TWI711264B - 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法 - Google Patents

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Abstract

應用於電源轉換器的一次側的初級控制器包含一電流補償電路和一補償電壓產生電路。該電流補償電路是用以根據一直流電壓和一輔助電壓，產生一補償電流至該一次側的感測電阻，其中該輔助電壓和該電源轉換器的二次側的輸出電壓有關，且該補償電流會改變該一次側的峰值電壓。該補償電壓產生電路是用以根據一參考電流、該二次側的放電時間和一峰值電流，產生一補償電壓，其中該參考電流會隨該輸出電壓改變。該補償電流和該參考電流是用以使該電源轉換器的二次側的輸出電流不隨該輸出電壓改變。

Description

應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法
本發明是有關於一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法，尤指一種可使電源轉換器的二次側的輸出電流不隨電源轉換器的二次側的輸出電壓改變的初級控制器及其操作方法。
在現有技術中，定電流(constant current)的電源轉換器的設計者可利用應用於該電源轉換器的一次側的初級控制器控制該電源轉換器的開啟與關閉。該初級控制器是利用有關該電源轉換器的一次側的峰值電壓的峰值電流、該電源轉換器的二次側的放電時間和一參考電流決定該電源轉換器的補償接腳上的補償電壓，然後再根據該補償電壓來控制該電源轉換器的功率開關的開啟與關閉，其中該補償電壓和該電源轉換器的二次側的輸出電壓有關，且該初級控制器是利用上述負回授機制使該電源轉換器的二次側的輸出電流為一定電流。另外，本發明領域具有熟知技藝者應當明瞭該電源轉換器的二次側的輸出電流是和該電源轉換器的一次側電感和二次側電感的匝數比、該峰值電流、該電源轉換器的一次側的感測電阻、該二次側的放電時間和該功率開關的切換週期有關。理想上，該電源轉換器的二次側的輸出電流不隨該電源轉換器的二次 側的輸出電壓改變，但因為該峰值電流、該二次側的放電時間和該功率開關的切換週期會隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變，導致該輸出電流也隨著該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變。因此，如何使該輸出電流不隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變成為該電源轉換器的設計者的一項重要課題。
本發明的一實施例提供一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器。該初級控制器包含一電流補償電路和一補償電壓產生電路。該電流補償電路是用以根據一直流電壓和一輔助電壓，產生一補償電流至該一次側的感測電阻，其中該輔助電壓和該電源轉換器的二次側的輸出電壓有關，且該補償電流會改變該一次側的峰值電壓。該補償電壓產生電路耦接於該電流補償電路，用以根據一參考電流、該二次側的放電時間和一峰值電流，產生一補償電壓，其中該參考電流會隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變。該補償電流和該參考電流是用以使該電源轉換器的二次側的輸出電流不隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變。
本發明的另一實施例提供一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的操作方法，其中該初級控制器包含一電流補償電路、一補償電壓產生電路和一閘極控制信號產生電路。該操作方法包含該電流補償電路根據一直流電壓和一輔助電壓，產生一補償電流至該一次側的感測電阻，其中該輔助電壓和該電源轉換器的二次側的輸出電壓有關，且該補償電流會改變該一次側的峰值電壓；該補償電壓產生電路根據一參考電流、該二次側的放電時間和一峰值電流，產生一補償電壓，其中該參考電流會隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓 改變；及該閘極控制信號產生電路根據該補償電壓產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關，其中該閘極控制信號是用以控制該功率開關的開啟與關閉。該補償電流和該參考電流是用以使該電源轉換器的二次側的輸出電流不隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變。
本發明提供一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法。該初級控制器及該操作方法是利用該初級控制器的電流補償電路所產生的與該電源轉換器的二次側的輸出電壓成反向變動的補償電流以及該初級控制器的參考電流源所產生的與該輸出電壓成正向變動的參考電流來使該電源轉換器的二次側的輸出電流不隨該輸出電壓改變。因此，相較於現有技術，因為該補償電流以及該參考電流都和該輸出電壓有關，所以本發明可有效消除該輸出電壓對該輸出電流的影響。
100:電源轉換器
101:分壓電路
102:功率開關
103:輔助繞組
104:感測電阻
106:一次側繞組
108:二次側繞組
110:二極體
200:初級控制器
202:電流補償電路
204:補償電壓產生電路
2042:參考電流源
2044:開關
2046:峰值電流源
2022:數位類比轉換器
20242、20422、20424、20436:運算放大器
20244、20426、20428、20434、20438:N型金氧半電晶體
20246、20440:電阻
20248、20250、20252、20430:P型金氧半電晶體
20442:電容
20444:電壓轉電流器
CCOMP:補償電容
COMP、GATE、ZCD、CS、HV、VCC、GND:接腳
DS1、DS2:數位信號
GCS:閘極控制信號
I1:第一電流
I2:第二電流
IPRI、IS:電流
IOUT:輸出電流
IPK:峰值電流
IREF:參考電流
ICC:補償電流
PRI:一次側
SEC:二次側
TDIS:放電時間
TON:開啟時間
VDC:直流電壓
VCOMP:補償電壓
VS:感測電壓
VPK:峰值電壓
VIPK:理想峰值電壓
VAC:輸入電壓
VZCD:輔助電壓
VZCDM:定電壓
VHV、VAUX、VVO:電壓
VOUT:輸出電壓
VREF:參考電壓
1000-1006:步驟
第1圖是本發明的第一實施例所公開的一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的示意圖。
第2圖是說明初級控制器內用以產生補償電壓的補償電壓產生電路的示意圖。
第3圖是說明感測電壓的實際值以及感測電壓的理想值的示意圖。
第4圖是說明電源轉換器的二次側的輸出電流以及電源轉換器的一次側的輸入電壓的關係的示意圖。
第5圖是說明電流補償電路的示意圖。
第6圖是說明補償電流和輔助電壓的關係的示意圖。
第7圖是說明輸出電流，輸出電壓和輸入電壓的關係的示意圖。
第8圖是說明參考電流源的示意圖。
第9圖是說明輸出電流，輸出電壓和輸入電壓的關係的示意圖。
第10圖是本發明的第二實施例所公開的一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的操作方法的流程圖。
請參照第1、2圖，第1圖是本發明的第一實施例所公開的一種應用於電源轉換器100的一次側PRI的初級控制器200的示意圖，以及第2圖是說明初級控制器200內用以產生一補償電壓VCOMP的補償電壓產生電路204的示意圖，其中初級控制器200包含一電流補償電路202和一補償電壓產生電路204，電源轉換器100是一返馳式電源轉換器(flyback power converter)，以及電流補償電路202通過一分壓電路101耦接於電源轉換器100的一次側PRI的輔助繞組103。如第2圖所示，補償電壓產生電路204是利用一峰值電流IPK、電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS和一參考電流IREF決定初級控制器200的接腳COMP上的補償電壓VCOMP。另外，如第2圖所示，補償電壓產生電路204包含一參考電流源2042，一開關2044，及一峰值電流源2046，其中參考電流源2042是用以提供參考電流IREF，開關2044是根據放電時間TDIS開啟，峰值電流源2046是用以提供峰值電流IPK，以及參考電流源2042，開關2044，及峰值電流源2046的耦接關係可參考第2圖，在此不再贅述。在補償電壓VCOMP產生後，電源轉換器100內的閘極控制信號產生電路(未繪示於第1、2圖)即可根據補償電壓VCOMP產生一閘極控制信號GCS來控制電源轉換器100的功率開關102的開啟與關閉，其中閘極控制信號GCS是通過初級控制器200的接腳GATE傳送至功率開關102，且峰值電流IPK可由式(1)決定：
Figure 108124693-A0305-02-0009-1
如式(1)所示，VPK為電源轉換器100的一次側PRI的峰值電壓，RS為電源轉換器100的一次側PRI的感測電阻104的阻值，以及K為一常數。
另外，如第2圖所示，當補償電壓VCOMP穩定時，式(2)可根據耦接於接腳COMP的補償電容CCOMP上的電荷守恆決定：IREF×TS=IPK×TDIS (2)
如式(2)所示，TS為功率開關102的切換週期。另外，本發明領域具有熟知技藝者也應當知曉電源轉換器100的二次側SEC的輸出電流IOUT可由式(3)決定：
Figure 108124693-A0305-02-0009-2
如式(3)所示，NP為電源轉換器100的一次側PRI的一次側繞組106的匝數，以及NS為電源轉換器100的二次側SEC的二次側繞組108的匝數。因為感測電阻104上的感測電壓VS是由感測電阻104，功率開關102的開啟時間TON以及流經電源轉換器100的一次側PRI的電流IPRI決定，所以理想上感測電壓VS的峰值電壓VPK可由感測電壓VS和功率開關102的開啟時間TON決定。然而因為感測電壓VS的非理想性(其中感測電壓VS的實際值可參照第3圖所示的實線以及感測 電壓VS的理想值可參照第3圖所示的虛線)，所以實際上的峰值電壓VPK並不等於理想峰值電壓VIPK，也就是說峰值電壓VPK具有誤差。另外，實際上電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS也存在著非理想性，也就是說放電時間TDIS的起點和終點無法準確地決定，導致放電時間TDIS不等於理想放電時間，也就是說放電時間TDIS也具有誤差。因此，因為峰值電壓VPK具有誤差以及放電時間TDIS也具有誤差，所以實際上輸出電流IOUT會隨電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT改變(如第4圖所示)，其中第4圖的縱軸為輸出電流IOUT，以及第4圖的橫軸為電源轉換器100的一次側PRI的輸入電壓VAC。
因為補償電壓VCOMP和輸出電壓VOUT有關，以及該閘極控制信號產生電路可根據補償電壓VCOMP產生閘極控制信號GCS來控制電源轉換器100的功率開關102的開啟時間TON，所以功率開關102的開啟時間TON和輸出電壓VOUT有關。因為功率開關102的開啟時間TON和輸出電壓VOUT有關，以及峰值電壓VPK可由感測電壓VS和功率開關102的開啟時間TON決定，所以峰值電壓VPK也和輸出電壓VOUT有關。另外，因為電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS和和功率開關102的開啟時間TON有關，所以放電時間TDIS也和輸出電壓VOUT有關。因此，因為峰值電壓VPK以及放電時間TDIS都和輸出電壓VOUT有關，所以如第5圖所示，電流補償電路202可根據一直流電壓VDC和一輔助電壓VZCD，產生一補償電流ICC至感測電阻104，其中電流補償電路202通過初級控制器200的接腳ZCD接收輔助電壓VZCD，補償電流ICC是在功率開關102的開啟時間TON中通過初級控制器200的接腳CS流至感測電阻104，以及直流電壓VDC和初級控制器200的接腳HV上的電壓VHV有關(例如直流電壓VDC是由電壓VHV分壓所產生)。另外，因為電壓VHV和輸入電壓VAC有關，所以直流電壓VDC也和輸入電壓VAC有關。另外，如第1圖所示，因為輔助電壓VZCD和輔 助繞組103所產生的電壓VAUX有關，所以輔助電壓VZCD也和輸出電壓VOUT有關。另外，如第1圖所示，初級控制器200通過一接腳VCC和一二極體110接收電壓VAUX，並根據電壓VAUX產生初級控制器200內的操作電壓。另外，如第1圖所示，初級控制器200通過一接腳GND接地。
如第5圖所示，電流補償電路202內的數位類比轉換器(Digital to Analog Converter,DAC)2022可將輔助電壓VZCD轉成數位信號DS1、DS2，但本發明並不受限於數位類比轉換器2022為兩位元的數位類比轉換器。如第5圖所示，補償電流產生單元2024內的一運算放大器20242、一N型金氧半電晶體20244和一電阻20246可根據直流電壓VDC，決定一電流IS；然後，補償電流產生單元2024內的P型金氧半電晶體20248、20250、20252所組成的一第一電流鏡可根據電流IS和數位信號DS1、DS2，產生補償電流ICC至感測電阻104。另外，運算放大器20242、N型金氧半電晶體20244、電阻20246和P型金氧半電晶體20248、20250、20252的耦接關係可參照第5圖，在此不再贅述。另外，因為如第5圖所示，電流補償電路202是根據直流電壓VDC和輔助電壓VZCD產生補償電流ICC，所以補償電流ICC同時和輸入電壓VAC和輸出電壓VOUT有關(因為直流電壓VDC和輸入電壓VAC有關以及輔助電壓VZCD和輸出電壓VOUT有關)。另外，如第1圖所示，因為補償電流ICC通過初級控制器200的接腳CS流至感測電阻104，所以補償電流ICC會改變電源轉換器100的一次側PRI的峰值電流IPK，其中因為補償電流ICC同時和輸入電壓VAC和輸出電壓VOUT有關，所以峰值電流IPK也同時和輸入電壓VAC和輸出電壓VOUT有關。
另外，因為當輸出電壓VOUT較高時，功率開關102的開啟時間TON也較大，所以功率開關102的開啟時間TON的誤差的影響較小。因此，如第6圖 所示，當輸出電壓VOUT較高(也就是輔助電壓VZCD較高)時，補償電流ICC會較小，也就是說補償電流ICC會隨輸出電壓VOUT的增加而降低。另外，本發明並不受限於電流補償電路202在第5圖的電路架構，也就是說只要可以使補償電流ICC隨輸出電壓VOUT的增加而降低的電流補償電路都落入本發明的範圍。另外，本發明並不受限於補償電流產生單元2024利用第6圖所示的數位方式產生補償電流ICC，也就是說在本發明的另一實施例中，補償電流產生單元2024是利用一類比方式產生補償電流ICC。另外，在補償電流產生單元2024產生補償電流ICC至感測電阻104後，輸出電流IOUT、輸出電壓VOUT和輸入電壓VAC的關係可參照第7圖。如第7圖所示，雖然對應輸出電流IOUT(對應不同的輸出電壓VOUT)的曲線是平坦一致的，但該些曲線之間存在著偏移量，其中該些偏移量是和初級控制器200內定電流控制的負回授迴圈具有較小的增益有關。
式(3)是基於該定電流控制的負回授迴圈具有足夠大的增益，所以當該定電流控制的負回授迴圈具有較小的增益時，式(3)必須引入有關該負回授迴圈的增益的因子成為式(4)：
Figure 108124693-A0305-02-0012-3
如式(4)所示，GCC為該負回授迴圈的增益。另外，將式(1)和式(2)代入式(4)可得式(5)：
Figure 108124693-A0305-02-0012-4
由式(5)可知，當該負回授迴圈的增益GCC較小且輸出電壓VOUT變動時，輸出電流IOUT將會隨著輸出電壓VOUT而改變，所以輸出電流IOUT可通過調整參考電流IREF以消除該負回授迴圈的增益GCC對輸出電流IOUT的影響。另外，由式(5)也可知，輸出電流IOUT和參考電流IREF成正向相關，所以參考電流源2042所提供的參考電流IREF必須是可變動的且是隨電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT改變以消除該些曲線之間的偏移量。
請參照第8圖，第8圖是說明參考電流源2042的示意圖。如第8圖所示，參考電流源2042內的運算放大器20422、20424、N型金氧半電晶體20426、20428、一P型金氧半電晶體20430和一電阻20432可決定一第一電流I1。如第8圖所示，一定電壓VZCDM是根據輸出電壓VOUT的操作範圍的最大值設定，所以第一電流I1是隨著輔助電壓VZCD反向改變，也就是說第一電流I1是隨著輔助電壓VZCD的增加而減少以及第一電流I1是隨著輔助電壓VZCD的減少而增加。因為輔助電壓VZCD和輸出電壓VOUT成正向相關，所以第一電流I1也隨著輸出電壓VOUT反向改變。然後，參考電流源2042內的N型金氧半電晶體20428和一N型金氧半電晶體20434所組成的一第二電流鏡可根據第一電流I1，產生一第二電流I2，其中N型金氧半電晶體20434的寬長比和N型金氧半電晶體20428的寬長比的比值以及第一電流I1可通過式(6)決定第二電流I2，其中因為第一電流I1隨著輸出電壓VOUT反向改變，所以第二電流I2也隨著輸出電壓VOUT反向改變：
Figure 108124693-A0305-02-0013-5
如式(6)所示，(W/L)20434為N型金氧半電晶體20434的寬長比，以及 (W/L)20428為N型金氧半電晶體20428的寬長比。
另外，如第8圖所示，參考電流源2042可利用一運算放大器20436、一N型金氧半電晶體20438、一電阻20440、一參考電壓VREF和第二電流I2通過式(7)決定一電壓VVO，其中一電容20442是用以穩定電壓VVO：VVO=VREF-(R20440×I2) (7)
如式(7)所示，R20440為電阻20440的阻值，其中因為第二電流I2隨著輸出電壓VOUT反向改變，所以當輸出電壓VOUT增加時，電壓VVO會隨著輸出電壓VOUT的增加而增加，也就是說電壓VVO隨著輸出電壓VOUT正向改變。
在電壓VVO產生後，參考電流源2042即可利用一電壓轉電流器20444產生參考電流IREF。因為電壓VVO隨著輸出電壓VOUT正向改變，所以參考電流IREF也隨著輸出電壓VOUT正向改變。因此，第7圖所示的該些偏移量將因為參考電流IREF可隨著輸出電壓VOUT正向改變而被消除(如第9圖所示)。因此，如第9圖所示，初級控制器200即可利用電流補償電路202所產生的補償電流ICC和參考電流源2042所產生的參考電流IREF使電源轉換器100的二次側SEC的輸出電流IOUT不隨電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT改變。另外，運算放大器20422、20424、20436、N型金氧半電晶體20426、20428、20434、20438、P型金氧半電晶體20430、電阻20432、20440、電容20442和電壓轉電流器的耦接關係可參考第8圖，在此不再贅述。另外，本發明並不受限於參考電流源2042在第8圖的電路架構，也就是說只要可以使參考電流IREF隨輸出電壓VOUT的增加而增加的參考電流源都落入本發明的範圍。
請參照第1-10圖，第10圖是本發明的第二實施例所公開的一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的操作方法的流程圖。第10圖的操作方法是利用第1圖的電源轉換器100和初級控制器200，第2圖的補償電壓產生電路204，第5圖的電流補償電路202和第8圖的參考電流源2042說明，詳細步驟如下：步驟1000：開始；步驟1002：電流補償電路202根據直流電壓VDC和輔助電壓VZCD，產生補償電流ICC至電源轉換器100的一次側PRI的感測電阻104；步驟1004：補償電壓產生電路204根據參考電流IREF、電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS和峰值電流IPK，產生補償電壓VCOMP；步驟1006：該閘極控制信號產生電路根據補償電壓VCOMP產生閘極控制信號GCS至電源轉換器100的一次側PRI的功率開關102，跳回步驟1002。
在步驟1002中，如第5圖所示，電流補償電路202可根據直流電壓VDC和輔助電壓VZCD，產生補償電流ICC至感測電阻104，其中補償電流ICC是在功率開關102的開啟時間TON中通過初級控制器200的接腳CS流至感測電阻104，以及直流電壓VDC和初級控制器200的接腳HV上的電壓VHV有關。另外，因為電壓VHV和輸入電壓VAC有關，所以直流電壓VDC也和輸入電壓VAC有關。另外，如第1圖所示，因為輔助電壓VZCD和輔助繞組103所產生的電壓VAUX有關，所以輔助電壓VZCD也和輸出電壓VOUT有關。如第5圖所示，電流補償電路202內的數位類比轉換器2022可將輔助電壓VZCD轉成數位信號DS1、DS2。如第5圖所示，補償電流產生單元2024內的運算放大器20242、N型金氧半電晶體20244和電阻20246可根據直流電壓VDC，決定電流IS；然後，補償電流產生單元2024內的 P型金氧半電晶體20248、20250、20252所組成的第一電流鏡可根據電流IS和數位信號DS1、DS2，產生補償電流ICC至感測電阻104。另外，因為如第5圖所示，電流補償電路202是根據直流電壓VDC和輔助電壓VZCD產生補償電流ICC，所以補償電流ICC同時和輸入電壓VAC和輸出電壓VOUT有關(因為直流電壓VDC和輸入電壓VAC有關以及輔助電壓VZCD和輸出電壓VOUT有關)。另外，如第1圖所示，因為補償電流ICC通過初級控制器200的接腳CS流至感測電阻104，所以補償電流ICC會改變電源轉換器100的一次側PRI的峰值電流IPK，其中因為補償電流ICC同時和輸入電壓VAC和輸出電壓VOUT有關，所以峰值電流IPK也同時和輸入電壓VAC和輸出電壓VOUT有關。
另外，因為當輸出電壓VOUT較高時，功率開關102的開啟時間TON也較大，所以功率開關102的開啟時間TON的誤差的影響較小。因此，如第6圖所示，當輸出電壓VOUT較高(也就是輔助電壓VZCD較高)時，補償電流ICC會較小，也就是說補償電流ICC會隨輸出電壓VOUT的增加而降低。另外，在補償電流產生單元2024產生補償電流ICC至感測電阻104後，輸出電流IOUT、輸出電壓VOUT和輸入電壓VAC的關係可參照第7圖。如第7圖所示，雖然對應輸出電流IOUT(對應不同的輸出電壓VOUT)的曲線是平坦一致的，但該些曲線之間存在著偏移量，其中該些偏移量是和初級控制器200內定電流控制的負回授迴圈具有較小的增益有關。
在步驟1004中，如第8圖所示，參考電流源2042內的運算放大器20422、20424、N型金氧半電晶體20426、20428、P型金氧半電晶體20430和電阻20432可決定第一電流I1。如第8圖所示，定電壓VZCDM是根據輸出電壓VOUT的操作範圍的最大值設定，所以第一電流I1是隨著輔助電壓VZCD反向改變，也 就是說第一電流I1是隨著輔助電壓VZCD的增加而減少以及第一電流I1是隨著輔助電壓VZCD的減少而增加。因為輔助電壓VZCD和輸出電壓VOUT成正向相關，所以第一電流I1也隨著輸出電壓VOUT反向改變。然後，參考電流源2042內的N型金氧半電晶體20428和N型金氧半電晶體20434所組成的第二電流鏡可根據第一電流I1，產生第二電流I2，其中N型金氧半電晶體20434的寬長比和N型金氧半電晶體20428的寬長比的比值以及第一電流I1可通過式(6)決定第二電流I2，其中因為第一電流I1隨著輸出電壓VOUT反向改變，所以第二電流I2也隨著輸出電壓VOUT反向改變。另外，如第8圖所示，參考電流源2042可利用運算放大器20436、N型金氧半電晶體20438、電阻20440、參考電壓VREF和第二電流I2通過式(7)決定電壓VVO。因為第二電流I2隨著輸出電壓VOUT反向改變，所以當輸出電壓VOUT增加時，電壓VVO會隨著輸出電壓VOUT的增加而增加，也就是說電壓VVO隨著輸出電壓VOUT正向改變。因此，在電壓VVO產生後，參考電流源2042即可利用電壓轉電流器20444產生參考電流IREF。因為電壓VVO隨著輸出電壓VOUT正向改變，所以參考電流IREF也隨著輸出電壓VOUT正向改變。然後，如第2圖所示，補償電壓產生電路204可利用峰值電流IPK、電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS和參考電流IREF決定初級控制器200的接腳COMP上的補償電壓VCOMP。
在步驟1006中，在補償電壓VCOMP產生後，該閘極控制信號產生電路(未繪示於第1、2圖)即可根據補償電壓VCOMP產生閘極控制信號GCS來控制電源轉換器100的功率開關102的開啟與關閉。
因此，如第9圖所示，在補償電流ICC和參考電流IREF產生後，初級控制器200即可使輸出電流IOUT不隨輸出電壓VOUT改變。
綜上所述，本發明所提供的應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法是利用該電流補償電路所產生的與該輸出電壓成反向變動的補償電流以及該參考電流源所產生的與該輸出電壓成正向變動的參考電流來使該輸出電流不隨該輸出電壓改變。因此，相較於現有技術，因為該補償電流以及該參考電流都和該輸出電壓有關，所以本發明可有效消除該輸出電壓對該輸出電流的影響。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100:電源轉換器
101:分壓電路
102:功率開關
103:輔助繞組
104:感測電阻
106:一次側繞組
108:二次側繞組
110:二極體
200:初級控制器
202:電流補償電路
204:補償電壓產生電路
CCOMP:補償電容
COMP、GATE、ZCD、CS、HV、VCC、GND:接腳
GCS:閘極控制信號
IPRI:電流
IOUT:輸出電流
PRI:一次側
SEC:二次側
VDC:直流電壓
VS:感測電壓
VAC:輸入電壓
VZCD:輔助電壓
VHV、VAUX:電壓
VOUT:輸出電壓

Claims (18)

  1. 一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器，該初級控制器包含：一高壓接腳，用以接收一整流電壓，其中該整流電壓和一輸入電壓有關；一電流補償電路，用以根據一直流電壓和一輔助電壓，產生一補償電流至該一次側的感測電阻，其中該輔助電壓和該電源轉換器的二次側的輸出電壓有關，該補償電流會改變該一次側的峰值電壓，且該直流電壓是依據該整流電壓產生；及一補償電壓產生電路，耦接於該電流補償電路，用以根據一參考電流、該二次側的放電時間和一峰值電流，產生一補償電壓，其中該參考電流會隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變；其中該補償電流和該參考電流是用以使該電源轉換器的二次側的輸出電流不隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變。
  2. 如請求項1所述的初級控制器，其中該電源轉換器是一返馳式電源轉換器(flyback power converter)。
  3. 如請求項1所述的初級控制器，其中該補償電流會隨該輸出電壓的增加而降低。
  4. 如請求項1所述的初級控制器，其中該參考電流會隨該輸出電壓的增加而增加。
  5. 如請求項1所述的初級控制器，其中該輸出電流有關於該二次側的放電時間和該峰值電壓。
  6. 如請求項1所述的初級控制器，其中該峰值電流和該峰值電壓有關。
  7. 如請求項1所述的初級控制器，其中該二次側的放電時間和該峰值電壓會隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變。
  8. 如請求項1所述的初級控制器，其中該電流補償電路通過一分壓電路耦接於該電源轉換器的一次側的輔助繞組。
  9. 如請求項1所述的初級控制器，其中該直流電壓和該電源轉換器的一次側的輸入電壓有關。
  10. 如請求項1所述的初級控制器，另包含：一閘極控制信號產生電路，用以根據該補償電壓產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關，其中該閘極控制信號是用以控制該功率開關的開啟與關閉。
  11. 一種應用於電源轉換器的一次側的初級控制器的操作方法，其中該初級控制器包含一高壓接腳、一電流補償電路、一補償電壓產生電路和一閘極控制信號產生電路，該操作方法包含：該高壓接腳接收一整流電壓，其中該整流電壓和一輸入電壓有關；該電流補償電路根據一直流電壓和一輔助電壓，產生一補償電流至該一次側的感測電阻，其中該輔助電壓和該電源轉換器的二次側的輸出電壓有關，該補償電流會改變該一次側的峰值電壓，且該直流電壓是依據 該整流電壓產生；該補償電壓產生電路根據一參考電流、該二次側的放電時間和一峰值電流，產生一補償電壓，其中該參考電流會隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變；及該閘極控制信號產生電路根據該補償電壓產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關，其中該閘極控制信號是用以控制該功率開關的開啟與關閉；其中該補償電流和該參考電流是用以使該電源轉換器的二次側的輸出電流不隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變。
  12. 如請求項11所述的操作方法，其中該補償電流會隨該輸出電壓的增加而降低。
  13. 如請求項11所述的操作方法，其中該參考電流會隨該輸出電壓的增加而增加。
  14. 如請求項11所述的操作方法，其中該輸出電流有關於該二次側的放電時間和該峰值電壓。
  15. 如請求項11所述的操作方法，其中該峰值電流和該峰值電壓有關。
  16. 如請求項11所述的操作方法，其中該二次側的放電時間和該峰值電壓會隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變。
  17. 如請求項11所述的操作方法，其中該電流補償電路通過一分壓電路耦接於該電源轉換器的一次側的輔助繞組。
  18. 如請求項11所述的操作方法，其中該直流電壓和該電源轉換器的一次側的輸入電壓有關。
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