比例因數取決於第一電晶體N1的大小和第三電晶體N3的大小。第一電晶體、第二電晶體和第三電晶體的大小可以彼此適配，使得當輔助電壓VAUX （和輔助電流IAUX ）為正時以及當輔助電壓VAUX （和輔助電流IAUX ）為負時輔助電流IAUX 的幅值和進入第一電路節點M1的電流IM1 的幅值之間的比例因數相同。在這種情況下，這些電晶體N1、N2、N3以不同的大小實現。[90]
根據另一示例，第一電晶體N1、第二電晶體N2和第三電晶體N3具有相同的大小，並且電流感測器另外包括另一電晶體N6。僅當輔助電壓VAUX 為正時，該另一電晶體N6與第一電晶體N1並聯連接。這藉由與另一電晶體N6串聯連接並且由比較器K1控制的另一開關S3來實現。藉由第三電路節點M3處的電勢以與第一電晶體N1相同的方式控制另一電晶體N6。在該電路中，當輔助電壓VAUX 為正時，藉由第一電晶體N1的電流IN1 和藉由另一電晶體N6的電流IN6 均等於輔助電流IAUX 的50%。此外，藉由第二電晶體N2的電流IN2 和進入第一電路節點M1的電流IM1 等於輔助電流IAUX 的50%。當輔助電壓VAUX 為負時，藉由第三電晶體的電流IN3 等於輔助電流的50%並且因此進入第一電路節點M1的電流也等於輔助電流的50%，使得當輔助電壓VAUX 為正時以及當輔助電壓VAUX 為負時，輔助電流IAUX 的幅值與進入第一電路節點M1的電流IM1 的幅值之間的比例因數相同，並且因此，輔助電流IAUX 的幅值與藉由可變電阻器N7的電流IN7 的幅值之間的比例因數相同。[91]
鉗位元電壓是預定義的，但不是固定的，鉗位元電壓是相交檢測電壓VZCD 被電壓限制器61鉗位元而處於的電壓電平。該鉗位元電壓由第一電晶體N1的特性曲線限定，並且取決於輔助電流IAUX 的電流電平。因此，在輔助電壓VAUX 的每個電壓電平處，鉗位元電壓由第一電晶體N1預定義，但不是固定的。基本上，輔助電流IAUX 越高，則鉗位元電壓越高。然而，在鉗位元電壓與輔助電流IAUX 之間存在平方關係，使得取決於輔助電流IAUX 的鉗位元電壓的變化基本上可以忽略。[92]
根據一個示例，實現第一電晶體N1使得在消磁階段期間第一電晶體N1兩端的電壓降小於輔助電壓VAUX 的5%或者甚至小於輔助電壓VAUX 的2%。在這種情況下，儘管有變化，但與輔助電壓VAUX 的幅值相比，相交檢測電壓VZCD 的幅值幾乎可以忽略，使得在每種情況下，輔助電流IAUX 基本上與輔助電壓VAUX 成比例。[93]
在圖16A所示的電流感測器63中，藉由形成可變電阻器的電晶體N7的電流IN7 和該電晶體N7的柵極節點G處的電勢表示輔助電流IAUX ，並且因此表示輔助電壓VAUX 。更具體地，電流IN7 與輔助電流IAUX 的幅值成比例。即，與輔助電流IAUX 的電流流動方向無關，電流IN7 始終沿相同方向流動，並且具有與輔助電流IAUX 的幅值成比例的訊號電平。在該示例中，柵極節點處的電勢形成電流測量訊號S63。在圖16B中示出了被配置成基於電流測量訊號S63產生測量訊號S12 的評估電路64。在下文中，電晶體N7的柵極節點G也稱為電流感測器的輸出端，並且電晶體N7也稱為電流感測器的輸出電晶體。[94]
圖16B中所示的評估電路包括藉由第一開關SHP耦接至電流感測器63的輸出端G的第一電容器C1和藉由第二開關SHS耦接至電流感測器63的輸出端G的第二電容器C2。第一開關SHP和第二開關SHS由邏輯641根據驅動訊號SDRV 來控制。邏輯641被配置成控制第一開關SHP，使得在導通時間期間第一電容器C1連接至電流感測器63的輸出端G達第一時間段，以使得在該第一時間段結束時，第一電容器C1兩端的電壓VC1等於電流感測器63的輸出端G處的電壓。邏輯641被配置成控制第二開關SHP，使得在關斷時間期間第二電容器C2連接至電流感測器63的輸出端G達第二時間段，以使得在該第二時間段結束時，第二電容器C2兩端的電壓VC2等於電流感測器63的輸出端G處的電壓。[95]
參照圖16B，評估電路64還包括由第一電容器C1兩端的電壓VC1驅動的第一電晶體N8和由第二電容器C2兩端的電壓VC2驅動的第二電晶體N9。根據一個示例，第一電晶體N8和第二電晶體N9具有與電流感測器63的輸出電晶體N7相同的大小。在這種情況下，在第一時間段期間，藉由第一電晶體N8的第一電流IN8 等於藉由電流感測器63的輸出電晶體N7的電流IN7 ，其中，該電流與在導通時間期間的輔助電壓VAUX 成比例，並且因此與上面說明的第一幅值V1成比例。此外，在第二時間段期間，藉由第二電晶體N9的第二電流IN9 等於藉由電流感測器63的輸出電晶體N7的電流IN7 ，其中，該電流與在關斷時間期間的輔助電壓VAUX 成比例，並且因此與上面說明的第二幅值V2成比例。[96]
參照圖16B，評估電路64還包括具有連接至第一電晶體N8的輸入端的第一電流鏡642和具有連接至第二電晶體N9的輸入端的第二電流鏡643。連接電流鏡642、643的輸出端。此外，電流鏡642、643可以具有相同的電流鏡比率，使得電流鏡642、643的輸出電流I64與第一電流IN8 和第二電流IN9 之和成比例，並且因此與第一幅值V1和第二幅值V2之和成比例。該輸出電流I64可以形成電壓測量訊號S12 。替選地，如圖16B中的虛線所示，電阻器65與電流鏡642、643的輸出端串聯連接。在這種情況下，電壓測量訊號S12 是電阻器65兩端的電壓。[97]
圖3示出了在准諧振模式下操作電力轉換器。在該工作模式下，消磁時刻tDEMAG 與關斷時間結束之間的延遲時間TDEL 約為一個振盪週期TOSC 的一半。此外，在該方法中，根據第一測量訊號S12 來調整導通時間。在該方法中，延遲時間TDEL 相對於驅動週期的總持續時間T越短，則越可以更準確地控制輸入電流IIN 的波形。[98]
下面說明另一種類型的工作模式，其在下文中稱為第二工作模式。在該工作模式下，在調整接通時間的持續時間TON 時考慮延遲時間TDEL 。以這種方式，即使當與驅動週期的總持續時間T相比延遲時間TDEL 不可忽略時，也可以以準確的方式調節輸入電流IIN 的波形。第二工作模式可以包括在准諧振（QR）模式或以跳谷QR模式下操作電力轉換器。在跳谷QR模式下，在開關22再次導通之前，跳過開關電壓V22的一個或更複數谷。在該工作模式下，消磁時刻tDEMAG 與當電子開關22再次導通時的時刻之間的延遲時間TDEL 大於寄生振盪的週期的一半。圖17示出了基於圖3所示的訊號圖並且說明在跳谷准諧振模式下操作電力轉換器的訊號圖。[99]
如從圖17可以看出的，在跳谷准諧振模式下，延遲時間TDEL 可以包括驅動週期的總持續時間T的很大一部分。在QR模式和跳谷QR模式下，消磁時刻tDEMAG 與新驅動週期開始之間的延遲時間TDEL 由TDEL =(i-0.5)∙TOSC 給出，其中，TOSC 是寄生振盪的一個週期的持續時間，並且i是其中電子開關22導通的谷的序數，其中i是整數並且其中i≥1。等效地，i-1是被跳過的谷數。當電子開關22在第一個（i＝1）谷中導通時，電力轉換器以QR模式工作，並且當i＞1，即當一個或更複數谷被跳過時，電力轉換器以跳谷QR模式工作。[100]
圖18示出了以下方法的一個示例的流程圖，該方法用於在准諧振模式下操作電力轉換器使得輸出參數具有預定義值並且使得平均輸入電流IIN_AVG 的波形基本上等於該波形輸入電壓VIN 的波形。該方法基於圖5所示的方法，並且與圖5所示的方法的不同之處在於，每個驅動週期中的導通時間包括兩個導通時間區段，第一導通時間區段和第二導通區段。與第一工作模式下的導通時間類似，第一導通時間區段取決於第一測量值和第二測量值之和與回饋訊號（104），其中，第一測量值和第二測量值在一個或更複數先前的驅動週期中獲得。第二導通時間區段取決於在前一驅動週期中獲得的第二測量值、暫態驅動週期中第一導通時間區段的持續時間以及前一驅動週期中變換器消磁與新驅動週期的開始之間的延遲時間（105）。[101]
圖19示出了被配置成根據圖18所示的方法操作電力轉換器的控制電路4的一個示例。該控制電路4基於圖6所示的控制電路，並且與圖6所示的控制電路的不同之處在於，驅動電路5另外接收另一電壓測量訊號S2 ，其中，該另一電壓測量訊號S2 表示第二測量值V2，即，關斷時間期間輔助電壓VAUX 的幅值。在下文中，電壓測量訊號S12 也稱為第一電壓測量訊號，並且在下文中，另一電壓測量訊號S2 也稱為第二電壓測量訊號。[102]
在圖20中示出了被配置成輸出第一電壓測量訊號S12 和第二電壓測量訊號S2 的電壓測量電路6的一個示例。該電壓測量電路6基於圖14所示的電壓測量電路，並且另外包括另一S/H電路611。該另一S/H電路611由邏輯610控制，並且被配置成在第二時間段結束時對第一電容器601兩端的電壓V2進行取樣。[103]
根據另一示例，電壓測量電路6基於圖16A和圖16B所示的電壓測量電路，其中，僅需要對評估電路64進行一個修改以輸出第一電壓測量訊號S12 和第二電壓測量訊號S2 二者。在圖21中示出了對應評估電路64的一個示例。在該評估電路64中，第二電流鏡643包括兩個輸出端，連接至第一電流鏡642的輸出端的第一輸出端和提供與上面說明的第二電流IN9 成比例的輸出電流的第二輸出端。該輸出電流與輔助電壓VAUX 的第二幅值V2成比例，並形成第二電壓測量訊號S2 。替選地，電阻器66與第二電流鏡輸出端串聯連接，使得第二電壓測量訊號S2 是電壓。[104]
圖22示出了圖19所示的驅動電路5的一個示例。該驅動電路5基於圖7中所示的驅動電路，並且另外包括接收回饋訊號SFB 並輸出過零參考訊號SZC_REF 的過零控制器53、接收過零參考訊號SZC_REF 和過零檢測訊號SZCD 的計數器54、以及連接在導通時間控制電路8與鎖存器51之間的另一導通時間控制電路9。在下文中，導通時間控制電路8也稱為第一導通時間控制電路，並且另一導通時間控制電路9也稱為第二導通時間控制電路。第二導通時間控制電路9從第一導通時間控制電路8接收結束訊號S8，並且將結束訊號S9輸出至鎖存器51。在下文中也稱為第一結束訊號的來自第一導通時間控制電路8的結束訊號S8指示第一導通時間區段的結束，並且在下文中也稱為第二結束訊號的來自第二導通時間控制電路9的結束訊號S9指示以上說明的第二導通時間區段的結束。[105]
第二導通時間控制電路9還接收回饋訊號SFB 和另一電壓測量訊號S2 、開始訊號SSTART 和過零參考訊號SZC_REF 。過零參考訊號SZC_REF 表示消磁時刻tDEMAG 與新驅動週期開始之間的延遲時間TDEL ，即，過零參考訊號SZC_REF 表示允許在新驅動週期開始之前發生的輔助電壓VAUX 的過零次數。該過零參考訊號SZC_REF 取決於回饋訊號SFB 。[106]
根據一個示例，產生回饋訊號SFB ，使得回饋訊號SFB 隨著負載的電力消耗的減小而減小。此外，可以產生過零參考訊號SZC_REF ，使得隨著回饋訊號SFB 的增大，允許在新的驅動週期開始之前發生的過零次數減少。在圖23中示出了過零參考訊號SZC_REF 對回饋訊號SFB 的這樣的依賴性的一個示例。[107]
參照圖22，計數器54接收過零檢測訊號SZCD 和過零參考訊號SZC_REF ，並且被配置成當在關斷時間期間已經發生由過零參考訊號SZC_REF 限定的過零次數時產生開始訊號SSTART 。延遲元件52可以將產生開始訊號SSTART 延遲寄生振盪的一個週期TOSC 的四分之一，如已經參照圖7所說明的。[108]
可以根據本文之前說明的任何示例來配置第一導通時間控制電路8。特別地，可以根據圖10所示的示例來配置第一導通時間控制電路8。圖24示出了第二導通時間控制電路9的一個示例。[109]
圖24所示的第二導通時間控制電路9類似於圖10所示的第一導通時間控制電路8並且包括比較器91，該比較器91從斜坡訊號產生器93接收第二斜坡訊號SRAMP2 和參考訊號S98，其中，該參考訊號S98與延遲時間TDEL 、第二測量訊號S2 成比例，並且與自暫態導通時間開始以來的持續時間成反比。該參考訊號S98由接收開始訊號SSTART 的函數產生器98提供，該開始訊號SSTART 包括關於暫態導通時間開始的資訊。此外，函數產生器98接收與第二測量訊號S2 和延遲時間TDEL 成比例的訊號。關於延遲時間TDEL 的資訊包括在訊號S94中，該訊號S94藉由由零減法器94減去0.5從過零參考訊號SZC_REF 獲得。該訊號S94與第二測量訊號S2 和回饋訊號SFB 或取決於回饋訊號的訊號相乘。[110]
如上面說明的，可以使用指數回饋訊號
Figure 02_image001
代替回饋訊號SFB ，或者如參照圖11和圖13所說明的，可以使用每個均實現分段線性函數的兩個函數產生器代替計算
Figure 02_image001
的函數產生器。在圖24所示的示例中，使用了兩個這樣的函數產生器。第一函數產生器95和第二函數產生器96。這些函數產生器95、96可以是與第一導通時間控制電路8中的函數產生器85、86相同的函數產生器。即，一個第一函數產生器可以用作第一導通時間控制電路8中的第一函數產生器85和第二導通時間控制電路9中的第一函數產生器95。等效地，一個相同的函數產生器可以用作第一導通時間控制電路8中的第二函數產生器86和第二接通時間控制電路9中的第二函數產生器96。這些函數產生器可以是數位函數產生器，其中，斜坡訊號產生器83、93可以使用類比電路元件來實現。此外，可以使用類比電路元件來實現圖24所示的函數產生器98。在這種情況下，數位類比轉換器（DAC）可以連接在函數產生器96和95與斜坡訊號產生器93和乘法器97之間。當第一導通時間控制電路8中的函數產生器85和第二導通時間控制電路9中的函數產生器95僅使用一個函數產生器來實現時，僅需要一個DAC。等效地，當第一導通時間控制電路8中的函數產生器86和第二導通時間控制電路9中的函數產生器96僅使用一個函數產生器來實現時，僅需要一個DAC。[111]
參照圖24，乘法器97將第一函數產生器輸出訊號SN 與延遲時間訊號S94相乘。另一乘法器92將第一乘法器97的結果與另一測量值S2 相乘，其中，第二乘法器92的輸出訊號S92由函數產生器98接收。儘管圖24示出了兩個乘法器92、97，但這僅是一個示例。根據另一示例，乘法器92是乘法數位類比轉換器，並且乘法器97是數字乘法器。[112]
圖25示出了圖24中所示的斜坡訊號產生器93的一個示例。該函數產生器93以與圖12中所示的斜坡訊號產生器83相同的方式實現，並且包括具有電流源931和電容器932的串聯電路。第二斜坡訊號SRAMP2 是電容器932兩端的電壓V932。開關933與電容器932並聯連接，並且由邏輯934根據第一結束訊號S8和第二結束訊號S9來控制。根據一個示例，邏輯934被配置成在第一結束訊號S8指示第一導通時間區段的結束已經到達之前閉合開關933。當第一結束訊號S8指示第一導通時間區段的結束已經到達時，邏輯934斷開開關933以產生斜坡訊號的斜坡。當第二結束訊號S9指示第二斜坡訊號SRAMP2 已經達到第二參考訊號S98時，即當第二結束訊號S9指示第二導通時間區段的結束已經到達時，斜坡訊號產生器被第二結束訊號S9重定，即，開關933閉合。[113]
在圖26中示出了具有第一導通時間控制電路8和第二導通時間控制電路9的驅動電路5的功能。圖26示出了輔助電壓VAUX 、參考訊號S82、S98（其在下文稱為第一參考訊號和第二參考訊號）以及第一斜坡訊號SRAMP1 和第二斜坡訊號SRAMP2 的訊號圖。特別地，圖26示出了產生導通時間的第一導通時間區段TON1 和第二導通時間區段TON2 。如圖26所示，一個驅動週期中的第一參考訊號S82取決於在前一驅動週期中獲得的第一測量訊號S12 。“前一驅動週期”可以是直接在暫態驅動週期之前的驅動週期。然而，這僅是一個示例。也可以在一個驅動週期中獲得第一測量訊號S12 ，並且在兩個或更複數隨後的驅動週期中使用該第一測量值S12 。此外，可以基於在不同的先前驅動週期中獲得的第一測量值V1和第二測量值V2來產生第一測量訊號S12 。[114]
如從圖26可以看出並且如前面說明的，當在暫態驅動週期開始處開始的第一斜坡訊號SRAMP1 達到第一參考訊號S82時，第一導通時間區段TON1 結束，其中，第一參考訊號S82與第一測量訊號S12 成比例並且取決於回饋訊號SFB 。當第一導通時間區段TON1 結束時，第二導通時間區段TON2 開始，其中，在第二導通時間區段TON2 的開始處，第二斜坡訊號SRAMP2 開始。第二參考訊號S98在暫態驅動週期的開始處開始，其中，如上面說明的，開始電平由乘法器輸出訊號S92給出，乘法器輸出訊號S92與第二測量訊號S2 和延遲時間訊號S94成比例並且取決於回饋訊號SFB 。此外，第二參考訊號S98與自暫態驅動週期開始以來的時間成反比地減小。當可以線性增加的第二斜坡訊號S98達到第二參考訊號S98時，第二導通時間區段TON2 結束。在這種情況下，第二導通時間區段TON2 的持續時間與第二測量訊號S2 和延遲時間訊號S94成比例。此外，第二導通時間區段的持續時間與自導通時間開始以來的時間段成反比。以這種方式，第二導通時間區段TON2 的持續時間取決於第一導通時間區段TON1 的持續時間。因此，對於給定的第二測量訊號S2 和給定的延遲時間訊號S94，第一導通時間區段TON1 越長，則第二導通時間區段TON2 越短。[115]
參考以上，過零參考訊號SZC_REF 根據回饋訊號SFB 以為一（1）的步長變化。因此，延遲時間訊號S94根據回饋訊號以為一的步長變化。然而，過零參考訊號SZC_REF 的這樣的變化不會導致輸出電力的突然改變，因為在第二導通時間區段TON2 中考慮了這樣的變化。因此，當過零參考訊號SZC_REF 增大/減小時，第二導通時間區段TON2 的持續時間增大/減小。[116]
根據一個示例，產生過零參考訊號S是同步的，使得過零參考訊號在延遲時間TDEL 期間不改變。對於該同步，圖22示出的過零控制器53可以接收驅動訊號SDRV 。根據一個示例，在每個驅動週期中基於回饋訊號SFB 更一次新過零參考訊號SZC_REF 。可以例如在關斷時間開始處更新過零參考訊號SZC_REF 。基本上，可以假設過零參考訊號SZC_REF 在若干驅動週期內是恆定的。因此，可以基於在前一驅動週期中使用以調整延遲時間的過零參考訊號SZC_REF 或者基於將在暫態驅動週期中使用以調整延遲時間的過零參考訊號SZC_REF 來調整暫態驅動週期中的第二導通時間區段。[117]
在圖27和圖28中示出了函數產生器98及其功能的示例。該函數產生器98不能恰好輸出與自暫態驅動週期開始以來的時間成反比的訊號，而是使用指數函數逼近1/t函數。參照圖27，函數產生器包括電容器981。經由輸入開關982藉由訊號S92對該電容器981進行充電，訊號S92與延遲時間和第二測量訊號S2 成比例並且取決於回饋訊號SFB 。該輸入開關982在第一時刻t1處由第一延遲元件983斷開。在第一時刻t1之後，藉由電阻器網路對電容器981放電。電容器981和電阻器網路形成RC元件，其中，RC元件的RC常數隨時間逐步增加，以使電容器的放電率隨時間降低，並且電容器981兩端的電壓V981逼近1/t函數。更具體地，電容器981兩端的電壓與1/(t-t0)近似成比例，其中，t0表示導通時間開始的時刻。在該示例中，電容器981兩端的電壓V981形成第二參考訊號S98。[118]
在圖27所示的示例中，電阻器網路包括三個電阻器，串聯連接的第一電阻器986、第二電阻器987和第三電阻器988，其中，串聯電路與電容器981並聯連接。第一開關989與由第二電阻器987和第三電阻器988形成的串聯電路並聯連接，並且第二開關990與第三電阻器988並聯連接。[119]
在第一時刻t1之前，電容器電壓V981保持在由乘法器輸出訊號S92限定的電壓電平。輸入開關982以及第一開關989和第二開關990中的每一個在第一時刻t1之前導通。在第一時刻t1之後，電容器981經由第一電阻器986和第一開關989放電，其中，第一開關989使第二電阻器987和第三電阻器988短路。在第二時刻t2處，藉由第二延遲元件984使第一開關989斷開，並且電容器981經由第一電阻器986和第二電阻器987放電，其中，第二開關990使第三電阻器988短路。最後，在第三時刻t3處，藉由第三延遲元件985使第二開關990斷開，並且電容器981經由第一電阻986、第二電阻987和第三電阻放電。[120]
在圖28所示的函數產生器中，使用具有不同RC時間常數的三個指數電容器放電函數來逼近1/t函數，使得至少在第一時刻t1與第四時刻之間，電容器電壓V981與1/(t-t0)近似成比例。在時刻t0處的導通時間開始與第一時刻之間，電容器電壓V981是恆定的。根據一個示例，在導通時間開始與第一時刻t1之間的時間段短於第一導通時間區段的持續時間的預期最小值。[121]
參考以上，電力轉換器在第一工作模式和第二工作模式下調節輸出參數使得其具有預定義電平，並且調節輸入電流IIN 使得輸入電流IIN 的平均波形與輸入電壓VIN 成比例。下面參考第二工作模式對此進行說明。[122]
在穩態狀態下，在一個驅動週期內初級繞組211 兩端的電壓V211 的積分為零。
Figure 02_image005
(2a) 基於等式（2a），假定輔助電壓VAUX 與電感器電壓V211 成比例，並考慮圖17所示的波形，以下關係適用於第一測量值V1和第二測量值V2、導通時間持續時間TON 以及消磁持續時間TDEM ：
Figure 02_image007
(3a) 此外，電感器電流I2的峰值I2PK 由下式給出：
Figure 02_image009
(4a) 其中，VIN 是輸入電壓，並且L是電感器的電感。更具體地，L是變換器21的初級繞組211 的電感。參考以上，電感器電流I2等於輸入電流IIN 。此外，參照圖17，電感器電流I2在導通時間期間具有三角波形。輸入電流IIN 的平均值IIN_AVG 則由下式給出：
Figure 02_image011
Figure 02_image013
(5a) 此外，為了實現輸入電壓VIN 與平均輸入電流IIN_AVG 之間的比例，在負載的給定電力消耗下電力轉換器的輸入阻抗應該基本恆定，即，
Figure 02_image015
(6a) 其中，ZIN 表示電力轉換器的輸入阻抗，並且c是取決於負載的電力消耗的常數。基本上，負載的電力消耗越高，則輸入阻抗ZIN 越低。基於等式（3a）、（5a）和（6a），輸入阻抗可以表示為：
Figure 02_image017
Figure 02_image019
Figure 02_image021
Figure 02_image023
Figure 02_image025
Figure 02_image027
(7a) 基於等式（7a），導通時間的期望持續時間TON 可以表示為：
Figure 02_image029
(8a)[123]
在上面說明的第二工作模式下，藉由具有第一導通時間區段和第二導通時間區段來實現根據等式（8a）調整導通時間的持續時間TON 。參考以上，第一導通時間區段的持續時間TON1 與第一測量值V1和第二測量值V2之和V1+V2成比例。在圖8、圖10和圖11所示的第一導通時間控制器8中，用於調整第一導通時間區段的持續時間TON1 的第一測量訊號S12 表示第一測量值V1和第二測量值V2之和V1+V2。在等式（8a）中，項V1+V2表示第一導通時間區段。[124]
參考上文，第二導通時間區段的持續時間TON2 與第二測量值V2和延遲時間TDEL 成比例，並且與自導通時間開始以來的持續時間成反比，自導通時間開始以來的持續時間與導通時間的持續時間TON 成反比。在圖24所示的第二導通時間控制器9中，第二測量訊號S2 表示第二測量值V2，並且延遲時間訊號S94表示延遲時間TDEL 。此外，函數產生器訊號S98的訊號值與第二測量訊號S2 和延遲時間訊號S94成比例，使得第二導通時間區段的持續時間TON2 與延遲時間TDEL 和第二測量值V2成比例。此外，函數產生器輸出訊號S98與自接通時間開始以來已經經過的時間成反比，使得第二導通時間區段的持續時間與（暫態）導通時間的持續時間成比例。在等式（8a）中，項
Figure 02_image031
表示第二導通時間區段。[125]
參考以上，第一導通時間區段和第二導通時間區段中的每一個均以相同的方式取決於回饋訊號SFB 。該回饋訊號SFB 由等式（8a）中的項
Figure 02_image033
表示。[126]
參考等式（8a），當TDEL 相對於導通時間的持續時間短時，導通時間由下式近似給出：
Figure 02_image035
(9a) 其表示在第一工作模式下操作電力轉換器。[127]
儘管已經參考反馳式轉換器說明了在第一工作模式和第二工作模式下操作電力轉換器，但這僅是示例。這些工作方法不限於在反馳式轉換器中使用，而是也可以在其他類型的電力轉換器例如升壓轉換器中使用。在圖29中示出了升壓轉換器的示例。[128]
雖然反馳式轉換器中的電感器21是變換器，但是升壓轉換器中的電感器21例如是扼流圈，並且與開關22串聯連接，其中，包括電感器21和電子開關22的串聯電路連接至輸入端11、12。整流器電路3連接在電感器21和開關22進行連接的電路節點與輸出端13、14之間。在這種類型的電力轉換器中，輸入電壓VIN 和輸出電壓VOUT 可以參考相同的電勢。因此，可以省略耦接器16。[129]
輔助繞組23感應地耦接至電感器21，並且輔助電壓VAUX 與電感器21兩端的電壓V21成比例。[130]
像操作反馳式轉換器中的電子開關一樣，以開關模式的方式操作電子開關22包括在複數連續驅動週期中操作電子開關22，其中，在這些驅動週期中的每個驅動週期中，電子開關22導通達導通時間，並且關斷達關斷時間。在圖30中示出了對應於圖17示出的訊號圖但適用於升壓轉換器的訊號圖。[131]
如可以從圖30看出的，在連續驅動週期中操作升壓轉換器與在連續驅動週期中操作反馳式轉換器非常類似。在導通時間期間，電感器電流I2減小並且電感器21被磁化。在關斷時間期間，電感器21被消磁，並且在消磁時段結束與新驅動週期開始之間的延遲時間期間發生了寄生振盪。操作升壓轉換器與操作反馳式轉換器之間的區別是：（a）在升壓轉換器中，電感器電流在消磁時段TDEM 內減小；（b）在消磁時段TDEM 期間，電感器電壓V21基本上由輸入電壓VIN 減去輸出電壓VOUT 給出；並且在消磁時段TDEM 期間開關電壓V22基本上等於輸出電壓VOUT 。然而，升壓轉換器可以以與上面說明的反馳式轉換器相同的方式在第一工作模式和第二工作模式下工作。這可以從下面的等式（2b）-（8b）看出。這些等式對應於等式（2a）-（8a），但適用於升壓轉換器。[132]
在穩定狀態下，在一個驅動週期內電感器兩端的電壓V21的積分為零。
Figure 02_image037
(2b) 基於等式（2b），假定輔助電壓VAUX 與電感器電壓V21成比例，並考慮圖30所示的波形，以下關係適用於第一測量值V1和第二測量值V2、導通時間持續時間TON 以及消磁持續時間TDEM ：
Figure 02_image007
(3b) 此外，電感器電流I2的峰值I2PK 由下式給出：
Figure 02_image009
(4b) 其中，VIN 是輸入電壓，並且L是電感器21的電感。電感器電流I2等於輸入電流IIN 。此外，參照圖30，在導通時間TON 和消磁時間TDEM 期間，電感器電流I2具有三角波形。輸入電流IIN 的平均值IIN_AVG 則由下式給出：
Figure 02_image039
Figure 02_image041
(5b) 此外，為了實現輸入電壓VIN 與平均輸入電流IIN_AVG 之間的比例，在負載的給定電力消耗下電力轉換器的輸入阻抗應該基本恆定，即，
Figure 02_image015
(6b) 其中，ZIN 表示電力轉換器的輸入阻抗，並且c是取決於負載的電力消耗的常數。基本上，負載的電力消耗越高，則輸入阻抗ZIN 越低。基於等式（3b）、（5b）和（6b），輸入阻抗可以表示為：
Figure 02_image043
Figure 02_image045
Figure 02_image047
Figure 02_image049
=
Figure 02_image051
(7b) 基於等式（7b），導通時間的期望持續時間TON 可以表示為：
Figure 02_image053
(8b)
括弧中的項與等式（8a）中的項相同，使得可以以與反馳式轉換器中相同的方式調整升壓轉換器中的第一導通時間區段和第二導通時間區段。只是等式（8b）中的影響第一導通時間區段和第二導通時間區段二者的項
Figure 02_image055
與等式（8a）中的對應項
Figure 02_image057
的不同之處在於，與V1+V2存在反比例，而不是僅與V2存在反比例。這是由於反馳式轉換器和升壓轉換器的不同拓撲而引起的。等式（8b）中的項
Figure 02_image055
表示回饋訊號SFB 。
2:開關電路 3:整流器電路 4:驅動電路 11、12:輸入端 13、14:輸出端 15:回饋電路 16:耦接器 21:電感器 211 :初級繞組 212 :次級繞組 22:電子開關 23:輔助繞組 31:整流器元件 32:電容器 40:輸出端 41:第一輸入端 42:輔助電壓輸入端 43:接地輸入端 51:鎖存器 52:延遲元件 54:計數器 6:電壓測量電路 61:電壓限制器 62:電阻器 63:電流感測器 64:評估電路 601:第一電容器 602:第二電容器 603:第一開關 604:第二開關 605:第三開關 606:第四開關 607:第五開關 608:第六開關 609:S/H電路 610:邏輯 642、643:電流鏡 7:相交檢測電路 71:比較器 72:電壓源 8:導通時間控制電路 85、86:函數產生器 9:導通時間控制電路 95:第一函數產生器 96:第二函數產生器 97:乘法器 GND:接地節點 S12 :第一電壓測量訊號 S98:參考訊號 SFB :回饋訊號 SRAMP2 :斜坡訊號 SZC_REF :預定次數 IAUX :輔助電流 TON :導通時間 TON1 :第一導通時間區段 TON2 :第二導通時間區段 tDEMAG :驅動週期中的消磁時刻 TDEL :延遲時間 V1:第一測量值 V2:第二測量值 VAUX :輔助電壓。 VZCD :過零檢測電壓 VOUT :輸出電壓 IOUT :輸出電流 I64:輸出電流 IN8 :第一電流 IN9 :第二電流
[02]
下面參照附圖說明示例。附圖用於示出一些原理，因此僅示出了用於理解這些原理所必需的方面。這些附圖不是按比例繪製的。在附圖中，相同的附圖標記表示相似的特徵。[03] 圖1示出了電力轉換器的一個示例；[04] 圖2示出了根據圖1的電力轉換器中的整流器電路的一個示例；[05] 圖3示出了說明在第一工作模式下操作電力轉換器的訊號圖；[06] 圖4示出了可以由根據圖1的電力轉換器接收的輸入電壓的一個示例；[07] 圖5是示出在第一工作模式下操作電力轉換器的流程圖；[08] 圖6示出了被配置成控制電力轉換器的操作並驅動電力轉換器中的電子開關的控制電路的一個示例；[09] 圖7示出了圖6所示的控制電路中的驅動電路的一個示例；[10] 圖8示出了驅動電路中的導通時間控制電路的一個示例；[11] 圖9示出了說明圖8所示的導通時間控制電路的功能的訊號圖；[12] 圖10示出了導通時間控制電路的另一示例；[13] 圖11示出了導通時間控制電路的又一示例；[14] 圖12示出了斜坡訊號產生器的一個示例；[15] 圖13示出了說明根據圖11的導通時間控制電路中的函數產生器的功能的訊號圖；[16] 圖14示出了電壓測量電路的一個示例；[17] 圖15示出了電壓測量電路的另一示例；[18] 圖16A和圖16B更詳細地示出了圖15所示的電壓測量電路的一個示例；[19] 圖17示出了說明在第二工作模式下操作電力轉換器的訊號圖；[20] 圖18是示出在第二工作模式下操作電力轉換器的流程圖；[21] 圖19示出了圖6所示的控制電路的變型；[22] 圖20示出了圖14所示的電壓測量電路的變型；[23] 圖21示出了圖16A和圖16B所示的電壓測量電路的變型；[24] 圖22示出了圖18所示的控制電路中的驅動電路的一個示例；[25] 圖23示出了圖22所示的驅動電路中的過零控制器的功能；[26] 圖24示出了圖22所示的驅動電路中的另一導通時間控制電路的一個示例；[27] 圖25示出了圖24所示的另一導通時間控制電路中的斜坡訊號產生器的一個示例；[28] 圖26示出了說明圖19所示的控制電路的功能的訊號圖；[29] 圖27示出了圖24所示的第二導通時間控制電路中的訊號產生器的一個示例；[30] 圖28示出了說明圖27所示的訊號產生器的功能的訊號圖；[31] 圖29示出了根據另一示例的電力轉換器； 圖30示出了說明在第二工作模式下操作圖29所示的電力轉換器的訊號圖。
2:開關電路
3:整流器電路
4:驅動電路
11、12:輸入端
13、14:輸出端
15:回饋電路
16:耦接器
21:電感器
211:初級繞組
212:次級繞組
22:電子開關
23:輔助繞組
40:輸出端
41:第一輸入端
42:輔助電壓輸入端
43:接地輸入端
GND:接地節點
S12:第一電壓測量訊號
S98:參考訊號
SFB:回饋訊號
tDEMAG:驅動週期中的消磁時刻
VAUX:輔助電壓
VOUT:輸出電壓
IOUT:輸出電流

Claims (13)

  1. 一種用於驅動一電力轉換器中的一電子開關的方法，包括： 在連續的驅動週期中驅動該電力轉換器中的耦接至一電感器的該電子開關，每個驅動週期包括一導通時間和一關斷時間， 其中，驅動該電子開關包括： 在該驅動週期中的導通時間期間測量一電感器電壓，以獲得一第一測量值； 在該驅動週期中的關斷時間期間測量該電感器電壓，以獲得一第二測量值； 獲得取決於該第一測量值和該第二測量值之和的第一電壓測量訊號；以及 根據回饋訊號和該第一電壓測量訊號調整後續驅動週期中的導通時間， 其中，根據該回饋訊號和該第一電壓測量訊號調整該導通時間包括： 根據該回饋訊號和該第一電壓測量訊號調整第一導通時間區段，以及 調整在該第一導通時間區段之後的第二導通時間區段， 其中，調整該第二導通時間區段包括： 獲得取決於該第二測量值的第二電壓測量訊號； 獲得該驅動週期中的消磁時刻與該驅動週期的結束之間的延遲時間；以及 基於該回饋訊號調整該第二導通時間區段的持續時間，其中，該第二導通時間區段被調整成使得該第二導通時間區段的持續時間與該第二電壓測量訊號至少近似成比例、與該延遲時間至少近似成比例並且與自該導通時間開始以來的持續時間至少近似成反比。
  2. 如請求項1所述的方法， 其中，在該導通時間和該關斷時間期間測量該電感器電壓包括測量該電感器電壓的幅值，使得該第一測量值和該第二測量值中的每一個均表示該電感器電壓的幅值。
  3. 如請求項1或請求項2所述的方法，其中，測量該電感器電壓包括測量耦接至該電感器的輔助繞組兩端的一輔助電壓。
  4. 如請求項1至請求項3中任一項所述的方法，其中，調整該第二導通時間區段包括： 產生一參考訊號，使得該參考訊號與該延遲時間的持續時間成比例並且與該第二電壓測量訊號成比例，以及使得該參考訊號與自該導通時間開始以來的持續時間成反比地減小； 在該第二導通時間區段的開始處產生斜坡訊號； 比較該參考訊號與該斜坡訊號，並且在該斜坡訊號與該參考訊號相交時結束該第二導通時間區段。
  5. 如請求項4所述的方法，其中，產生該參考訊號（S98）包括在該導通時間之前對電容器充電以及在該導通時間期間經由電阻器網路對該電容器放電。
  6. 如請求項1至請求項5中任一項所述的方法， 其中，當該第一導通時間區段結束時，該第二導通時間區段開始，以及 其中，當該第二導通時間區段結束時，該導通時間結束。
  7. 如請求項3所述的方法， 其中，在該驅動週期中驅動該電子開關包括檢測該輔助電壓（VAUX ）的過零以及在發生了預定次數的過零之後結束該驅動週期，其中，該預定次數取決於該回饋訊號，以及 其中，獲得該延遲時間的持續時間包括獲得該預定次數。
  8. 如請求項7所述的方法，還包括： 由一限壓器基於該輔助電壓提供一過零檢測電壓， 其中，檢測該輔助電壓的過零包括檢測該過零檢測電壓的過零。
  9. 如請求項8所述的方法， 其中，測量該輔助電壓包括測量藉由該限壓器的輔助電流。
  10. 如前述請求項中任一項所述的方法，其中，該電力轉換器是反馳式轉換器和升壓轉換器中的一者。
  11. 如前述請求項中任一項所述的方法，其中，該第一測量值和該第二測量值在以下期間被測量： 在同一驅動週期的導通時間和關斷時間期間，或者 在不同驅動週期的導通時間和關斷時間期間。
  12. 一種控制電路，其被配置成在連續的驅動週期中驅動電力轉換器中的耦接至電感器的電子開關，每個驅動週期包括導通時間和關斷時間， 其中，該控制電路被配置成： 在該驅動週期的導通時間期間測量耦接至該電感器的輔助繞組兩端的輔助電壓，以獲得第一測量值； 在該驅動週期的關斷時間期間測量該輔助電壓，以獲得第二測量值； 獲得取決於該第一測量值和該第二測量值之和的第一電壓測量訊號；以及 根據一回饋訊號和該第一電壓測量訊號調整後續驅動週期中的導通時間， 其中，根據該回饋訊號和該第一電壓測量訊號調整該導通時間包括： 根據該回饋訊號和該第一電壓測量訊號調整第一導通時間區段，以及 調整在該第一導通時間區段之後的第二導通時間區段， 其中，調整該第二導通時間區段包括： 獲得取決於該第二測量值的第二電壓測量訊號； 獲得該驅動週期中的消磁時刻與該驅動週期結束之間的延遲時間；以及 基於該回饋訊號調整該第二導通時間區段的持續時間，其中，該第二導通時間區段被調整成使得該第二導通時間區段的持續時間與該第二電壓測量訊號至少近似成比例、與該延遲時間至少近似成比例並且與自該導通時間開始以來的持續時間至少近似成反比。
  13. 一種電力轉換器，包括： 耦接至一電感器的電子開關；
    Figure 03_image059
    以及 如請求項12所述的控制電路，其被配置成驅動該電子開關。
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