JP3495287B2 - 電力供給装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主としてレーザ用
閃光管やレーザダイオード等の負荷に電力を高速に供給
する電力供給装置に係り、特に負荷の非直線性や放電管
が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定にし
かも高精度に電力制御できるようにした電力供給装置に
関するものである。
閃光管やレーザダイオード等の負荷に電力を高速に供給
する電力供給装置に係り、特に負荷の非直線性や放電管
が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定にし
かも高精度に電力制御できるようにした電力供給装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来から、主としてレーザ用閃光管やレ
ーザダイオード等の負荷に電力を高速に供給する電力供
給装置が多く用いられている。
ーザダイオード等の負荷に電力を高速に供給する電力供
給装置が多く用いられている。
【０００３】以下に、この種の電力供給装置を代表する
ものとして、例えば“特許第２６５８９００号［パルス
電源装置］”に示されている技術について説明する。
ものとして、例えば“特許第２６５８９００号［パルス
電源装置］”に示されている技術について説明する。
【０００４】図１１は、従来のパルス電源装置の回路構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【０００５】図１１において、充電電源１からコンデン
サ２を充電し、スイッチング素子（以下、ＩＧＢＴとし
て述べる）３をオンオフさせることにより、リアクトル
４、ダイオード５、フィルタ用のコンデンサ７から成る
電力変換部である降圧チョッパ回路の出力電力を制御
し、逆阻止用のダイオード８を介して閃光管９に電力を
供給する。
サ２を充電し、スイッチング素子（以下、ＩＧＢＴとし
て述べる）３をオンオフさせることにより、リアクトル
４、ダイオード５、フィルタ用のコンデンサ７から成る
電力変換部である降圧チョッパ回路の出力電力を制御
し、逆阻止用のダイオード８を介して閃光管９に電力を
供給する。
【０００６】リアクトル４の電流は電流検出器６により
検出してＩとし、また閃光管９の電圧は電圧検出器１０
により検出してＶとし、掛算器１１によりＩとＶとの積
を求めて負荷電力Ｖ11を得る。
検出してＩとし、また閃光管９の電圧は電圧検出器１０
により検出してＶとし、掛算器１１によりＩとＶとの積
を求めて負荷電力Ｖ11を得る。
【０００７】電力指令Ｐ* １２と上記負荷電力Ｖ11と
を、ヒステリシスコンパレータ１３により比較してＰＷ
Ｍ信号を出力し、駆動回路１４を介してＩＧＢＴ３をオ
ンオフすることにより、閃光管９へ供給する電力を制御
するようになっている。
を、ヒステリシスコンパレータ１３により比較してＰＷ
Ｍ信号を出力し、駆動回路１４を介してＩＧＢＴ３をオ
ンオフすることにより、閃光管９へ供給する電力を制御
するようになっている。
【０００８】なお、直流電源１５と抵抗１６とから、シ
ンマー電流を流すシンマー回路が構成されている。
ンマー電流を流すシンマー回路が構成されている。
【０００９】図１２は、図１１のパルス電源装置の動作
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【００１０】図１２に示すように、電力指令Ｐ* １２に
対して、ヒステリシスコンパレータ１３のヒステリシス
によって、＋ΔＰと−ΔＰの幅の間をＩＧＢＴ３がオン
オフすることにより電力を制御する、いわゆるデルタモ
ジュレーションと呼ばれる方式で負荷電力を制御する。
対して、ヒステリシスコンパレータ１３のヒステリシス
によって、＋ΔＰと−ΔＰの幅の間をＩＧＢＴ３がオン
オフすることにより電力を制御する、いわゆるデルタモ
ジュレーションと呼ばれる方式で負荷電力を制御する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような制御方式を用いたパルス電源装置は、回路構成が
簡単でまた制御が容易である反面、次のような問題点が
ある。
ような制御方式を用いたパルス電源装置は、回路構成が
簡単でまた制御が容易である反面、次のような問題点が
ある。
【００１２】（ａ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が
変化する。すなわち、コンデンサ２の電圧の１／２の負
荷電圧の時が、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が最も
高く、コンデンサ２が放電して低下するに従って、ＩＧ
ＢＴ３のスイッチング周波数が低下する。このため、Ｉ
ＧＢＴ３の信頼性を確保するために最高周波数を制限す
ることから、リアクトル４のインダクタンスが比較的大
きく、電力制御の応答が遅くなる。
変化する。すなわち、コンデンサ２の電圧の１／２の負
荷電圧の時が、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が最も
高く、コンデンサ２が放電して低下するに従って、ＩＧ
ＢＴ３のスイッチング周波数が低下する。このため、Ｉ
ＧＢＴ３の信頼性を確保するために最高周波数を制限す
ることから、リアクトル４のインダクタンスが比較的大
きく、電力制御の応答が遅くなる。
【００１３】（ｂ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が
低下した範囲では、電力応答も遅くなる。
低下した範囲では、電力応答も遅くなる。
【００１４】（ｃ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が
低下すると、リアクトル４の騒音が大きくなる。
低下すると、リアクトル４の騒音が大きくなる。
【００１５】（ｄ）リプル電力一定制御であることか
ら、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下すると、コ
ンデンサ７の容量を大きく設計してリプル電力を低下さ
せる設計とする必要が生じ、その結果として応答性が低
下する。
ら、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下すると、コ
ンデンサ７の容量を大きく設計してリプル電力を低下さ
せる設計とする必要が生じ、その結果として応答性が低
下する。
【００１６】（ｅ）コンデンサ７を接続することによ
り、シンマー電力が抵抗１６からコンデンサ７に流入し
ないようにダイオード８を接続しないと、コンデンサ７
と閃光管９の負性抵抗特性によってシンマー電流が流れ
ない現象が発生する。
り、シンマー電力が抵抗１６からコンデンサ７に流入し
ないようにダイオード８を接続しないと、コンデンサ７
と閃光管９の負性抵抗特性によってシンマー電流が流れ
ない現象が発生する。
【００１７】本発明の目的は、ＩＧＢＴのスイッチング
周波数を一定に制御しながら電力制御を行ない、さらに
フィルタ用のコンデンサを省略して逆阻止用のダイオー
ドも省略し、負荷の非直線性や放電管が一般的に有する
負性抵抗の有無に関係なく、安定にしかも高精度に電力
制御を行なうことが可能電力供給装置を提供することに
ある。
周波数を一定に制御しながら電力制御を行ない、さらに
フィルタ用のコンデンサを省略して逆阻止用のダイオー
ドも省略し、負荷の非直線性や放電管が一般的に有する
負性抵抗の有無に関係なく、安定にしかも高精度に電力
制御を行なうことが可能電力供給装置を提供することに
ある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明は、スイッチング素子及びリアク
トルを含み、直流電源から電力指令に基づいて前記スイ
ッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで
出力電力を制御する電力変換部を複数個並列接続し且つ
これら複数個の電力変換部における前記スイッチング素
子をサンプリング周期により順次等間隔で制御して、前
記負荷に電流を供給する電力変換装置と、前記サンプリ
ング周期毎に、前記電力変換部の入力電圧と入力電流と
の積からスイッチング素子出力側の瞬時電力を求め、か
つ当該瞬時電力を積分して積分値を求める手段と、前記
サンプリング周期の初期に前記電力変換部の前記スイッ
チング素子をオンし、積分値が目標電力値に達すると当
該スイッチング素子をオフさせる手段とを備えて成るこ
とを特徴とする電力供給装置、である。
めに、請求項１の発明は、スイッチング素子及びリアク
トルを含み、直流電源から電力指令に基づいて前記スイ
ッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで
出力電力を制御する電力変換部を複数個並列接続し且つ
これら複数個の電力変換部における前記スイッチング素
子をサンプリング周期により順次等間隔で制御して、前
記負荷に電流を供給する電力変換装置と、前記サンプリ
ング周期毎に、前記電力変換部の入力電圧と入力電流と
の積からスイッチング素子出力側の瞬時電力を求め、か
つ当該瞬時電力を積分して積分値を求める手段と、前記
サンプリング周期の初期に前記電力変換部の前記スイッ
チング素子をオンし、積分値が目標電力値に達すると当
該スイッチング素子をオフさせる手段とを備えて成るこ
とを特徴とする電力供給装置、である。
【００１９】 従って、請求項１の発明においては、並
列接続記された複数個の電力変換部をサンプリング周期
により順次等間隔で制御することにより、電力のリプル
を打消すことが可能となり、またサンプリング周期の初
期に電力変換装置の電力変換部のスイッチング素子をオ
ンさせ、スイッチング素子出力側の瞬時電力の積分値が
目標電力値に達するとスイッチング素子をオフさせるこ
とにより、負荷に供給する電力の制御を安定にしかも高
精度に行なうことができる。
列接続記された複数個の電力変換部をサンプリング周期
により順次等間隔で制御することにより、電力のリプル
を打消すことが可能となり、またサンプリング周期の初
期に電力変換装置の電力変換部のスイッチング素子をオ
ンさせ、スイッチング素子出力側の瞬時電力の積分値が
目標電力値に達するとスイッチング素子をオフさせるこ
とにより、負荷に供給する電力の制御を安定にしかも高
精度に行なうことができる。
【００２０】 また、請求項２の発明では、上記請求項
１に記載の電力供給装置において、前記電力変換装置を
２つの電力変換部で構成し、該２つの電力変換部を並列
接続し且つ１８０度の位相差を持たせて制御するように
したことを特徴する。
１に記載の電力供給装置において、前記電力変換装置を
２つの電力変換部で構成し、該２つの電力変換部を並列
接続し且つ１８０度の位相差を持たせて制御するように
したことを特徴する。
【００２１】 従って、請求項２の発明の電力供給装置
においては、並列接続した２つの電力変換部を１８０度
の位相差を持たせて制御することにより、電力のリプル
を打消すことが可能となる。
においては、並列接続した２つの電力変換部を１８０度
の位相差を持たせて制御することにより、電力のリプル
を打消すことが可能となる。
【００２２】さらに、請求項３の発明では、上記請求項
１の発明の電力供給装置において、積分値、または目標
電力値に、サンプリング周期に同期して漸増または漸減
するディザ信号を加えて補正する手段を付加している。
１の発明の電力供給装置において、積分値、または目標
電力値に、サンプリング周期に同期して漸増または漸減
するディザ信号を加えて補正する手段を付加している。
【００２３】従って、請求項３の発明の電力供給装置に
おいては、積分値、または目標電力値に、サンプリング
周期に同期して漸増または漸減するディザ信号を加える
ことにより、電力積分量がわずかな場合でもスイッチン
グ素子のオフをサンプリング周期に同期させることがで
きる。
おいては、積分値、または目標電力値に、サンプリング
周期に同期して漸増または漸減するディザ信号を加える
ことにより、電力積分量がわずかな場合でもスイッチン
グ素子のオフをサンプリング周期に同期させることがで
きる。
【００２４】また、請求項４の発明では、上記請求項３
の発明の電力供給装置において、ＰＷＭの変調率に比例
したディザ補正信号を目標電力値に加えるようにしてい
る。
の発明の電力供給装置において、ＰＷＭの変調率に比例
したディザ補正信号を目標電力値に加えるようにしてい
る。
【００２５】従って、請求項４の発明の電力供給装置に
おいては、ＰＷＭの変調率に比例したディザ補償信号を
目標電力値に加えることにより、ディザ信号による電力
誤差を減少させて、電力制御の精度を向上させることが
できる。
おいては、ＰＷＭの変調率に比例したディザ補償信号を
目標電力値に加えることにより、ディザ信号による電力
誤差を減少させて、電力制御の精度を向上させることが
できる。
【００２６】さらに、請求項５の発明では、上記請求項
１の発明の電力供給装置において、電力指令を入力とし
て目標電力値を出力する進み手段を付加している。
１の発明の電力供給装置において、電力指令を入力とし
て目標電力値を出力する進み手段を付加している。
【００２７】従って、請求項５の発明の電力供給装置に
おいては、電力指令の大きさ／位相を進めて目標電力値
を得ることにより、電力変換装置の電力変換部（チョッ
パ回路）の一部を構成するリアクトルによる遅れ分を補
償して高速に応答することができる。
おいては、電力指令の大きさ／位相を進めて目標電力値
を得ることにより、電力変換装置の電力変換部（チョッ
パ回路）の一部を構成するリアクトルによる遅れ分を補
償して高速に応答することができる。
【００２８】 一方、請求項６の発明は、スイッチング
素子及びリアクトルを含み、直流電源から電力指令に基
づいて前記スイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御することで出力電力を制御する電力変換部を複数個
並列接続し且つこれら複数個の電力変換部における前記
スイッチング素子をサンプリング周期により順次等間隔
で制御して、前記負荷に電流を供給する電力変換装置
と、前記サンプリング周期毎に、前記電力変換部の出力
電圧と出力電流との積、または前記前記電力変換部の入
力電圧と入力電流との積から瞬時電力値を求める手段
と、前記サンプリング周期の初期に前記電力変換部の前
記スイッチング素子をオンし、瞬時電力値が目標電力値
に達すると当該スイッチング素子をオフさせる手段とを
備えて成ることを特徴する電力供給装置。
素子及びリアクトルを含み、直流電源から電力指令に基
づいて前記スイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御することで出力電力を制御する電力変換部を複数個
並列接続し且つこれら複数個の電力変換部における前記
スイッチング素子をサンプリング周期により順次等間隔
で制御して、前記負荷に電流を供給する電力変換装置
と、前記サンプリング周期毎に、前記電力変換部の出力
電圧と出力電流との積、または前記前記電力変換部の入
力電圧と入力電流との積から瞬時電力値を求める手段
と、前記サンプリング周期の初期に前記電力変換部の前
記スイッチング素子をオンし、瞬時電力値が目標電力値
に達すると当該スイッチング素子をオフさせる手段とを
備えて成ることを特徴する電力供給装置。
【００２９】 従って、請求項６の発明においては、並
列接続記された複数個の電力変換部をサンプリング周期
により順次等間隔で制御することにより、電力のリプル
を打消すことが可能となり、またサンプリング周期の初
期に電力変換装置の電力変換部のスイッチング素子をオ
ンさせ、電力変換装置の電力変換部の出力電力または入
力電力の瞬時値が目標電力値に達するとスイッチング素
子をオフさせることにより、負荷に供給する電力の制御
を安定にしかも高精度に行なうことができる。
列接続記された複数個の電力変換部をサンプリング周期
により順次等間隔で制御することにより、電力のリプル
を打消すことが可能となり、またサンプリング周期の初
期に電力変換装置の電力変換部のスイッチング素子をオ
ンさせ、電力変換装置の電力変換部の出力電力または入
力電力の瞬時値が目標電力値に達するとスイッチング素
子をオフさせることにより、負荷に供給する電力の制御
を安定にしかも高精度に行なうことができる。
【００３０】 また、請求項７の発明では、上記請求項
６に記載の電力供給装置において、前記電力変換装置を
２つの電力変換部で構成し、該２つの電力変換部を並列
接続し且つ１８０度の位相差を持たせて制御するように
したことを特徴する。
６に記載の電力供給装置において、前記電力変換装置を
２つの電力変換部で構成し、該２つの電力変換部を並列
接続し且つ１８０度の位相差を持たせて制御するように
したことを特徴する。
【００３１】 従って、請求項７の発明の電力供給装置
においては、並列接続した２つの電力変換部を１８０度
の位相差を持たせて制御することにより、電力のリプル
を打消すことが可能となる。
においては、並列接続した２つの電力変換部を１８０度
の位相差を持たせて制御することにより、電力のリプル
を打消すことが可能となる。
【００３２】さらに、請求項８の発明では、上記請求項
６の発明の電力供給装置において、瞬時電力値、または
目標電力値に、サンプリング周期に同期して漸増または
漸減するディザ信号を加えて補正する手段を付加してい
る。
６の発明の電力供給装置において、瞬時電力値、または
目標電力値に、サンプリング周期に同期して漸増または
漸減するディザ信号を加えて補正する手段を付加してい
る。
【００３３】従って、請求項８の発明の電力供給装置に
おいては、瞬時電力値、または目標電力値に、サンプリ
ング周期に同期して漸増または漸減するディザ信号を加
えることにより、瞬時電力変化率が低い場合でもスイッ
チング素子のオフをサンプリング周期に同期させること
ができる。
おいては、瞬時電力値、または目標電力値に、サンプリ
ング周期に同期して漸増または漸減するディザ信号を加
えることにより、瞬時電力変化率が低い場合でもスイッ
チング素子のオフをサンプリング周期に同期させること
ができる。
【００３４】また、請求項９の発明では、上記請求項８
の発明の電力供給装置において、ＰＷＭの変調率に比例
したディザ補正信号を目標電力値に加えるようにしてい
る。
の発明の電力供給装置において、ＰＷＭの変調率に比例
したディザ補正信号を目標電力値に加えるようにしてい
る。
【００３５】従って、請求項９の発明の電力供給装置に
おいては、ＰＷＭの変調率に比例したディザ補償信号を
目標電力値に加えることにより、ディザ信号による電力
誤差を減少させて、電力制御の精度を向上させることが
できる。
おいては、ＰＷＭの変調率に比例したディザ補償信号を
目標電力値に加えることにより、ディザ信号による電力
誤差を減少させて、電力制御の精度を向上させることが
できる。
【００３６】さらに、請求項１０の発明では、上記請求
項１または請求項６の発明の電力供給装置において、ス
イッチング素子に流れる電流値が設定値以上に達すると
当該スイッチング素子をオフさせる手段を付加してい
る。
項１または請求項６の発明の電力供給装置において、ス
イッチング素子に流れる電流値が設定値以上に達すると
当該スイッチング素子をオフさせる手段を付加してい
る。
【００３７】従って、請求項１０の発明の電力供給装置
においては、スイッチング素子に流れる電流値が設定値
以上に達するとスイッチング素子をオフさせることによ
り、スイッチング素子電流が設定値を超えないように制
御して、スイッチング素子の破壊を防止することができ
る。
においては、スイッチング素子に流れる電流値が設定値
以上に達するとスイッチング素子をオフさせることによ
り、スイッチング素子電流が設定値を超えないように制
御して、スイッチング素子の破壊を防止することができ
る。
【００３８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００３９】（第１の実施の形態）図１は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１１と同一部分には同一符号を付してその説明
を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１１と同一部分には同一符号を付してその説明
を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００４０】図１において、コンデンサ２の電圧源か
ら、ＩＧＢＴ３Ａ、リアクトル４Ａ、ダイオード５Ａ、
および電流検出器６Ａからなる電力変換部であるＡグル
ープの降圧チョッパ回路と、ＩＧＢＴ３Ｂ、リアクトル
４Ｂ、ダイオード５Ｂ、および電流検出器６Ｂからなる
電力変換部であるＢグループの降圧チョッパ回路とを並
列接続して、負荷である閃光管９に電流を供給する。
ら、ＩＧＢＴ３Ａ、リアクトル４Ａ、ダイオード５Ａ、
および電流検出器６Ａからなる電力変換部であるＡグル
ープの降圧チョッパ回路と、ＩＧＢＴ３Ｂ、リアクトル
４Ｂ、ダイオード５Ｂ、および電流検出器６Ｂからなる
電力変換部であるＢグループの降圧チョッパ回路とを並
列接続して、負荷である閃光管９に電流を供給する。
【００４１】コンデンサ２の電圧を電圧検出器１０で検
出してＶ10とし、電流検出器６Ａからの出力ＩA とＶ10
との積を掛算器１１Ａで求めて瞬時電力Ｖ11A を求め、
この掛算器１１Ａからの出力Ｖ11A を積分器１９Ａで積
分して積分値Ｖ19A を求める。
出してＶ10とし、電流検出器６Ａからの出力ＩA とＶ10
との積を掛算器１１Ａで求めて瞬時電力Ｖ11A を求め、
この掛算器１１Ａからの出力Ｖ11A を積分器１９Ａで積
分して積分値Ｖ19A を求める。
【００４２】発振器１７からサンプリング周期を決める
周波数を出力し、分配器１８から交互に出力するリセッ
トＡとリセットＢの信号を出力し、リセット信号の立上
りで積分器１９ＡをリセットＡによりリセットする。
周波数を出力し、分配器１８から交互に出力するリセッ
トＡとリセットＢの信号を出力し、リセット信号の立上
りで積分器１９ＡをリセットＡによりリセットする。
【００４３】電力指令Ｐ* 12から進み回路３０を介して
目標電力値Ｖ30を出力し、上記積分値Ｖ19A と目標電力
値Ｖ30とをコンパレータ２０Ａにより比較して、フリッ
プフロップ２１Ａに入力する。フリップフロップ２１Ａ
は、リセットＡ信号の立上りでリセットされ、コンパレ
ータ２０Ａからの出力でセットする。フリップフロップ
２１Ａからの出力で、駆動回路１４Ａを介してＩＧＢＴ
３ＡをＰＷＭ制御する。
目標電力値Ｖ30を出力し、上記積分値Ｖ19A と目標電力
値Ｖ30とをコンパレータ２０Ａにより比較して、フリッ
プフロップ２１Ａに入力する。フリップフロップ２１Ａ
は、リセットＡ信号の立上りでリセットされ、コンパレ
ータ２０Ａからの出力でセットする。フリップフロップ
２１Ａからの出力で、駆動回路１４Ａを介してＩＧＢＴ
３ＡをＰＷＭ制御する。
【００４４】電流検出器６Ｂからの出力ＩB と電圧検出
器１０からの出力Ｖ10との積を掛算器１１Ｂで求め、そ
の出力をリセットＢでリセットされる積分器１９Ｂで積
分した出力を目標電力値Ｖ30とコンパレータ２０Ｂで比
較し、リセットＢでリセットされるフリップフロップ２
１Ｂをセットし、フリップフロップ２１Ｂからの出力
で、駆動回路１４Ｂを介してＩＧＢＴ３ＢをＰＷＭ制御
する。
器１０からの出力Ｖ10との積を掛算器１１Ｂで求め、そ
の出力をリセットＢでリセットされる積分器１９Ｂで積
分した出力を目標電力値Ｖ30とコンパレータ２０Ｂで比
較し、リセットＢでリセットされるフリップフロップ２
１Ｂをセットし、フリップフロップ２１Ｂからの出力
で、駆動回路１４Ｂを介してＩＧＢＴ３ＢをＰＷＭ制御
する。
【００４５】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力供給装置の動作について、図２を用いて説明す
る。
の電力供給装置の動作について、図２を用いて説明す
る。
【００４６】時刻ｔ0 において、ＩＧＢＴ３がオンする
と電流Ｉは増加を開始し、ダイオード５の両端電圧ＶD
はコンデンサ２の電圧Ｖc となる。このため、瞬時電力
ＶD・Ｉ（＝Ｖc ・Ｉ）が、リアクトル４、負荷９に注
入される。
と電流Ｉは増加を開始し、ダイオード５の両端電圧ＶD
はコンデンサ２の電圧Ｖc となる。このため、瞬時電力
ＶD・Ｉ（＝Ｖc ・Ｉ）が、リアクトル４、負荷９に注
入される。
【００４７】この瞬時電力Ｖc ・Ｉを積分した値∫Ｖc
・Ｉは、図２（ｄ）に示すように、図２（ｃ）のＶD ・
Ｉを積分した値となり、これが降圧チョッパ回路に入力
された電力となる。
・Ｉは、図２（ｄ）に示すように、図２（ｃ）のＶD ・
Ｉを積分した値となり、これが降圧チョッパ回路に入力
された電力となる。
【００４８】積分値∫Ｖc ・Ｉと電流指令Ｐ* とを比較
して、積分値∫Ｖc ・Ｉが電流指令Ｐ* に一致した時点
ｔ1 でスイッチング素子３をオフさせると、ダイオード
５の電圧はゼロとなり、時刻ｔ1 〜ｔ2 の間は、リアク
トル４に蓄積されているエネルギーが負荷である閃光管
９に流出して、電流がＩ1 からＩ2 まで減少する。
して、積分値∫Ｖc ・Ｉが電流指令Ｐ* に一致した時点
ｔ1 でスイッチング素子３をオフさせると、ダイオード
５の電圧はゼロとなり、時刻ｔ1 〜ｔ2 の間は、リアク
トル４に蓄積されているエネルギーが負荷である閃光管
９に流出して、電流がＩ1 からＩ2 まで減少する。
【００４９】リアクトル４のインダクタンスをＬとする
と、
と、
【数１】
【００５０】のエネルギーがこの間に放出されたことに
なる。
なる。
【００５１】時刻ｔ0 からｔ1 間の注入エネルギーは∫
ＶD ・Ｉであり、
ＶD ・Ｉであり、
【数２】
【００５２】と同じであるが、
【数３】
【００５３】は、ＩＧＢＴ３がオフになっても増加す
る。
る。
【００５４】なお、図２（ｄ）の積分は∫ＶD ・Ｉを使
ってもよいが、Ｖc はコンデンサ２の電圧制御のため検
出しているので、∫Ｖc ・Ｉを使う方が経済的である。
ってもよいが、Ｖc はコンデンサ２の電圧制御のため検
出しているので、∫Ｖc ・Ｉを使う方が経済的である。
【００５５】時刻ｔ2 になると、リセット信号により積
分値∫Ｖc ・Ｉをリセットする。図１のフリップフロッ
プ（Ｆ／Ｆ）もリセット信号でリセットし、Ｐ* ＝∫Ｖ
c ・Ｉの時刻にフリップフロップＦ／Ｆをセットするの
で、フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）出力は図２（ｆ）に示
すようになり、この信号でＩＧＢＴ３をスイッチングす
ることにより、降圧チョッパに入力するエネルギーを制
御できることになる。
分値∫Ｖc ・Ｉをリセットする。図１のフリップフロッ
プ（Ｆ／Ｆ）もリセット信号でリセットし、Ｐ* ＝∫Ｖ
c ・Ｉの時刻にフリップフロップＦ／Ｆをセットするの
で、フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）出力は図２（ｆ）に示
すようになり、この信号でＩＧＢＴ３をスイッチングす
ることにより、降圧チョッパに入力するエネルギーを制
御できることになる。
【００５６】定常状態では、ｔ0 〜ｔ1 間でリアクトル
４に蓄えられたエネルギーは、ｔ1〜ｔ2 間に負荷に放
出されるので、電力応答は１サイクル以内である。過渡
的には、負荷である閃光管９の電流変化分をリアクトル
４に余分に蓄える必要があり、この制御の遅れ分を補償
するために、図１の進み回路３０により電力指令Ｐ*１
２の変化分を進みで余分に与えることにより、高速な電
力制御の応答が達成できる。
４に蓄えられたエネルギーは、ｔ1〜ｔ2 間に負荷に放
出されるので、電力応答は１サイクル以内である。過渡
的には、負荷である閃光管９の電流変化分をリアクトル
４に余分に蓄える必要があり、この制御の遅れ分を補償
するために、図１の進み回路３０により電力指令Ｐ*１
２の変化分を進みで余分に与えることにより、高速な電
力制御の応答が達成できる。
【００５７】なお、図１には、図２に示す回路を２組組
み込んで、図３に示すようなタイミングで、つまりサン
プリング周期により順次等間隔で動作させるように制御
している。
み込んで、図３に示すようなタイミングで、つまりサン
プリング周期により順次等間隔で動作させるように制御
している。
【００５８】すなわち、リセットＡとリセットＢとが交
互に等間隔で入力され、電流ＩA とＩB は１８０度位相
差を持つように、フリップフロップ２１Ａ、２１ＢがＩ
ＧＢＴ３Ａ、３Ｂを交互にスイッチングすることによ
り、図３に示すように、デューティが５０％のスイッチ
ングの場合には、負荷電流ＩA ＋ＩB はリプルの極めて
少ない波形となる。また、デューティが５０％でない場
合には、ややリプルが増加する。
互に等間隔で入力され、電流ＩA とＩB は１８０度位相
差を持つように、フリップフロップ２１Ａ、２１ＢがＩ
ＧＢＴ３Ａ、３Ｂを交互にスイッチングすることによ
り、図３に示すように、デューティが５０％のスイッチ
ングの場合には、負荷電流ＩA ＋ＩB はリプルの極めて
少ない波形となる。また、デューティが５０％でない場
合には、ややリプルが増加する。
【００５９】なお、図１では、電力変換部を２組のチョ
ッパ回路で構成した場合を示したが、これに限らず、３
組以上のチョッパ回路で電力変換部を構成しても、全く
同様な原理で特定デューティでリプルがゼロとなる。
ッパ回路で構成した場合を示したが、これに限らず、３
組以上のチョッパ回路で電力変換部を構成しても、全く
同様な原理で特定デューティでリプルがゼロとなる。
【００６０】さらに、１組のチョッパ回路でも使用可能
であり、リプルを減少させたい場合には、図４に示すよ
うに、コンデンサ７によりリプル分を吸収し、ダイオー
ド８を介して閃光管９に電力を供給する。なお、このダ
イオード８は、シンマー電力を安定に流す上で必要であ
るので、負荷がレーザダイオードの場合には不要とな
る。
であり、リプルを減少させたい場合には、図４に示すよ
うに、コンデンサ７によりリプル分を吸収し、ダイオー
ド８を介して閃光管９に電力を供給する。なお、このダ
イオード８は、シンマー電力を安定に流す上で必要であ
るので、負荷がレーザダイオードの場合には不要とな
る。
【００６１】上述したように、本実施の形態の電力供給
装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部である
チョッパ回路のＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂをオンさせ、ＩＧＢ
Ｔ３Ａ、３Ｂ出力側の瞬時電力の積分値が目標電力値に
達するとＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂをオフさせるようにしてい
るので、負荷である閃光管９に供給する電力の制御を、
リプルの極めて少ない状態で安定にしかも高精度に行な
うことが可能となる。
装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部である
チョッパ回路のＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂをオンさせ、ＩＧＢ
Ｔ３Ａ、３Ｂ出力側の瞬時電力の積分値が目標電力値に
達するとＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂをオフさせるようにしてい
るので、負荷である閃光管９に供給する電力の制御を、
リプルの極めて少ない状態で安定にしかも高精度に行な
うことが可能となる。
【００６２】さらに、従来必要であったコンデンサ７、
ダイオード８が必要ないので、効率の高い電力変換を行
なうことが可能となる。
ダイオード８が必要ないので、効率の高い電力変換を行
なうことが可能となる。
【００６３】（第２の実施の形態）前記第１の実施の形
態において、電力制御範囲が極めて広い場合には、図１
の積分器１９Ａからの出力（図２（ｄ））がゆるやかに
上昇するので、ノイズ等によって（ｆ）（Ｆ／Ｆ出力）
がバラツクことがある。
態において、電力制御範囲が極めて広い場合には、図１
の積分器１９Ａからの出力（図２（ｄ））がゆるやかに
上昇するので、ノイズ等によって（ｆ）（Ｆ／Ｆ出力）
がバラツクことがある。
【００６４】そこで、このように微少電力まで制御する
場合には、図５にブロック図を示すように、リセットＡ
信号に同期したディザ回路２３Ａの波形（ｇ）を、積分
器１９Ａからの出力と加算回路２２Ａで加算して比較器
２０Ａで比較する。フリップフロップ２１Ａからの出力
がＰＷＭ信号であるので、フリップフロップ２１Ｂから
の出力のＰＷＭ信号も含めて、変調率検出回路２４で変
調率に比例した出力Ｖ24を得て電力指令Ｐ* 12にＶ24を
加算することにより、ディザ信号による電力制御精度の
低下を補償するようにしている。
場合には、図５にブロック図を示すように、リセットＡ
信号に同期したディザ回路２３Ａの波形（ｇ）を、積分
器１９Ａからの出力と加算回路２２Ａで加算して比較器
２０Ａで比較する。フリップフロップ２１Ａからの出力
がＰＷＭ信号であるので、フリップフロップ２１Ｂから
の出力のＰＷＭ信号も含めて、変調率検出回路２４で変
調率に比例した出力Ｖ24を得て電力指令Ｐ* 12にＶ24を
加算することにより、ディザ信号による電力制御精度の
低下を補償するようにしている。
【００６５】なお、図５では、図１における制御回路の
Ａ側のチョッパ回路のブロック図を主として示してあ
り、Ｂ側についても全く同様である。
Ａ側のチョッパ回路のブロック図を主として示してあ
り、Ｂ側についても全く同様である。
【００６６】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力供給装置の動作について説明する。
の電力供給装置の動作について説明する。
【００６７】電力値が少ない場合、図５（ｇ）の∫Ｖc
・ＩA は、図に示すようにゆるやかな傾斜となるので、
コンパレータ２０Ａで比較する時に、ノイズ等でフリッ
プフロップ２１Ａの出力、すなわち図５（ｈ）のＰＷＭ
波形のパルス幅が不安定となる。
・ＩA は、図に示すようにゆるやかな傾斜となるので、
コンパレータ２０Ａで比較する時に、ノイズ等でフリッ
プフロップ２１Ａの出力、すなわち図５（ｈ）のＰＷＭ
波形のパルス幅が不安定となる。
【００６８】そこで、図５（ｅ）のリセットＡに同期し
た（ｇ）ディザ信号を、図５（ｄ）の∫Ｖc ・ＩA に加
算することにより、ＰＷＭがディザによって強制的にほ
ぼ等しいパルスとなり安定する。
た（ｇ）ディザ信号を、図５（ｄ）の∫Ｖc ・ＩA に加
算することにより、ＰＷＭがディザによって強制的にほ
ぼ等しいパルスとなり安定する。
【００６９】いま、ＰＷＭ波形が図５（ｈ）のようにな
った時、ディザの波形でＨの大きさが電力制御の誤差と
なるので、ＰＷＭの変調率とＨは比例するため、変調率
検出回路２４で検出した変調率Ｖ24を電力指令Ｐ* に加
算回路２５で加算した新しい基準で電力を制御すること
により、精度の良い電力制御を安定に行なうことができ
る。
った時、ディザの波形でＨの大きさが電力制御の誤差と
なるので、ＰＷＭの変調率とＨは比例するため、変調率
検出回路２４で検出した変調率Ｖ24を電力指令Ｐ* に加
算回路２５で加算した新しい基準で電力を制御すること
により、精度の良い電力制御を安定に行なうことができ
る。
【００７０】上述したように、本実施の形態の電力供給
装置では、ＰＷＭの変調率に比例したディザ補償信号を
目標電力値に加えるようにしているので、ディザ信号に
よる電力誤差を減少させて、電力制御の精度を向上させ
ることが可能となる。
装置では、ＰＷＭの変調率に比例したディザ補償信号を
目標電力値に加えるようにしているので、ディザ信号に
よる電力誤差を減少させて、電力制御の精度を向上させ
ることが可能となる。
【００７１】（第３の実施の形態）図６は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１および図５と同一部分には同一符号を付して
示している。
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１および図５と同一部分には同一符号を付して
示している。
【００７２】図６において、閃光管９の電圧を電圧検出
器１０で検出し、電流ＩA と掛算器１１Ａで掛算して瞬
時電力を求め、リセットＡ信号に同期したディザ回路２
３Ａのディザ信号と、加算器２２Ａで瞬時電力とディザ
信号を加算した値とをコンパレータ２０Ａで比較し、リ
セットＡでＩＧＢＴ３ＡをオンするＰＷＭ信号をフリッ
プフロップ２１Ａで出力し、コンパレータ２０Ａからの
出力でＩＧＢＴ３Ａをオフすべく、フリップフロップ２
１ＡをセットしてＰＷＭ信号とし、駆動回路１４Ａによ
りＩＧＢＴ３ＡをＰＷＭ制御する。
器１０で検出し、電流ＩA と掛算器１１Ａで掛算して瞬
時電力を求め、リセットＡ信号に同期したディザ回路２
３Ａのディザ信号と、加算器２２Ａで瞬時電力とディザ
信号を加算した値とをコンパレータ２０Ａで比較し、リ
セットＡでＩＧＢＴ３ＡをオンするＰＷＭ信号をフリッ
プフロップ２１Ａで出力し、コンパレータ２０Ａからの
出力でＩＧＢＴ３Ａをオフすべく、フリップフロップ２
１ＡをセットしてＰＷＭ信号とし、駆動回路１４Ａによ
りＩＧＢＴ３ＡをＰＷＭ制御する。
【００７３】同様に、ＩＧＢＴ３Ｂの駆動は、電流ＩB
と電圧検出器１０からの出力とを掛算器１１Ｂで掛算し
て瞬時電力とし、リセットＢ信号に同期したディザ回路
２３Ｂからの出力との和を加算器２２Ｂで求めてコンパ
レータ２０Ｂで比較し、フリップフロップ２１Ｂはリセ
ットＢ信号によりリセットし、コンパレータ２０Ｂから
の出力でセットするＰＷＭ信号を得て、駆動回路１４Ｂ
によりＩＧＢＴ３Ｂを駆動する。
と電圧検出器１０からの出力とを掛算器１１Ｂで掛算し
て瞬時電力とし、リセットＢ信号に同期したディザ回路
２３Ｂからの出力との和を加算器２２Ｂで求めてコンパ
レータ２０Ｂで比較し、フリップフロップ２１Ｂはリセ
ットＢ信号によりリセットし、コンパレータ２０Ｂから
の出力でセットするＰＷＭ信号を得て、駆動回路１４Ｂ
によりＩＧＢＴ３Ｂを駆動する。
【００７４】ここで、リセットＢ信号とリセットＡ信号
とは、位相的に１８０度差をつけることにより、閃光管
９のリプルは打消される方向になる。
とは、位相的に１８０度差をつけることにより、閃光管
９のリプルは打消される方向になる。
【００７５】また、ディザ信号を加えたことによる誤差
の補正は、前述した図５の場合と同様に、ＰＷＭ信号か
ら変調率検出回路２４により変調率に比例した出力を、
加算器２５で電力指令Ｐ* １２に加算することにより、
精度の良い電力制御を行なえることとなる。
の補正は、前述した図５の場合と同様に、ＰＷＭ信号か
ら変調率検出回路２４により変調率に比例した出力を、
加算器２５で電力指令Ｐ* １２に加算することにより、
精度の良い電力制御を行なえることとなる。
【００７６】さらに、掛算器１１Ａ、１１Ｂからの出力
は、閃光管９へ注入される瞬時電力であるので、ＩＧＢ
Ｔ３Ａ、ＩＧＢＴ３Ｂを交互にオンすることによって瞬
時電力を増加させ、この瞬時電力が目標電力値に達する
と、ＩＧＢＴ３Ａ、ＩＧＢＴ３Ｂを交互にオフさせるこ
とにより、瞬時電力を制御する。
は、閃光管９へ注入される瞬時電力であるので、ＩＧＢ
Ｔ３Ａ、ＩＧＢＴ３Ｂを交互にオンすることによって瞬
時電力を増加させ、この瞬時電力が目標電力値に達する
と、ＩＧＢＴ３Ａ、ＩＧＢＴ３Ｂを交互にオフさせるこ
とにより、瞬時電力を制御する。
【００７７】（第４の実施の形態）図７は、本実施の形
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図で
あり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００７８】すなわち、本実施の形態の電力供給装置
は、図７に示すように、コンデンサ２の電圧をインバー
タブリッジ２９により交流に変換し、変圧器３２を介し
て出力を整流器３３で整流し、リアクトル３４で平滑化
した電力を閃光管９へ供給する。
は、図７に示すように、コンデンサ２の電圧をインバー
タブリッジ２９により交流に変換し、変圧器３２を介し
て出力を整流器３３で整流し、リアクトル３４で平滑化
した電力を閃光管９へ供給する。
【００７９】変圧器３２の一次電流を電流検出器６で検
出し、整流回路３１で整流した電流分と、コンデンサ２
の電圧を電圧検出器１０で検出した電圧分とを、掛算器
１１で掛算して瞬時電力を求め、さらに積分回路１９に
より積分して、変圧器３２の一次側入力電力を求める。
出し、整流回路３１で整流した電流分と、コンデンサ２
の電圧を電圧検出器１０で検出した電圧分とを、掛算器
１１で掛算して瞬時電力を求め、さらに積分回路１９に
より積分して、変圧器３２の一次側入力電力を求める。
【００８０】上記以外の回路は図１と同様であり、上記
入力電力が目標電力値に一致すると、インバータブリッ
ジ２９をオフする。
入力電力が目標電力値に一致すると、インバータブリッ
ジ２９をオフする。
【００８１】なお、図７のＶは変圧器３２の一次側電
圧、Ｉは一次電流となるので、∫ＶＩ＝∫Ｖc ・Ｉは、
図２の∫Ｖc ・Ｉと同様になるので、図２の場合と同じ
原理で図７の変圧器３２を使う場合でも適用することが
できる。
圧、Ｉは一次電流となるので、∫ＶＩ＝∫Ｖc ・Ｉは、
図２の∫Ｖc ・Ｉと同様になるので、図２の場合と同じ
原理で図７の変圧器３２を使う場合でも適用することが
できる。
【００８２】また、変圧器３２からの出力を整流器３４
で整流し、リアクトル３４からの出力電流を電流検出器
３５で検出し、閃光管９の両端電圧を電圧検出器３６で
検出してＶ36とし、電流検出器３５からの出力Ｉ35との
積を掛算回路３７で求めた出力電力値Ｖ37を、図６の掛
算器１１Ａに置換えることにより、閃光管９の入力電力
を直接制御することもできる。かかる様子を、図７のＶ
36、Ｉ35、ＰＷＭにそれぞれ示す。
で整流し、リアクトル３４からの出力電流を電流検出器
３５で検出し、閃光管９の両端電圧を電圧検出器３６で
検出してＶ36とし、電流検出器３５からの出力Ｉ35との
積を掛算回路３７で求めた出力電力値Ｖ37を、図６の掛
算器１１Ａに置換えることにより、閃光管９の入力電力
を直接制御することもできる。かかる様子を、図７のＶ
36、Ｉ35、ＰＷＭにそれぞれ示す。
【００８３】上述したように、本実施の形態の電力供給
装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部である
チョッパ回路のＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂをオンさせ、電力変
換部であるチョッパ回路の入力電力の瞬時値が目標電力
値に達するとＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂをオフさせるようにし
ているので、負荷である閃光管９に供給する電力の制御
を、リプルの極めて少ない状態で安定にしかも高精度に
行なうことが可能となる。
装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部である
チョッパ回路のＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂをオンさせ、電力変
換部であるチョッパ回路の入力電力の瞬時値が目標電力
値に達するとＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂをオフさせるようにし
ているので、負荷である閃光管９に供給する電力の制御
を、リプルの極めて少ない状態で安定にしかも高精度に
行なうことが可能となる。
【００８４】（第５の実施の形態）前記各実施の形態に
おいては、電力変換部であるチョッパー回路が、降圧チ
ョッパータイプの場合について説明したが、これに限ら
ず、電力変換部であるチョッパー回路が、例えば図８に
ブロック図を示すような昇圧チョッパータイプの場合に
は、チョッパー回路の入力電圧を電圧検出器１０で検出
してＶ10とし、リアクトル４の電流を電流検出器６で検
出したＩとＶ10との積を掛算器１１により求めてチョッ
パ回路の入力電力とし、図６の掛算器１１Ａに置換える
ことにより、入力側電力制御、間接的には負荷電力制御
を行なうことが可能となる。
おいては、電力変換部であるチョッパー回路が、降圧チ
ョッパータイプの場合について説明したが、これに限ら
ず、電力変換部であるチョッパー回路が、例えば図８に
ブロック図を示すような昇圧チョッパータイプの場合に
は、チョッパー回路の入力電圧を電圧検出器１０で検出
してＶ10とし、リアクトル４の電流を電流検出器６で検
出したＩとＶ10との積を掛算器１１により求めてチョッ
パ回路の入力電力とし、図６の掛算器１１Ａに置換える
ことにより、入力側電力制御、間接的には負荷電力制御
を行なうことが可能となる。
【００８５】（第６の実施の形態）図９にブロック図を
示すように、検出側は電流Ｉを積分器１９Ａで積分し、
電力指令Ｐ* １２をコンデンサ２の電圧Ｖc で割算器４
０により割算して電力指令に相当する電流指令に変換
し、これらをコンパレータ２０で比較するようにして
も、前述の場合と当然同様の効果を得ることができる。
示すように、検出側は電流Ｉを積分器１９Ａで積分し、
電力指令Ｐ* １２をコンデンサ２の電圧Ｖc で割算器４
０により割算して電力指令に相当する電流指令に変換
し、これらをコンパレータ２０で比較するようにして
も、前述の場合と当然同様の効果を得ることができる。
【００８６】（第７の実施の形態）前述したような電流
制御を行なうと、ＩＧＢＴの電流定格を超える条件も発
生し、ＩＧＢＴの信頼性が低下する。
制御を行なうと、ＩＧＢＴの電流定格を超える条件も発
生し、ＩＧＢＴの信頼性が低下する。
【００８７】そこで、このような事態が発生する場合に
は、図１０にブロック図を示すように、電流ＩA を入力
とするレベル検出器４１で過電流を検出し、ＯＲ回路４
２によってコンパレータ２０の出力またはレベル検出器
４１のいずれによってもＩＧＢＴをオフするようなシー
ケンスを組み込むことにより、ＩＧＢＴ電流が設定値を
超えないように制御して、ＩＧＢＴの破壊を防止して信
頼性を向上させることが可能となる。
は、図１０にブロック図を示すように、電流ＩA を入力
とするレベル検出器４１で過電流を検出し、ＯＲ回路４
２によってコンパレータ２０の出力またはレベル検出器
４１のいずれによってもＩＧＢＴをオフするようなシー
ケンスを組み込むことにより、ＩＧＢＴ電流が設定値を
超えないように制御して、ＩＧＢＴの破壊を防止して信
頼性を向上させることが可能となる。
【００８８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力供給
装置によれば、負荷の電力を各サンプリング周期毎に高
速にしかも瞬時値で制御するようにしているので、負荷
の非直線性や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に
関係なく、安定にしかも高精度に電力制御を行なうこと
が可能となる。
装置によれば、負荷の電力を各サンプリング周期毎に高
速にしかも瞬時値で制御するようにしているので、負荷
の非直線性や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に
関係なく、安定にしかも高精度に電力制御を行なうこと
が可能となる。
【図１】本発明による電力供給装置の第１の実施の形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】同第１の実施の形態の電力供給装置における動
作を説明するためのブロック図および波形図。
作を説明するためのブロック図および波形図。
【図３】同第１の実施の形態の電力供給装置における動
作を説明するための波形図。
作を説明するための波形図。
【図４】本発明による電力供給装置の第１の実施の形態
の変形例を示すブロック図。
の変形例を示すブロック図。
【図５】本発明による電力供給装置の第２の実施の形態
を示すブロック図および波形図。
を示すブロック図および波形図。
【図６】本発明による電力供給装置の第３の実施の形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図７】本発明による電力供給装置の第４の実施の形態
を示すブロック図および波形図。
を示すブロック図および波形図。
【図８】本発明による電力供給装置の第５の実施の形態
を示すブロック図および波形図。
を示すブロック図および波形図。
【図９】本発明による電力供給装置の第６の実施の形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図１０】本発明による電力供給装置の第７の実施の形
態を示すブロック図。
態を示すブロック図。
【図１１】従来のパルス電源装置の回路構成例を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図１２】図１１のパルス電源装置における動作を説明
するための波形図。
するための波形図。
１…充電電源、
２…コンデンサ、
３…ＩＧＢＴ、
４…リアクトル、
５…ダイオード、
６…電流検出器、
７…コンデンサ、
８…ダイオード、
９…閃光管、
１０…電圧検出器、
１１…掛算器、
１２…電力指令、
１３…ヒステリシスコンパレータ、
１４…駆動回路、
１５…直流電源、
１６…抵抗、
１７…発振器、
１８…分配器、
１９…積分器、
２０…コンパレータ、
２１…フリップフロップ、
２２…加算回路、
２３…ディザ回路、
２４…変調率検出回路、
２５…加算回路、
２９…インバータブリッジ、
３０…進み回路、
３１…整流回路、
３２…変圧器、
３３…ダイオード、
３４…リアクトル、
３５…電流検出器、
３６…電圧検出器、
３７…掛算回路、
４０…割算器、
４１…レベル検出器、
４２…ＯＲ回路。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平８−102647（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−231678（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−257758（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−164831（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−245505（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−135037（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/155
Claims (10)
- 【請求項１】 スイッチング素子及びリアクトルを含
み、直流電源から電力指令に基づいて前記スイッチング
素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで出力電力
を制御する電力変換部を複数個並列接続し且つこれら複
数個の電力変換部における前記スイッチング素子をサン
プリング周期により順次等間隔で制御して、負荷に電流
を供給する電力変換装置と、 前記サンプリング周期毎に、前記電力変換部の入力電圧
と入力電流との積から前記スイッチング素子出力側の瞬
時電力を求め、かつ当該瞬時電力を積分して積分値を求
める手段と、 前記サンプリング周期の初期に前記電力変換部の前記ス
イッチング素子をオンし、積分値が目標電力値に達する
と当該スイッチング素子をオフさせる手段とを備えて成
ることを特徴とする 電力供給装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電力供給装置におい
て、前記電力変換装置を２つの電力変換部で構成し、該２つ
の電力変換部を並列接続し且つ１８０度の位相差を持た
せて制御するようにしたことを特徴する 電力供給装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の電力供給装置におい
て、 前記積分値、または目標電力値に、サンプリング周期に
同期して漸増または漸減するディザ信号を加えて補正す
る手段を付加して成ることを特徴する電力供給装置。 - 【請求項４】 請求項３に記載の電力供給装置におい
て、 前記ＰＷＭの変調率に比例したディザ補正信号を目標電
力値に加えたことを特徴する電力供給装置。 - 【請求項５】 請求項１に記載の電力供給装置におい
て、 前記電力指令を入力として目標電力値を出力する進み手
段を付加したことを特徴する電力供給装置。 - 【請求項６】 スイッチング素子及びリアクトルを含
み、直流電源から電力指令に基づいて前記スイッチング
素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで出力電力
を制御する電力変換部を複数個並列接続し且つこれら複
数個の電力変換部における前記スイッチング素子をサン
プリング周期により順次等間隔で制御して、前記負荷に
電流を供給する電力変換装置と、 前記サンプリング周期毎に、前記電力変換部の出力電圧
と出力電流との積、または前記電力変換部の入力電圧と
入力電流との積から瞬時電力値を求める手段と、 前記サンプリング周期の初期に前記電力変換部の前記ス
イッチング素子をオンし、瞬時電力値が目標電力値に達
すると当該スイッチング素子をオフさせる手段とを備え
て成ることを特徴する 電力供給装置。 - 【請求項７】 請求項６に記載の電力供給装置におい
て、前記電力変換装置を２つの電力変換部で構成し、該２つ
の電力変換部を並列接続し且つ１８０度の位相差を持た
せて制御するようにしたことを特徴する 電力供給装置。 - 【請求項８】 請求項６に記載の電力供給装置におい
て、 前記瞬時電力値、または目標電力値に、サンプリング周
期に同期して漸増または漸減するディザ信号を加えて補
正する手段を付加したことを特徴する電力供給装置。 - 【請求項９】 請求項８に記載の電力供給装置におい
て、 前記ＰＷＭの変調率に比例したディザ補正信号を目標電
力値に加えるようにしたことを特徴する電力供給装置。 - 【請求項１０】 請求項１または請求項６に記載の電力
供給装置において、 前記スイッチング素子に流れる電流値が設定値以上に達
すると当該スイッチング素子をオフさせる手段を付加し
たことを特徴する電力供給装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12160199A JP3495287B2 (ja) | 1999-04-28 | 1999-04-28 | 電力供給装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12160199A JP3495287B2 (ja) | 1999-04-28 | 1999-04-28 | 電力供給装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000316275A JP2000316275A (ja) | 2000-11-14 |
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Family Applications (1)
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| JP (1) | JP3495287B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1999
- 1999-04-28 JP JP12160199A patent/JP3495287B2/ja not_active Expired - Fee Related
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