CN113992018A - 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法。准谐振开关电源包括变压器，变压器包括原边绕组、副边绕组、第一辅助绕组、以及第二辅助绕组，控制芯片被配置为：基于第一辅助绕组上的感应电压产生谷底采样电压，该谷底采样电压用于表征当原边绕组连接的主开关从关断状态变为导通状态时，主开关的漏极与源极之间的电压差值；以及基于谷底采样电压产生第一控制电压，该第一控制电压用于控制主开关从关断状态变为导通状态并且用于控制第二辅助绕组连接的辅开关从导通状态变为关断状态。

Description

准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法
技术领域
本发明涉及集成电路领域，更具体地涉及一种准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法。
背景技术
开关电源又称交换式电源、开关变换器，是电源供应器的一种。开关电源的功能是通过不同形式的架构(例如，反激(fly-back)架构、降压(BUCK)架构、或升压(BOOST)架构等)将一个位准的电压转换为用户端所需要的电压或电流。
通常，开关电源用于交流到直流(AC/DC)或直流到直流(DC/DC)的转换，并且主要包括以下电路部分：电磁干扰(EMI)滤波电路、整流滤波电路、功率变换电路、脉宽调制(PWM)控制电路、输出整流滤波电路等，其中，PWM控制电路主要由PWM控制芯片实现。
发明内容
根据本发明实施例的用于准谐振开关电源的控制芯片，该准谐振开关电源包括变压器，该变压器包括原边绕组、副边绕组、第一辅助绕组、以及第二辅助绕组，该控制芯片被配置为：基于第一辅助绕组上的感应电压产生谷底采样电压，该谷底采样电压用于表征当原边绕组连接的主开关从关断状态变为导通状态时，主开关的漏极与源极之间的电压差值；以及基于谷底采样电压产生第一控制电压，该第一控制电压用于控制主开关从关断状态变为导通状态并且用于控制第二辅助绕组连接的辅开关从导通状态变为关断状态。
根据本发明实施例的准谐振开关电源，包括上述用于准谐振开关电源的控制芯片。
根据本发明实施例的用于准谐振开关电源的控制方法，该准谐振开关电源包括变压器，该变压器包括原边绕组、副边绕组、第一辅助绕组、以及第二辅助绕组，该控制方法包括：基于第一辅助绕组上的感应电压产生谷底采样电压，该谷底采样电压用于表征当原边绕组连接的主开关从关断状态变为导通状态时，主开关的漏极与源极之间的电压差值；以及基于谷底采样电压产生第一控制电压，该第一控制电压用于控制主开关从关断状态变为导通状态并且用于控制第二辅助绕组连接的辅开关从导通状态变为关断状态。
根据本发明实施例的准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法，可以通过根据主开关从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值自动调整辅开关的导通时间，将主开关从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值控制在设定值，从而可以通过根据准谐振开关电源的系统参数灵活设置该设定值来提高准谐振开关电源的电源效率。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
图1示出了传统的准谐振开关电源的电路示意图。
图2示出了图1所示的准谐振开关电源中的关键点的工作波形图。
图3示出了根据本发明实施例的准谐振开关电源的电路示意图。
图4至图6分别示出了图3所示的准谐振开关电源中的关键点在主开关从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值高于、低于、以及等于设定值的情况下的工作波形图。
图7示出了图3所示的谷底采样模块的电路示意图。
图8示出了图3所示的准谐振开关电源中与谷底采样模块有关的关键点的工作波形图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
图1示出了传统的准谐振开关电源100的电路示意图。在图1所示的准谐振开关电源100中，TL431和光耦基于输出电压Vo产生的反馈电压FB用于控制变压器T的原边绕组Np连接的主开关S1从导通状态变为关断状态；在主开关S1从导通状态变为关断状态后，变压器T的辅助绕组Naux2连接的谐振电容Cr充电，变压器T的副边绕组Ns退磁；退磁检测模块基于变压器T的辅助绕组Naux1上的感应电压的分压inv检测副边绕组Ns的退磁情况，并在副边绕组Ns退磁结束时控制辅助绕组Naux2连接的辅开关Sr从关断状态变为导通状态，使得谐振电容Cr对辅助绕组Naux2放电，流过辅助绕组Naux2的电流Ir负向增大；计时模块在辅开关Sr处于导通状态达固定时间后，控制辅开关Sr从导通状态变为关断状态，使得流过辅助绕组Naux2的电流Ir的电流通路断开；由于电感电流无法突变，流过辅助绕组Naux2的电流Ir耦合到原边绕组Np，在原边绕组Np上产生一个负向电流；原边绕组Np上的负向电流使主开关寄生电容Coss放电到其两端的电压接近0V(一般，在辅开关Sr从导通状态变为关断状态后大约1/4谐振周期的固定死区时间后，主开关寄生电容Coss放电到其两端的电压接近0V，即主开关S1的漏极与源极之间的电压差值Vds接近0V)，此时控制主开关S1从关断状态变为导通状态(即，实现主开关S1的零电压开通)可以使主开关S1由于状态切换产生的损耗最小。
图2示出了图1所示的准谐振开关电源100中的关键点的工作波形图。在图2中，gate表示用于驱动主开关S1的导通与关断的栅极驱动电压，Ip表示流过原边绕组Np的电流，Is表示流过副边绕组Ns的电流，Vds表示主开关S1的漏极与源极之间的电压差值，aux_gate表示用于驱动辅开关Sr的导通与关断的栅极驱动电压，Ir表示流过辅助绕组Naux2的电流，Vcr表示谐振电容Cr上的电压。
结合图1和图2可以看出，在主开关S1从关断状态变为导通状态后，流过原边绕组Np的电流Ip正向增大；在主开关S1从导通状态变为关断状态时，流过原边绕组Np的电流Ip下降为0；流过原边绕组Np的电流Ip耦合到辅助绕组Naux2，并通过辅开关Sr的寄生二极管给谐振电容Cr充电；当谐振电容Cr上的电压上升到
Figure BDA0003291574930000041
时，流过辅助绕组Naux2的电流Ir的电流通路断开；流过辅助绕组Naux2的电流Ir耦合到副边绕组Ns，使得副边绕组Ns开始退磁；当流过副边绕组Ns的电流Is下降到0时，原边绕组Np和主开关寄生电容Coss开始谐振，主开关S1的漏极与源极之间的电压差值Vds下降，辅助绕组Naux1上的感应电压的分压inv也随之下降；退磁检测模块基于辅助绕组Naux1上的感应电压的分压inv检测副边绕组Ns的退磁情况，并在副边绕组Ns退磁结束时控制辅开关Sr从关断状态变为导通状态，使得谐振电容Cr对辅助绕组Naux2放电，谐振电容Cr上的电压Vcr下降，流过辅助绕组Naux2的电流Ir负向增大；辅开关Sr从导通状态变为关断状态后，流过辅助绕组Naux2的电流Ir的电流通路断开，流过辅助绕组Naux2的电流Ir下降至0并耦合到原边绕组Np，使得流过原边绕组Np的负向电流Ip给主开关寄生电容Coss放电，主开关S1的漏极与源极之间的电压差值Vds逐渐下降至0V，此时控制主开关S1从关断状态变为导通状态可以使主开关S1由于状态切换导致的损耗最小。
在图1所示的准谐振开关电源100中，辅开关Sr处于导通状态的时长决定了流过辅助绕组Naux2的电流Ir的负向幅值，也就决定了辅开关Sr从导通状态变为关断状态后的谐振能量的大小，最终决定了主开关S1从关断状态变为导通状态之前漏极与源极之间的电压差值Vds的最低值。但是，在副边绕组Ns退磁时，主开关S1的漏极与源极之间的电压差值Vds随着交流输入电压的变化而变化，因此主开关S1的漏极与源极之间的电压差值Vds谐振到0V需要的辅开关Sr处于导通状态的时长也就不同，辅开关Sr处于导通状态的固定时长无法实现主开关S1在不同交流输入电压下的零电压开通。如果辅开关Sr处于导通状态的时长太短，则主开关S1从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值Vds还很高，主开关S1由于状态切换导致的损耗仍然很大；如果辅开关Sr处于导通状态的间长过长，则流过辅助绕组Naux2的电流Ir的负向幅值太大，辅开关Sr处于导通状态下的损耗过大，而且流过原边绕组Np的电流Ip的占空比会变小、有效值会变大很多，主开关S1处于导通状态下的损耗也会变大很多，谐振能量的浪费会导致电源整体效率降低。所以，辅开关Sr处于导通状态的时长既不能太短也不能太长，主开关S1在其漏极与源极之间的电压差值Vds处于50V左右时从关断状态变为导通状态会得到最高的开关电源效率。但是，应该明白的是，根据不同的系统参数，对应于最高的开关电源效率的Vds会有差异。
为了解决无法在全电压的条件下都实现主开关S1的零电压开通且不造成谐振能量的浪费，提出了根据本发明实施例的准谐振开关电源。
图3示出了根据本发明实施例的准谐振开关电源的示例电路图。如图3所示，准谐振开关电源300包括变压器T和控制芯片302；变压器T包括原边绕组Np、副边绕组Ns、第一辅助绕组Naux1、以及第二辅助绕组Naux2；控制芯片302被配置为：基于第一辅助绕组Naux1上的感应电压产生谷底采样电压V1，该谷底采样电压V1用于表征当原边绕组Np连接的主开关S1从关断状态变为导通状态时，主开关S1的漏极与源极之间的电压差值Vds；以及基于谷底采样电压V1产生第一控制电压gate_on/aux_off，该第一控制电压用于控制主开关S1从关断状态变为导通状态并且用于控制第二辅助绕组连接的辅开关从导通状态变为关断状态。
如图3所示，在一些实施例中，控制芯片302进一步被配置为基于来自副边绕组Ns连接的反馈元件(例如，TL431和光耦)的、表征准谐振开关电源300的输出电压Vo的反馈电压FB产生第二控制电压gate_off，该第二控制电压用于控制主开关S1从导通状态变为关断状态。例如，控制芯片302可以通过将反馈电压FB与表征流过原边绕组Np的电流Ip的电流感测电压Vcs进行比较，产生第二控制电压gate_off。
如图3所示，在一些实施例中，控制芯片302进一步被配置为基于第一辅助绕组Naux1上的感应电压产生第三控制电压aux_on，该第三控制电压用于控制辅开关Sr从关断状态变为导通状态。例如，控制芯片302可以基于第一辅助绕组Naux1上的感应电压的分压inv，检测副边绕组Ns的退磁情况，并基于副边绕组Ns的退磁情况产生第三控制电压aux_on。
如图3所示，在一些实施例中，控制芯片302进一步被配置为：通过对谷底采样电压V1和参考电压Vref之间的电压差值进行积分，产生差值积分电压aux_comp；以及通过对差值积分电压aux_comp和斜坡电压ramp进行比较，产生第一控制电压aux_off/gate_on。
具体地，在图3所示的准谐振开关电源300中，TL431和光耦基于输出电压Vo产生的反馈电压FB用于控制主开关S1从导通状态变为关断状态；当主开关S1从导通状态变为关断状态后，谐振电容Cr充电，副边绕组Ns退磁；退磁检测模块3022基于辅助绕组Naux1上的感应电压的分压inv检测副边绕组Ns的退磁情况，并在副边绕组Ns退磁结束时控制辅开关Sr从关断状态变为导通状态，使得谐振电容Cr对辅助绕组Naux2放电，流过辅助绕组Naux2的电流Ir负向增大；谷底采样模块3024对辅助绕组Naux1上的感应电压的分压inv进行采样以产生谷底采样电压V1，该谷底采样电压V1用于表征主开关S1从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值Vds；积分器模块3026对谷底采样电压V1和参考电压Vref之间的差值进行积分以产生差值积分电压aux_comp；比较器模块3028对差值积分电压aux_comp和斜坡电压ramp进行比较，以产生用于控制辅开关Sr从导通状态变为关断状态的第一控制电压aux_off；辅开关Sr从导通状态变为关断状态后，流过辅助绕组Naux2的电流Ir的电流通路断开；由于电感电流无法突变，流过辅助绕组Naux2的电流Ir耦合到原边绕组Np，在原边绕组Np上产生负向电流；原边绕组Np和主开关寄生电容Coss发生谐振，原边绕组Np上的负向电流使主开关寄生电容Coss放电到其两端的电压接近设定值(一般，在辅开关Sr从导通状态变为关断状态后大约为1/4谐振周期的延时固定死区时间后，主开关S1的漏极与源极之间的电压差值Vds下降至设定值)，此时控制主开关S1从关断状态变为导通状态可以使电源效率最高。
图4至图6分别示出了图3所示的准谐振开关电源中的关键点在主开关从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值高于、低于、以及等于设定值的情况下的工作波形图。在图4至图6中，gate表示用于驱动主开关S1的导通与关断的栅极驱动电压，Ip表示流过原边绕组Np的电流，Vds表示主开关S1的漏极与源极之间的电压差值，aux_gate表示用于驱动辅开关Sr的导通与关断的栅极驱动电压，Ir表示流过辅助绕组Naux2的电流，aux_comp表示积分器模块3026产生的差值积分电压。
如图4所示，在主开关S1从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值Vds高于设定值的情况下，积分器模块3026产生的差值积分电压aux_comp会升高，辅开关Sr处于导通状态的时长会变长，谐振能量变大，这使得主开关S1从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值Vds会变低。
如图5所示，在主开关S1从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值Vds低于设定值的情况下，积分器模块3026产生的差值积分电压aux_comp会降低，辅开关Sr处于导通状态的时长会变短，谐振能量变小，这使得主开关S1从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值Vds会变高。
如图6所示，在主开关S1从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值Vds等于设定值的情况下，积分器模块3026产生的差值积分电压aux_comp保持不变，辅开关Sr处于导通状态的时长保持不变，谐振能量也保持不变，这使得主开关S1从关断状态变为导通状态时漏极与源极之间的电压差值Vds维持在设定值。
图7示出了图3所示的谷底采样模块3024的示例电路实现。如图7所示，谷底采样模块3024被配置为：利用钳位电流对第一辅助绕组Naux1上的感应电压Vaux1的分压inv进行钳位；利用采样电阻R3和电流检测模块将钳位电流转换为感应表征电压V2，该感应表征电压V2用于表征第一辅助绕组Naux1上的感应电压Vaux1的负向电压部分的绝对值；通过在主开关S1从关断状态变为导通状态之前对感应表征电压V2进行采样，产生第一采样电压Vd_s；通过在主开关S1从关断状态变为导通状态之后对感应表征电压V2进行采样，产生第二采样电压Vin_s；以及通过将第二采样电压Vin_s和第一采样电压Vd_s相减，产生谷底采样电压V1。
具体地，如图7所示，辅助绕组Naux1上的感应电压Vaux1经过电阻R1和R2分压产生感应电压Vaux1的分压inv；钳位单元3024-2利用钳位电流将感应电压Vaux1的分压inv的最低电压钳位在固定电压Vc(一般，Vc为接近0V的正电压)；电流检测单元3024-4检测钳位单元3024-2的钳位电流，产生一个与钳位电流成比例的检测电流(这里，假设检测电流与钳位电流之间的比例为K)；检测电流流过采样电阻R3产生感应表征电压V2；在主开关S1从关断状态变为导通状态之前产生第一采样信号sample1，对采样电阻R3上的感应表征电压V2进行采样得到第一采样电压Vd_s；在主开关S1从关断状态变为导通状态之后产生第二采样信号sample2，对采样电阻R3上的感应表征电压V2进行采样得到第二采样电压Vin_s；减法器单元3024-6将第二采样电压Vin_s和第一采样电压Vd_s相减，产生一个与主开关S1的导通电压成比例的谷底采样电压V1(V1＝Vin_s-Vd_s)。
这样，可以将主开关S1的导通电压控制在
Figure BDA0003291574930000081
R3、K、Vc、和Vref为内部参数，Np和Naux1需根据系统的输出参数设计，所以可以通过改变电阻R1的大小来调整主开关S1的导通电压。
图8示出了图3所示的准谐振开关电源中与谷底采样模块有关的关键点的工作波形图。在图8中，gate表示用于驱动主开关S1的导通与关断的栅极驱动电压，Vds表示主开关S1的漏极与源极之间的电压差值，aux_gate表示用于驱动辅开关Sr的导通与关断的栅极驱动电压，sample1表示第一采样信号，Sample2表示第二采样信号，Vaux1表示第一辅助绕组Naux1上的感应电压，钳位后inv电压表示第一辅助绕组Naux1上的感应电压Vaux1的分压inv经钳位后的电压。
如图8所示，辅助绕组Naux1上的感应电压Vaux1在辅开关Sr从导通状态变为关断状态后会随着主开关S1的漏极与源极之间的电压差值Vds谐振到负值；一般芯片无法检测负向电压，所以将辅助绕组Naux1上的感应电压Vaux1的分压inv的最低电压钳位在接近0V的正电压值Vc；通过对钳位电流的检测只能检测感应电压Vaux1的负向电压的绝对值，不能直接检测主开关S1的导通电压；主开关S1的导通电压可以通过将感应电压Vaux1在主开关S1从关断状态变为导通状态之前的负向电压的绝对值和感应电压Vaux1在主开关S1从关断状态变为导通状态之后的负向电压的绝对值相减产生；第一采样信号sample1和第二采样信号sample2分别对应主开关S1从关断状态变为导通状态之前和之后。
综上所述，在根据本发明实施例的准谐振开关电源中，可以通过调节分压电阻R1的大小将主开关S1的导通电压控制在目标值，因而可以通过根据准谐振开关电源的系统参数设置该目标值得到最高的开关电源效率。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

Claims (10)

1.一种用于准谐振开关电源的控制芯片，该准谐振开关电源包括变压器，所述变压器包括原边绕组、副边绕组、第一辅助绕组、以及第二辅助绕组，所述控制芯片被配置为：
基于所述第一辅助绕组上的感应电压产生谷底采样电压，该谷底采样电压用于表征当所述原边绕组连接的主开关从关断状态变为导通状态时，所述主开关的漏极与源极之间的电压差值；以及
基于所述谷底采样电压产生第一控制电压，该第一控制电压用于控制所述主开关从关断状态变为导通状态并且用于控制所述第二辅助绕组连接的辅开关从导通状态变为关断状态。
2.根据权利要求1所述的控制芯片，还被配置为：
通过对所述谷底采样电压和参考电压之间的电压差值进行积分，产生差值积分电压；以及
通过对所述差值积分电压和斜坡电压进行比较，产生所述第一控制电压。
3.根据权利要求1所述的控制芯片，还被配置为：
利用钳位电流对所述第一辅助绕组上的感应电压的分压进行钳位；
利用采样电阻和电流检测模块将所述钳位电流转换为感应表征电压，该感应表征电压用于表征所述第一辅助绕组上的感应电压的负向电压部分的绝对值；
通过在所述主开关从关断状态变为导通状态之前对所述感应表征电压进行采样，产生第一采样电压；
通过在所述主开关从关断状态变为导通状态之后对所述感应表征电压进行采样，产生第二采样电压；以及
通过将所述第二采样电压和所述第一采样电压相减，产生所述谷底采样电压。
4.根据权利要求1所述的控制芯片，还被配置为：
基于来自所述副边绕组连接的反馈元件的、表征所述准谐振开关电源的输出电压的反馈电压产生第二控制电压，该第二控制电压用于控制所述主开关从导通状态变为关断状态。
5.根据权利要求4所述的控制芯片，还被配置为：
通过将所述反馈电压与表征流过所述原边绕组的电流的电流感测电压进行比较，产生所述第二控制电压。
6.根据权利要求1所述的控制芯片，还被配置为：
基于所述第一辅助绕组上的感应电压产生第三控制电压，该第三控制电压用于控制所述辅开关从关断状态变为导通状态。
7.根据权利要求6所述的控制芯片，还被配置为：
基于所述第一辅助绕组上的感应电压的分压，检测所述副边绕组的退磁情况；以及
基于所述副边绕组的退磁情况，产生所述第三控制电压。
8.一种准谐振开关电源，包括权利要求1至7中任一项所述的用于准谐振开关电源的控制芯片。
9.一种用于准谐振开关电源的控制方法，该准谐振开关电源包括变压器，所述变压器包括原边绕组、副边绕组、第一辅助绕组、以及第二辅助绕组，所述控制方法包括：
基于所述第一辅助绕组上的感应电压产生谷底采样电压，该谷底采样电压用于表征当所述原边绕组连接的主开关从关断状态变为导通状态时，所述主开关的漏极与源极之间的电压差值；以及
基于所述谷底采样电压产生第一控制电压，该第一控制电压用于控制所述主开关从关断状态变为导通状态并且用于控制所述第二辅助绕组连接的辅开关从导通状态变为关断状态。
10.根据权利要求9所述的控制方法，其中，基于所述谷底采样电压产生第一控制电压的处理包括：
通过对所述谷底采样电压和参考电压之间的电压差值进行积分，产生差值积分电压；以及
通过对所述差值积分电压和斜坡电压进行比较，产生所述第一控制电压。
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