JP2007282135A

JP2007282135A - レベル検波回路、半導体装置および電子機器

Info

Publication number: JP2007282135A
Application number: JP2006109145A
Authority: JP
Inventors: Takashi Obata; 隆志小幡
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2006-04-11
Filing date: 2006-04-11
Publication date: 2007-10-25

Abstract

【課題】特殊なデバイスを必要とせず、ギルバートセルのような掛け算器を、掛け算部分の温度特性と逆な温度特性を持つ電流源で構成することによって、出力信号の温度依存性を抑制できるレベル検波回路を提供する。
【解決手段】ＡＣ信号を二乗する二乗演算回路１０と、上記二乗演算回路１０へ電流を供給する電流源回路３０とを備え、上記二乗演算回路１０は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有し、且つ、上記電流源回路３０は、供給電流が温度の二乗に比例する特性を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線受信装置などに用いられるレベル検波回路、それを備えた半導体装置および電子機器に関するものである。

従来、通信機能を備えて通信を行う無線装置が、広く使用されている。無線装置には、例えば、テレビ、ラジオ、携帯電話、およびコードレスホンなどの、受信する信号の大きさが決まっていない無線受信装置がある。

上記のような無線受信装置では、入力信号の強度を判定するために、レベル検波回路が必要不可欠なものとなっている。

ここで、上記レベル検波回路が用いられている装置の中でも、特に、ＡＧＣ（オートマチックゲインコントローラ）回路を用いている装置に、レベル検波回路は好適に用いられている。

レベル検波回路が、上記ＡＧＣ回路を用いている装置に備えられている場合の、信号が入力されてから、出力されるまでの動作について、図４を参照しながら以下に説明する。

図４は、レベル検波回路１５４を備えたＡＧＣ回路１５０の回路図である。

最初に、信号が入力端子１５１に入力される。

次いで、上記入力信号は、ＶＧＡ（利得可変増幅器）１５２に入力されて、増幅される。

上記ＶＧＡ１５２から出力された信号は、出力端子１５３とレベル検波回路１５４とに入力される。

レベル検波回路１５４では、入力された信号に応じたＤＣ電圧が出力される。なお、上記出力されるＤＣ電圧の詳細については、後述する。

次いで、上記レベル検波回路１５４から出力されたＤＣ電圧は、オペアンプ１５５によって基準電源１５６の電圧と比較される。

上記比較した結果、レベル検波回路１５４から出力されたＤＣ電圧が基準電源１５６の電圧よりも小さければ、レベル検波回路１５４への入力信号レベルを変更することによって、レベル検波回路１５４から出力されるＤＣ電圧が大きくなるように、ＶＧＡ１５２のゲインが大きく設定される。

逆に、レベル検波回路１５４から出力されたＤＣ電圧が基準電源１５６の電圧よりも大きければ、レベル検波回路１５４への入力信号レベルを変更することによって、レベル検波回路１５４から出力されるＤＣ電圧が小さくなるように、ＶＧＡ１５２のゲインが小さく設定される。

このように負帰還を行わせているので、安定状態においては、「基準電源１５６の電圧＝レベル検波回路１５４の出力ＤＣ電圧」となるように、ＡＧＣ回路１５０は制御されている。

また、入力信号が変動した場合においても上記負帰還のメカニズムが働いている限り、出力端子１５３の出力信号レベル、すなわちレベル検波回路１５４の出力ＤＣ電圧は、基準電源１５６の電圧に一致するような信号レベルに固定される。

次に、上記レベル検波回路１５４から出力されるＤＣ電圧について詳細に説明する。

上記レベル検波回路１５４に入力される信号をＤｓｉｎωｔとすると、出力されるＤＣ電圧Ｖｏｕｔは、

となる。

よって、電流Ｉ_Ｚに温度依存性が無ければ、レベル検波回路１５４の出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔは、温度の二乗に反比例する。

したがって、レベル検波回路１５４から出力されるＤＣ電圧は、温度依存性を有していることがわかる。

ところで、無線受信装置は様々な温度環境下で使用される。例えば、携帯電話などでは、冬はマイナス２０℃の環境で使用されることが想定されるし、夏場に暑い車内に放置された場合、９０℃を超える環境に置かれることも想定される。

したがって、レベル検波回路から出力されるＤＣ電圧は、式（１）の検波特性を示す場合、温度の二乗に反比例するという温度依存性を有しているので、様々な環境における周囲温度の影響を受けることによって、出力ＤＣ電圧が変動するという問題が生じる。

そこで、例えば、特許文献１には、自乗検波を行うレベル検出回路の信号検出過程において、温度補償ができる技術が開示されている。この技術では、対数増幅器の後段に、サーミスタを有する増幅器を備えることによって、サーミスタの抵抗値の変化が増幅器の増幅率を変化させるので、温度補償がなされた出力信号を得ることができる。
特開２０００−２８６６５６号公報（平成１２年１０月１３日公開）

しかしながら、上述した特許文献１に記載の技術では、サーミスタは、対数増幅器から出力された温度影響を受けた信号を検出する。そして、検出値に応じたサーミスタの抵抗値の変化が増幅器の増幅率を変化させる。つまりは、温度影響を受けた出力信号を調整していることになる。

また、温度影響を受けた出力信号を検出するために、対数増幅器と略同一の温度特性を有する補償素子を備える特殊なデバイスが必要である。さらに、温度補償を行うために、複雑な変換回路を備えなければならない。

結局、出力信号が温度依存性を有するために、出力信号を検出する特殊なデバイスが必要となったり、出力信号を調整するための複雑な変換回路を追加しなければならないという問題点がある。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、特殊なデバイスを必要とせず、簡単な構成で出力信号の温度依存性を抑制できるレベル検波回路を提供することにある。

本発明のレベル検波回路は、上記課題を解決するために、入力されたＡＣ信号に応じたＤＣ信号を出力するレベル検波回路であって、上記ＡＣ信号を二乗する二乗演算回路と、上記二乗演算回路へ電流を供給する電流源回路とを備え、上記二乗演算回路は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有し、且つ、上記電流源回路は、供給電流が温度の二乗に比例する特性を有することを特徴としている。

上記の構成によれば、二乗演算回路は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有し、且つ、電流源回路は、供給電流が温度の二乗に比例する特性を有するので、該電流源回路の電流が、該二乗演算回路に供給されることで、該二乗演算回路から出力される信号の温度特性が相殺され、該二乗演算回路からの出力信号に温度依存性がなくなる。

したがって、二乗演算回路からの出力信号に温度依存性がないので、レベル検波回路から出力される信号においても温度依存性が抑制されていることになり、温度影響を受けずに安定したレベル検波を行うことが可能となる。

しかも、レベル検波回路は、二乗演算回路の出力信号の温度特性、および電流源回路の供給電流の温度特性を規定しているだけであるので、レベル検波回路の出力信号の温度を補償するための特殊なデバイスを必要としない。

したがって、上記構成のレベル検波回路によれば、特殊なデバイスを必要とせず、簡単な構成で出力信号の温度依存性を抑制できる。

また、上記二乗演算回路の出力信号Ｖｏｕｔの変化量ΔＶｏｕｔは、ΔＶｏｕｔ＝（ＢＩ_０（Ｖｉｎ）^２）／Ｔ^２、且つ、上記電流源回路から供給される上記二乗演算回路の電流Ｉ_０は、Ｉ_０＝ＣＴ^２、（Ｂ＝（Ｒ_１ｑ^２）／（８Ｋ^２）、Ｃ＝（４Ｋ^２（ｌｎＮ）^２）／（ｑ^２Ｒ_２ ^２Ｉ_１）、Ｖｉｎ：二乗演算回路に入力されるＡＣ信号、Ｔ：絶対温度、Ｋ：ボルツマン定数、ｑ：クーロン量、Ｒ_１，Ｒ_２：抵抗、Ｎ：トランジスタのエミッタ面積比、Ｉ_１：定電流）、で示されていることが好ましい。

上記の構成によれば、二乗演算回路に入力されるＡＣ信号をＡｓｉｎωｔとし、二乗演算回路では、

の演算が行われるとすると、二乗演算回路から出力される信号は、

となる。

ここで、電流源回路から供給される二乗演算回路の電流Ｉ_０を、Ｉ_０＝ＣＴ^２・・式（３）とすると、式（３）を式（２）に代入すれば、

となり、温度特性が相殺される。よって、二乗演算回路から出力される信号に温度依存性がなくなる。

上記の二乗演算回路としては、以下のような構成が可能である。

上記二乗演算回路は、ギルバートセルにより構成されることが好ましい。

上記の電流源回路としては、以下のような構成が可能である。

上記電流源回路は、温度依存性の無い電流源を備える二乗除算回路と、温度に比例する特性を有する、上記二乗除算回路の電流源であるバンドギャップ電流源回路とを備え、上記二乗除算回路は、上記バンドギャップ電流源回路からの供給電流を二乗し、該二乗した供給電流を、上記温度依存性の無い電流源からの供給電流で除算することが好ましい。

また、本発明の半導体装置は、上記課題を解決するために、上記レベル検波回路を実装することを特徴としている。

上記の構成によれば、上記レベル検波回路は、二乗演算回路の出力信号の温度特性、および電流源回路の供給電流の温度特性を規定しているだけであるので、レベル検波回路の出力信号の温度を補償するための特殊なデバイスを必要としない。

したがって、特殊なデバイスを必要としないので、レベル検波回路を、素子のみで構成することが可能となり、レベル検波回路を簡単に集積化することが可能となる。

しかも、レベル検波回路が素子のみで構成されるので、レベル検波回路を集積化し実装した半導体装置を小型化することが可能となる。

また、本発明の電子機器は、上記課題を解決するために、上記レベル検波回路を備えることを特徴としている。

また、本発明の電子機器は、上記課題を解決するために、上記半導体装置を備えることを特徴としている。

様々な温度環境下で使用される無線受信装置のような通信機能を有する電子機器では、レベル検波回路から出力される信号は、温度影響を受け不安定になる。

しかしながら、上記の構成によれば、出力信号の温度依存性を抑制することが可能なレベル検波回路を備えているので、様々な温度環境下で使用しても、安定した出力信号を得ることが可能となる。

また、小型化することが可能な半導体装置を備えているので、電子機器を小型化することが可能となる。

本発明のレベル検波回路は、以上のように、ＡＣ信号を二乗する二乗演算回路と、上記二乗演算回路へ電流を供給する電流源回路とを備え、上記二乗演算回路は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有し、且つ、上記電流源回路は、供給電流が温度の二乗に比例する特性を有するので、該電流源回路の電流が、該二乗演算回路に供給されることで、該二乗演算回路から出力される信号の温度特性が相殺され、該二乗演算回路からの出力信号に温度依存性がなくなり、その結果、特殊なデバイスを必要とせず、簡単な構成で出力信号の温度依存性を抑制できるという効果を奏する。

（１−１）レベル検波回路の概要
本発明の一実施形態について説明すれば、以下の通りである。

図１は、本実施の形態のレベル検波回路１００を示すブロック図である。

本実施の形態のレベル検波回路１００は、図１に示すように、ＡＣ信号を二乗する二乗演算回路１０、および、上記二乗演算回路１０へ電流を供給する電流源回路３０を備えている。また、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２は、上記レベル検波回路１００から出力される信号のＡＣ成分を減衰させ、ＤＣ成分を通過させる。

最初に、本実施の形態のレベル検波回路１００の全体的な動作について、図１を参照しながら説明する。その後、各部分構成について詳細に説明する。

まず、入力端子１にＡＣ信号が入力され、該ＡＣ信号が二乗演算回路１０に入力される。

上記二乗演算回路１０に入力されるＡＣ信号を、例えば、電圧Ｖｉｎ＝Ａｓｉｎωｔとする。

二乗演算回路１０では、

（Ｒ_１：抵抗、ｑ：クーロン量、Ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度）
の演算が行われるとすると、二乗演算回路１０から出力される電圧は、

となる。

ここで、電流源回路３０から供給される二乗演算回路１０の電流Ｉ_０を、

（Ｎ：トランジスタのエミッタ面積比、Ｒ_２：抵抗、Ｉ_１：定電流）
とすると、式（５）を式（４）に代入すれば、

となり、温度特性が相殺される。よって、二乗演算回路１０から出力される電圧は、温度依存性がなくなる。

また、式（６）は、以下の式（７）のように書き直すことができる。

ＬＰＦ２では、式（７）に示す二乗演算回路１０から出力された信号のうち、ＡＣ成分であるｓｉｎ２ωｔのみを除去し、（Ａ^２Ｒ_１（ｌｎＮ）^２）／（４Ｒ_２ ^２Ｉ_１）を通過させる。

よって、出力端子３から出力される電圧は、（Ａ^２Ｒ_１（ｌｎＮ）^２）／（４Ｒ_２ ^２Ｉ_１）という温度依存性の無いＤＣ成分のみの電圧となる。

したがって、レベル検波回路１００から出力されるＤＣ電圧は、温度依存性を抑制している。

以下に、各部分構成について詳細に説明する。

（１−２）二乗演算回路
二乗演算回路１０について、図２を参照しながら詳細に説明する。

図２は、二乗演算回路１０が、ギルバートセルにより構成される一例を示す回路図である。

二乗演算回路１０は、ギルバートセルにより構成されており、電流源１１・１２、トランジスタＱ１３・Ｑ１４、およびコンデンサＣ２２をさらに備えている。

上記ギルバートセルは、電流源回路３０、トランジスタＱ１５〜Ｑ２０、および抵抗Ｒ２１で構成される部分である。

上記トランジスタＱ１３・Ｑ１４は、増幅器（図示しない）の利得１倍のバッファアンプとして機能する。

上記コンデンサＣ２２は、ＬＰＦ２で二乗演算回路１０から出力される信号のＡＣ成分の減衰に使用するための、ＬＰＦ２用のコンデンサである。

上記電流源回路３０の詳細については、後述する。

上記二乗演算回路１０に入力されるＡＣ信号をＡｓｉｎωｔとすると、出力されるＤＣ電圧Ｖｏｕｔは、

となる。

したがって、電流源回路３０からの供給電流Ｉ_Ｂに温度依存性が無ければ、二乗演算回路１０の出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔは、温度の二乗に反比例する。

（１−３）電流源回路
次に、電流源回路３０について、図３を参照しながら詳細に説明する。

図３は、電流源回路３０の一例を示す回路図である。

電流源回路３０は、温度依存性の無い電流源を備える二乗除算回路３２、および、上記二乗除算回路３２の電流源である、温度に比例する特性を有する電流を供給するバンドギャップ電流源回路３１により構成されている。

上記バンドギャップ電流源回路３１は、抵抗Ｒ３３〜Ｒ４２、および特性の揃ったトランジスタＱ４３〜Ｑ５４を備えている。

上記二乗除算回路３２は、特性の揃ったトランジスタＱ５５〜Ｑ６０、および、温度依存性の無い電流源６１を備えている。

上記電流源回路３０の供給電流Ｉｏｕｔ（１０）は、図２に示す電流源回路３０の供給電流Ｉ_Ｂとして使用される。すなわち、Ｉｏｕｔ（１０）＝Ｉ_Ｂである。

次に、上記バンドギャップ電流源回路３１から供給される電流Ｉａについて、詳細に説明する。

トランジスタＱ４３〜Ｑ４５のカレントミラーにより、トランジスタＱ４３〜Ｑ４５のコレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ４３）〜Ｉ_Ｃ（Ｑ４５）には、同じ大きさの電流が流れる。

よって、トランジスタＱ４６・Ｑ４７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ４６）・Ｉ_Ｃ（Ｑ４７）は等しい。

これにより、トランジスタＱ４６・Ｑ４７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ４６）・Ｉ_Ｃ（Ｑ４７）は、
Ｉ_Ｃ（Ｑ４６）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ４７）＝（ＶＴｌｎＮ）／Ｒ（Ｒ３５）
（ＶＴ＝（ＫＴ）／ｑ，Ｎ：トランジスタＱ４６のトランジスタＱ４７に対するエミッタ面積比）
となる。

次いで、トランジスタＱ４６とトランジスタＱ４７との電流の和がトランジスタＱ４８を流れる。

トランジスタＱ４８・Ｑ５２のカレントミラーにより、トランジスタＱ４８・Ｑ５２のコレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ４８）・Ｉ_Ｃ（Ｑ５２）は等しい。

これにより、トランジスタＱ４８・Ｑ５２のコレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ４８）・Ｉ_Ｃ（Ｑ５２）は、
Ｉ_Ｃ（Ｑ４８）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ５２）＝（２ＶＴｌｎＮ）／Ｒ（Ｒ３５）
となる。

また、トランジスタＱ５２・Ｑ５３のコレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ５２）・Ｉ_Ｃ（Ｑ５３）は等しい。

よって、トランジスタＱ４６とトランジスタＱ４７との電流の和と同じ大きさの電流がトランジスタＱ５３に流れる。

トランジスタＱ５３・Ｑ５４のカレントミラーにより、トランジスタＱ５３・Ｑ５４のコレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ５３）・Ｉ_Ｃ（Ｑ５４）は等しい。

これにより、コレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ５４）、すなわち供給電流Ｉａは、

となる。

したがって、上記バンドギャップ電流源回路３１から供給される電流Ｉａは、温度に比例する。

次に、上記バンドギャップ電流源回路３１の電流Ｉａが上記二乗除算回路３２に供給されて、該二乗除算回路３２から上記二乗演算回路１０に供給される電流Ｉｏｕｔ（１０）について、詳細に説明する。

特性の揃ったトランジスタでは、ベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥの和が等しければ，コレクタ電流Ｉ_Ｃの積が等しいので、
Ｖ_ＢＥ（Ｑ５５）＋Ｖ_ＢＥ（Ｑ５６）＝Ｖ_ＢＥ（Ｑ５７）＋Ｖ_ＢＥ（Ｑ５９）
より、
Ｉ_Ｃ（Ｑ５５）Ｉ_Ｃ（Ｑ５６）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ５７）Ｉ_Ｃ（Ｑ５９）
となる。

ここで、トランジスタＱ５５・Ｑ５６に流れる電流は、上記バンドギャップ電流源回路３１から供給される電流Ｉａと等しいので、
Ｉ_Ｃ（Ｑ５５）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ５６）＝Ｉａ
となる。

また、トランジスタＱ５９・Ｑ６０は、ベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥが等しいので、コレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ５９）・Ｉ_Ｃ（Ｑ６０）は等しい。

トランジスタＱ６０に流れる電流は、温度依存性の無い電流源６１から発生する電流Ｉｂであるので、
Ｉ_Ｃ（Ｑ５９）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ６０）＝Ｉｂ
となる。

ここで、トランジスタＱ５７のコレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ５７）は、電流源回路３０の供給電流Ｉｏｕｔ（１０）と等しいので、
Ｉｏｕｔ（１０）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ５７）＝（Ｉ_Ｃ（Ｑ５５）Ｉ_Ｃ（Ｑ５６））／Ｉ_Ｃ（Ｑ５９）＝Ｉａ^２／Ｉｂ・・・式（９）
となる。

よって、式（９）に式（８）を代入すると、

となる。

したがって、電流Ｉｂは温度依存性の無い電流源６１から発生する電流であるので、電流源回路３０の供給電流Ｉｏｕｔ（１０）は温度の二乗に比例する。

以上のように、本実施の形態のレベル検波回路１００では、二乗演算回路１０は、出力電圧が温度の二乗に反比例する特性を有し、且つ、電流源回路３０は、供給電流が温度の二乗に比例する特性を有するので、該電流源回路３０の電流が、該二乗演算回路１０に供給されることで、該二乗演算回路１０から出力される電圧の温度特性が相殺され、該二乗演算回路１０からの出力電圧に温度依存性がなくなる。

よって、二乗演算回路１０の出力電圧の温度特性、および電流源回路３０の供給電流の温度特性を規定しているだけであるので、レベル検波回路１００の出力信号の温度を補償するための特殊なデバイスを必要としない。

したがって、特殊なデバイスを必要としないので、本実施の形態のレベル検波回路１００を、素子のみで構成することが可能となり、上記レベル検波回路１００を簡単に集積化することが可能となる。

しかも、上記レベル検波回路１００が素子のみで構成されるので、上記レベル検波回路１００を集積化し実装した半導体装置を小型化することが可能となる。このような半導体装置としては、例えば、モバイル用チューナなどがある。

また、本実施の形態のレベル検波回路１００は、通信機能を有する電子機器、例えば、テレビ、ラジオ、携帯電話、およびコードレスホンなどの、受信する信号の大きさが決まっていない無線受信装置などに、好適に用いることができる。

上記無線受信装置がＡＧＣ（オートマチックゲインコントローラ）回路を用いている場合、図４に示すレベル検波回路１５４を、本実施の形態のレベル検波回路１００に置き換える。

信号が入力されてから、出力されるまでの動作は、上述した図４を用いた説明において、上記レベル検波回路１５４の説明部分を、本実施の形態のレベル検波回路１００の説明部分に置き換えればよい。

上記の構成によれば、上記レベル検波回路１５４から出力されるＤＣ電圧は温度依存性を有していたが、本実施の形態のレベル検波回路１００から出力されるＤＣ電圧は温度依存性を抑制している。それゆえ、より安定した出力信号を得ることが可能となる。

また、上記無線受信装置が本実施の形態のレベル検波回路１００を備える場合、例えば、無線受信装置が受信圏外にあるか否かを判定するために、レベル検波回路１００は適用可能である。

上記無線受信装置が受信圏外にあるか否かを示すインジケータとして、携帯電話のアンテナ表示の棒グラフ（圏外表示）、テレビやビデオなどでノイズが大きい場合のブルーバック表示（画面を青くする）、ラジオなどのミュート機能（ノイズが大きければ音声を切る）、および、コードレスホンの親機と子機との距離が離れすぎたときの警告音発生がある。

また、例えば、上記無線受信装置のチャンネルサーチとして、上記レベル検波回路１００は適用可能である。

上記チャンネルサーチとして、放送チャンネルサーチ（テレビなどでその地域の受信チャンネルをサーチする機能）、並びに、コードレスホン、携帯電話、および無線ＬＡＮの空きチャンネルサーチ（他人が使用している周波数を避け、空いている周波数で通信を行う）がある。

また、例えば、上記無線受信装置以外に、上記レベル検波回路１００はパワーメータなどの測定器にも適用可能である。

上記無線受信装置は様々な温度環境下で使用されるので、レベル検波回路から出力される信号は、温度影響を受け不安定になる。

しかしながら、上記無線受信装置は、出力信号の温度依存性を抑制することが可能なレベル検波回路１００を備えているので、様々な温度環境下で使用しても、安定した出力信号を得ることが可能となる。

また、上記無線受信装置は、上記半導体装置を備えていてもよい。

小型化することが可能な半導体装置を備えることにより、上記無線受信装置を小型化することが可能となる。

なお、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々の変更が可能である。

本発明のレベル検波回路は、テレビ、ラジオ、携帯電話、およびコードレスホンなどの、受信する信号の大きさが決まっていない無線受信装置などの通信機能を有する電子機器に、好適に利用することができる。

本発明におけるレベル検波回路の実施の一形態を示すブロック図である。上記レベル検波回路における二乗演算回路の構成を示す回路図である。上記レベル検波回路における電流源回路の構成を示す回路図である。レベル検波回路を備えたＡＧＣ回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

２ＬＰＦ
１０二乗演算回路
３０電流源回路
３１バンドギャップ電流源回路
３２二乗除算回路
６１電流源
１００レベル検波回路

Claims

入力されたＡＣ信号に応じたＤＣ信号を出力するレベル検波回路であって、
上記ＡＣ信号を二乗する二乗演算回路と、
上記二乗演算回路へ電流を供給する電流源回路とを備え、
上記二乗演算回路は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有し、且つ、上記電流源回路は、供給電流が温度の二乗に比例する特性を有することを特徴とするレベル検波回路。
上記二乗演算回路の出力信号Ｖｏｕｔの変化量ΔＶｏｕｔは、
ΔＶｏｕｔ＝（ＢＩ_０（Ｖｉｎ）^２）／Ｔ^２、且つ、
上記電流源回路から供給される上記二乗演算回路の電流Ｉ_０は、
Ｉ_０＝ＣＴ^２、
（Ｂ＝（Ｒ_１ｑ^２）／（８Ｋ^２）、Ｃ＝（４Ｋ^２（ｌｎＮ）^２）／（ｑ^２Ｒ_２ ^２Ｉ_１）、Ｖｉｎ：二乗演算回路に入力されるＡＣ信号、Ｔ：絶対温度、Ｋ：ボルツマン定数、ｑ：クーロン量、Ｒ_１，Ｒ_２：抵抗、Ｎ：トランジスタのエミッタ面積比、Ｉ_１：定電流）、
で示されていることを特徴とする請求項１に記載のレベル検波回路。
上記二乗演算回路は、
ギルバートセルにより構成されることを特徴とする請求項１または２に記載のレベル検波回路。
上記電流源回路は、
温度依存性の無い電流源を備える二乗除算回路と、
温度に比例する特性を有する、上記二乗除算回路の電流源であるバンドギャップ電流源回路とを備え、
上記二乗除算回路は、上記バンドギャップ電流源回路からの供給電流を二乗し、該二乗した供給電流を、上記温度依存性の無い電流源からの供給電流で除算することを特徴とする請求項１または２に記載のレベル検波回路。
入力信号の強度を判定するレベル検波回路を実装した半導体装置において、
上記レベル検波回路は、請求項１〜４のいずれか１項に記載のレベル検波回路であることを特徴とする半導体装置。
通信機能を有し、受信した信号の強度を判定するレベル検波回路を備えた電子機器において、
上記レベル検波回路は、請求項１〜４のいずれか１項に記載のレベル検波回路であることを特徴とする電子機器。
通信機能を有し、受信した信号の強度を判定する半導体装置を備えた電子機器において、
上記半導体装置は、請求項５に記載の半導体装置であることを特徴とする電子機器。