WO2018105101A1 - 無線受信機および無線受信方法 - Google Patents

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resistance
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松本　隆
勇介 和智
功治 前田
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株式会社デンソー
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Definitions

  • the present invention relates to a radio receiver and a radio reception method represented by, for example, in-vehicle use.
  • the control unit outputs temperature signals and sensor signals for correcting the characteristics of a plurality of elements as monitor data, and corrects the characteristics of the elements of the analog circuit by the monitor data.
  • a monitor resistance element is measured and adjusted according to the resistance value of the monitor resistance element in a semiconductor integrated circuit in which the influence on the amplification characteristics due to load fluctuations and temperature changes of the amplifier due to variations in the resistance elements is reduced.
  • a resistor element is selected to adjust the bias voltage of the amplifier circuit.
  • Patent Document 1 a sensor for detecting temperature and manufacturing variation is built in, the result is output to an external digital signal, and variation is reduced by receiving a setting signal for correction from the outside.
  • the gain characteristic changes stepwise, but it does not correspond to such a change.
  • the variation of the sensor itself which consists of the same wafer manufacturing process is not considered.
  • manufacturing variation is monitored from the reference current of the bandgap reference circuit and the monitoring resistance element, and the manufacturing variation is corrected by selecting a resistance circuit close to the desired one.
  • the temperature changes.
  • it was difficult to correct and it was difficult to cover a wide temperature range such as ⁇ 40 ° C. to 125 ° C.
  • An object of the present invention is to provide a wireless receiver and a wireless receiving method capable of making the gain substantially constant over a wide temperature range even when sensors having manufacturing variations are used.
  • a wireless receiver includes a first circuit that determines a gain based on a first resistor having a first temperature characteristic and a second resistor having a temperature characteristic different from the first resistor.
  • a second circuit for outputting an output value of the first resistor and an output value of the second resistor, or a ratio of an output value of the first resistor and an output value of the second resistor;
  • a third circuit that switches the gain of the first circuit based on the output value output from the second circuit or the ratio of the output values, and configured as a wireless receiver.
  • the present invention can be grasped as a wireless reception method using the above wireless receiver.
  • the gain can be made substantially constant even in a wide temperature range.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the structural example of the receiving unit with which a wireless receiver is provided. It is a figure which shows the specific structural example of a monitor circuit and a mixer. It is a figure which shows the more specific structural example of a monitor circuit. A change in gain when a resistor having temperature characteristics is used for the first resistor and a resistor having no temperature characteristics is used for the second resistor, and the first resistor and the second resistor have temperature characteristics. It is a figure which shows the comparison with the change of the gain at the time of using the resistance which did.
  • a radio transceiver for radar is described as an example.
  • various electronic circuits that are used in places with large environmental fluctuations, such as outdoors, and that need to maintain a constant temperature dependency are described.
  • the present invention can be applied to the device that has it.
  • LNA low noise amplifier
  • the gain is not determined by controlling the current in the LNA, and the gain is obtained by a mixer circuit that is a subsequent circuit.
  • IFA intermediate frequency amplifier circuit
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a receiving unit 100 included in a wireless receiver.
  • the receiving unit 100 includes an antenna 101, an LNA (Low Noise Amplifier) 102, a local oscillator 103, a LOA (Local Oscillator Amplifier) 104, a BIAS 105, a balun 106, a monitor circuit 107, , Mixer 108, IFA 109, and ICChip 110.
  • the BBF 200 is a baseband filter, and is a filter circuit that increases the frequency characteristics of a predetermined frequency of the differential signal output from the receiving unit 100.
  • the A / D converter 300 is a circuit that converts an analog electric signal into a digital electric signal.
  • the antenna 11 receives a radio signal in a radio frequency band (in this example, five frequency bands) centered on the radio frequency RF.
  • the wireless signal is transmitted by a wireless terminal (not shown).
  • the antenna 11 outputs the received radio signal to the LNA 102.
  • the LNA 102 is a circuit that amplifies the radio signal supplied from the antenna 11 and outputs it as a differential signal while suppressing generation of noise.
  • the LNA 102 has a first LNA 1021 that amplifies a radio signal in each frequency band with a predetermined gain, and a radio signal output from the first LNA 1021 in a format that can be processed by the receiving unit 100.
  • a balun 1022 for conversion and a second LNA 1023 for amplifying a radio signal converted by the balun 1022 with a predetermined gain are provided.
  • the balun 1022 is a conversion element that converts a single-phase signal into a differential signal.
  • a single-phase radio signal received by the antenna 101 is converted into a differential signal by the balun 1022.
  • the signal-to-noise ratio (S / N ratio) of the receiving apparatus 100 as a whole can be increased, and weak radio waves can be received.
  • the local oscillation unit 103 is an oscillation circuit that generates a differential signal having the same frequency as a carrier wave for wireless communication. As illustrated in FIG. 1, the local oscillator 103 includes a local oscillator 1031 and a multiplier 1032. The local oscillator 103 is an oscillation circuit that generates the differential signal, and includes, for example, a frequency synthesizer that uses a PLL (Phase Locked Loop).
  • PLL Phase Locked Loop
  • the high frequency signal f) is generated and output as an output signal.
  • the LOA 104 is a circuit that amplifies the differential signal output from the local oscillator 103 and outputs two differential signals having a phase difference.
  • the LOA 104 includes an amplifier circuit 1041 that amplifies the differential signal output from the local oscillation unit 103, and two differential signals having a phase difference from the differential signal amplified by the amplifier circuit 1041.
  • the amplifier circuit 1041 includes a distributor 1042 that outputs (for example, an I-component differential signal and a Q-component differential signal), and amplifier circuits 1043a and 1043b that amplify the differential signals having phase differences.
  • the BGR 1044 is a circuit that uses a band gap voltage to generate a constant voltage value that is stable against changes in temperature and power supply voltage.
  • the amplifier circuit 1041 is configured by a circuit similar to the LNAs 1021 and 1023, for example, and amplifies the differential signal and outputs it to the distributor 1042.
  • the distributor 1042 is a distributor that divides the differential signal output from the amplifier circuit into, for example, two signals having a phase difference of 180 °.
  • a polyphase filter or the like is used.
  • the amplifier circuits 1043a and 1043b are configured by, for example, circuits similar to the LNAs 1021 and 1023, amplify each differential signal having a phase difference output from the distributor 1042, and output the amplified differential signal to the mixer 108.
  • the BIAS 105 is a circuit that supplies a bias voltage to the LNA 102, the LOA 104, the mixer 108, and the IFA 109.
  • the balun 106 is a conversion element that outputs two differential signals (for example, an I component differential signal and a Q component differential signal) having a phase difference from the amplified differential signal output from the LNA 102. .
  • the balun 106 outputs, for example, two differential signals having a phase difference of 180 ° to the mixer 108.
  • the monitor circuit 107 (first circuit) is a circuit that monitors the resistance voltage division of resistors having different temperature characteristics. A specific configuration of the monitor circuit 107 will be described later.
  • the mixer 108 (second circuit) is a circuit that extracts an intermediate frequency signal component superimposed on a carrier wave and outputs it as a differential signal.
  • the mixer 108 multiplies each differential signal having a phase difference output from the balun 106 and each differential signal having a phase difference output from the LOA 104 and downconverts the first mixer 1081.
  • a second mixer 1082 is included. A specific configuration of the mixer 108 will be described later together with the monitor circuit 107.
  • the IFA 109 is a circuit that amplifies the differential signal having the intermediate frequency signal component generated by the mixer 108 to an appropriate signal level.
  • a first IFA 1091 and a second IFA 1092 that output a differential signal of an intermediate frequency signal component having a phase difference output from the mixer 108 are provided, and each differential signal is configured outside the receiving unit 100. Output to the BBF 200.
  • ICChip 110 (third circuit) is an arithmetic circuit including, for example, a CPU, a ROM, a main memory, and the like.
  • the IC Chip 110 calculates the ratio of the resistance voltage division, which is the output of each resistance measured by the monitor circuit 107, and determines whether or not the calculated resistance voltage division ratio is equal to or greater than a predetermined threshold value.
  • the IC Chip 110 outputs a switching signal for switching the gain of the mixer 108 to the mixer 108 when it is determined that the calculated resistance voltage division ratio is equal to or greater than a predetermined threshold value.
  • the IC Chip 110 is disposed in the same receiving unit 100 as the monitor circuit 107 and the mixer 108, the IC Chip 110 is configured not to be influenced by noise on the measurement value received from the monitor circuit 107. Next, specific configurations of the monitor circuit 107 and the mixer 108 will be described.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a specific configuration example of the monitor circuit 107 and the mixer 108.
  • the monitor circuit 107 includes a resistance voltage dividing circuit including a resistor 1071, a resistor 1072, and a resistor 1073.
  • the resistors 1071 and 1072 are resistors having temperature characteristics, and for example, salicide resistors can be used.
  • the resistor 1073 (second resistor) is a resistor having no temperature characteristics, and for example, a polysilicon resistor can be used.
  • the resistor 1071 is connected to the power supply voltage DVDD2 via the switch S1.
  • the switch S2 is a switch for measuring the voltage applied to the resistor 1072
  • the switch S3 is a switch for measuring the voltage applied to the resistor 1072.
  • SPI Serial Peripheral Interface
  • the monitor circuit 107 outputs the resistance divided voltage and the IC Chip 110 calculates these ratios. However, the monitor circuit 107 calculates these ratios, and the result is sent to the IC Chip 110. It may be output. In this case, since it is not necessary to calculate the ratio of the resistance voltage division, the load on the IC Chip 110 is reduced.
  • the mixer 108 includes a first mixer 108A and a second mixer 108B.
  • FIG. 2 shows a configuration example when the mixer 108 has a phase difference between two input differential signals (LO) of 180 ° (p, m).
  • the first mixer 108A includes a resistor 1081, a transistor 1082, a transistor 11083, a transistor 1088, and a resistor 1089.
  • the second mixer 108B includes a resistor 1085, a transistor 1086, a transistor 1087, a transistor 1090, and a resistor 1091.
  • the first mixer 108A and the second mixer 108B have the same configuration.
  • the resistor 1081 and the resistor 1085, the transistor 1082 and the transistor 1086, the transistor 1083 and the transistor 1087, the transistor 1088 and the transistor 1090, the resistor 1089 and the resistor 1091 are Each corresponds.
  • the collector terminals of the transistor 1082 and the transistor 1086 are connected to each other, and the emitter terminals of the transistor 1082 and the transistor 1083 are connected to each other.
  • the base terminals of the transistor 1082 and the transistor 1087 are differential signal (LO) input terminals, and signals having the same phase are input to each other.
  • LO differential signal
  • an in-phase signal is input to an input terminal LO_p of a differential signal (LO).
  • the collector terminals of the transistor 1083 and the transistor 1087 are connected to each other, and the emitter terminals of the transistor 1086 and the transistor 1087 are connected to each other.
  • the base terminals of the transistors 1083 and 1086 are differential signal (LO) input terminals, and signals having the same phase are input to each other.
  • LO differential signal
  • an in-phase signal is input to an input terminal LO_m of a differential signal (LO).
  • the differential signal input to the input terminal LO_m is a signal having a phase opposite to that of the differential signal input to the input terminal LO_p.
  • the connection point between the transistor 1082 and the transistor 1083 and the connection point between the transistor 1086 and the transistor 1087 are connected to the transformer 1084.
  • the transformer 1084 is a transformer coupling having an opposite sign, and the current flowing through one lead pin decreases the current of the other lead pin, thereby reducing the deterioration of gain.
  • the collector terminals of the transistor 1088 and the transistor 1090 are connected to the transformer 1084.
  • the base terminal of the transistor 1088 is an input terminal for a differential signal (RF), which is RFin_p in FIG.
  • the emitter terminal of the transistor 1088 is connected to the resistor 1089, and the emitter terminal of the transistor 1090 is connected to the resistor 1091.
  • the base terminal of the transistor 1088 is an input terminal for a differential signal (RF), which is RFin_p in FIG.
  • the base terminal of the transistor 1090 is an input terminal for a differential signal (RF), which is RFin_m in FIG.
  • the differential signal input to the input terminal RFin_m is a signal having a phase opposite to that of the differential signal input to the input terminal RFin_p.
  • a differential signal (RF) having opposite phases is input to the base terminal of the transistor 1088 and the base terminal of the transistor 1090. Since a differential signal (RF) having a reverse phase is input, the transistor 1088 and the transistor 1090 operate in reverse phase, and a virtual short circuit is formed at the point where the emitter terminals of the transistors 1088 and 1090 are connected to each other. The emitter terminal is grounded with respect to the high frequency.
  • One end of a resistor 1081 and a differential signal (IF) output terminal IFout_p are connected to a connection point between the transistor 1082 and the transistor 1086.
  • One end of a resistor 1085 and a differential signal (IF) output terminal IFout_m are connected to a connection point between the transistor 1083 and the transistor 1087.
  • the differential signal output from the output terminal IFout_m is a signal having a phase opposite to that of the differential signal output from the output terminal IFout_p.
  • the other end of the resistor 1081 and the other end of the resistor 1085 are connected, and the power supply VDD is connected to the connection point.
  • the power supply supplies a DC voltage to the collector terminal of the transistor 1082, the collector terminal of the transistor 1083, the collector terminal of the transistor 1086, and the collector terminal of the transistor 1087.
  • the differential signal (IF) output from the output terminal IFout_m and the output terminal IFout_p has a reverse phase relationship, so that a virtual short circuit is formed at the connection point between the resistor 1081 and the resistor 1085.
  • the mixer 108 operates without being affected by the power source impedance.
  • a bipolar transistor can be used as the transistor, a field effect transistor or another transistor may be used.
  • a field effect transistor When a field effect transistor is used, a base terminal that is a control terminal of the bipolar transistor corresponds to a gate terminal that is a control terminal of the field effect transistor, a collector terminal corresponds to a drain terminal, and an emitter terminal corresponds to a source terminal.
  • a differential signal (RF) side and a differential signal (LO) side are connected and coupled by a transformer 1084 in which an inductor element is transformer-coupled, and the impedance is matched and the differential signal (IF) ) Is output. Therefore, the linearity of the differential signal (IF) to be output can be improved, and the power of the mixer 108 can be reduced. Further, the temperature characteristic of the gain and the system NF can be improved, and as a result of the gain being stabilized, the malfunction of the receiving unit 100 can be prevented.
  • the resistors 1081 and 1085 (first resistor) that form a pair for determining the gain
  • the resistors 1089 and 1091 (second resistor) have different temperature characteristics.
  • a resistor is used.
  • a salicide resistor having temperature characteristics is used as the first resistance
  • a polysilicon resistor having no temperature characteristics is used as the second resistance.
  • this mixer 108 is provided with a monitor circuit 107, which outputs to the IC Chip 110 the ratio of resistance division of the resistors 1072 and 1073 constituting the monitor circuit 107 or the value of each resistance division.
  • the IC chip 110 determines whether or not the resistance partial pressure ratio calculated from each resistance partial pressure value has changed by a certain threshold value or more, and is calculated from the resistance partial pressure ratio or each resistance partial pressure value. When it is determined that the ratio of the divided resistance voltages has changed more than a certain threshold value, it is determined that a temperature change exceeding a certain value has occurred in the receiving unit 100, and a switching signal for switching the gain of the mixer 108 is used as the switching signal. Output to.
  • FIG. 4 shows a gain change 41 when a resistor having a temperature characteristic is used as the first resistor and a resistor having no temperature characteristic is used as the second resistor, and the first resistor and the second resistor. It is a figure which shows the comparison with the change 42 of the gain at the time of using the resistance which has a temperature characteristic for.
  • the vertical axis represents gain (dB) and the horizontal axis represents temperature (deg).
  • the gain decreases as the temperature rises, and falls below the lower limit value B of the allowable gain.
  • the gain increases up to a certain temperature, and then the lower limit of the allowable gain by the switching signal. It can be seen that the gain is substantially constant between the value B and the upper limit T.
  • these resistance elements are used by using a resistance element having a positive temperature characteristic in which the resistance value increases as the temperature increases and a resistance element having no temperature characteristic.
  • the partial pressure ratio was calculated.
  • the ratio of these resistance partial pressures is calculated using a resistance element having a negative temperature characteristic and a resistance element not having a temperature characteristic, the resistance value of which decreases as the temperature rises, or as the temperature rises
  • the ratio of these resistance partial pressures may be calculated using a resistance element having a positive temperature characteristic in which the resistance value increases and a resistance element having a negative temperature characteristic in which the resistance value decreases as the temperature increases. .
  • the pair of resistance elements that determine the gain in the mixer is a combination of the first resistance and the second resistance having different temperature characteristics, and the gain changes when the temperature changes.
  • Designed to be A factor for determining the gain is a monitor circuit for monitoring the resistance voltage dividing ratio between the first resistor and the second resistor, not the operating current of the transistor, and the temperature characteristic of the resistance voltage dividing ratio is represented by the temperature of the transistor. Control to give the opposite characteristics and characteristics. With such a configuration, it becomes possible to cancel the temperature dependence of the gain of the entire block.
  • the temperature dependence correction is not a circuit current consumption, but a circuit block determined by the resistance voltage dividing ratio has a correction function, and the current consumption of the block that contributes to RF characteristics is not temperature dependent. It is said. Therefore, the temperature dependence of the RF characteristics represented by the gain of the entire block can be canceled without sacrificing the RF characteristics, and the problem of manufacturing variations usually caused by combining different elements is corrected. With this mechanism, it becomes possible to keep the temperature dependence of the circuit gain constant without measuring the environment dependence of the RF circuit, and a highly accurate and inexpensive wireless circuit can be realized.
  • the difference in resistance value of each element can be suppressed to several percent or less by devising the layout arrangement.
  • the resistance value of the first resistor is manufactured to be + 15% higher than the original value.
  • the resistance value of the second resistor may be manufactured to be ⁇ 15% lower than the original value. In this case, an error of up to 30% may occur from the originally generated gain center value.
  • the following functions are provided in order to cope with an error with respect to the gain center value of the resistance value generated by configuring a circuit with different elements having manufacturing variations. That is, a circuit for monitoring a pair ratio of resistance elements having different temperature characteristics in the vicinity of the circuit (in this example, a resistance voltage dividing ratio of a resistance value of the first resistor and the second resistor), and a function of switching the gain Therefore, the gain caused by the initial manufacturing variation of the first resistor and the second resistor is corrected. In other words, when the temperature changes, the gain changes with the pair ratio of the resistance elements, thereby reducing the gain difference between the high temperature and the low temperature, offsetting the temperature characteristics of the transistor, and realizing a temperature characteristic that provides a constant gain.
  • the current consumption does not have temperature characteristics, the noise characteristics and distortion characteristics of the transistor can be maintained, and desired RF characteristics can be realized in a wide range.
  • the initial manufacturing variation it is possible to realize the target gain by calculating the resistance voltage division ratio from the result obtained by the monitor circuit.
  • transistor characteristics generally deteriorate at high temperatures, resulting in a decrease in gain and system performance (decrease in NF / minimum reception sensitivity).
  • the temperature is corrected in a circuit on the high temperature side, and the gain is made constant. It is also possible to do.
  • the circuit operation may become unstable or the characteristics may deteriorate due to an extremely low current at low temperatures, and gain cannot be secured over a wide range from low temperature to high temperature only by temperature correction.
  • the reference current has a reverse temperature characteristic, etc., but in a wide temperature range, there are side effects of electromigration and heat generation due to an increase in current consumption due to excessive current at the upper temperature limit. This causes a side effect such that noise characteristics deteriorate with an excessive current at the lower temperature limit, making it difficult to realize desired RF characteristics in a wide temperature range.
  • receiving unit 101 antenna 102 LNA (Low Noise Amplifier) 1021 first LNA 1022 1022 1023 second LNA 103 Local Oscillator 1031 Local Oscillator 1032 Multiplier 104 LOA (Local Oscillator Amplifier) 1041 Amplifier circuit 1042 Divider 1043a, b Amplifier circuit 1044 BGR 105 BIAS 106 Balun 107 Monitor circuits 1071 to 1073 Resistor 1074 A / D converter 108 Mixer 1081 First mixer 1082 Second mixer 109 IFA 110 ICChip 200 BBF (baseband filter) 300 A / D converter.

Abstract

第１の温度特性を有する第１の抵抗と、第１の抵抗とは異なる温度特性を有する第２の抵抗とに基づいて利得を定める第１の回路と、第１の抵抗の出力値および第２の抵抗の出力値、または第１の抵抗の出力値と第２の抵抗の出力値との比を出力する第２の回路と、第２の回路から出力された出力値または出力値の比に基づいて、第１の回路の利得を切り替える第３の回路と、を備える。

Description

無線受信機および無線受信方法
　本発明は、例えば、車載用途に代表される、無線受信機および無線受信方法に関する。
　衝突防止など走行安全への関心と技術革新が進み、車にセンサを多数装備する時代となってきている。その中でも悪天候や暗闇などの自然条件に依らず検知が可能なミリ波レーダが有望視されている。かつては高級車に搭載されていたシステムが大衆車に広まるために、安価かつ高信頼で従来の温度条件（例えば、－４０℃～１２５℃）に代表される厳しい環境条件での動作が求められている。この動作の実現のため、特にＲＦ／アナログ回路は広い範囲の温度で動作することが必要であるとともに、温度で変化する受信特性を補正する必要がある。しかし、受信特性が不連続となる場合には誤検知や検知漏れの可能性があるため、受信特性をリアルタイムで補正することが困難であった。そこで、無線受信機の受信回路は、広範囲の温度で利得の変動を一定幅以内に抑えるため、温度補償をアナログ的に自己補正する回路方式にて実現する必要がある。
　特許文献１では、制御部が複数の素子の特性を補正するための温度信号、センサ信号をモニタデータとして出力し、モニタデータによってアナログ回路の素子の特性を補正している。また、例えば、特許文献２では、抵抗素子のバラツキによる増幅器の負荷変動や温度変化による増幅特性に与える影響を軽減した半導体集積回路において、モニタ抵抗素子を測定し、モニタ抵抗素子の抵抗値に従って調整抵抗素子を選択し、増幅回路のバイアス電圧を調整している。
特開２００８－１２４４０６号公報 特開２０１０－２３９１９１号公報
　上記特許文献１では、温度と製造バラツキを検知するセンサを内蔵し、その結果を外部のデジタル信号に出力し、外部から補正用の設定信号を受けることでバラツキを低減している。しかし、量子化した場合、例えば利得の特性がステップ的に変化するが、そのような変化に対応していない。また、同じウェハ製造プロセスからなるセンサ自体のバラツキについて考慮されていない。また、上記特許文献２では、バンドギャップリファレンス回路の基準電流とモニタ用の抵抗素子から製造バラツキをモニタし、所望に近い抵抗回路を選択することで製造バラツキを補正しているが、温度が変化したときに補正することができず、例えば－４０℃～１２５℃のような広い温度範囲をカバーすることが困難であった。
　本発明は、製造バラツキのあるセンサを用いた場合でも、広い温度範囲で利得を略一定にすることが可能な無線受信機および無線受信方法を提供することを目的とする。
　本発明にかかる無線受信機は、第１の温度特性を有する第１の抵抗と、前記第１の抵抗とは異なる温度特性を有する第２の抵抗とに基づいて利得を定める第１の回路と、前記第１の抵抗の出力値および前記第２の抵抗の出力値、または前記第１の抵抗の出力値と第２の抵抗の出力値との比を出力する第２の回路と、前記第２の回路から出力された出力値または出力値の比に基づいて、前記第１の回路の利得を切り替える第３の回路と、を備えることを特徴とする無線受信機として構成される。
　また、本発明は上記無線受信機を用いた無線受信方法としても把握される。
　本発明によれば、広い温度範囲でも利得を略一定にすることができる。
無線受信機が備える受信ユニットの構成例を示す図である。 モニタ回路およびミキサの具体的な構成例を示す図である。 モニタ回路のさらに具体的な構成例を示す図である。 第１の抵抗に温度特性を有した抵抗を用い、第２の抵抗に温度特性を有さない抵抗を用いた場合の利得の変化と、第１の抵抗および第２の抵抗に温度特性を有した抵抗を用いた場合の利得の変化との比較を示す図である。
　以下に添付図面を参照して、無線受信機および無線受信方法の実施の形態を詳細に説明する。以下では、一例として、レーダ用無線送受信機について説明しているが、例えば、屋外などの環境変動の大きい場所で使用され、温度への依存性を一定に保つことが必要な様々な電子回路を有した装置に適用することができる。また、雑音と歪み特性を決定する低雑音増幅器（ＬＮＡ）は受信性能に大きく影響するため、ＬＮＡ内の電流を制御して利得を決定することはせず、後段の回路であるミキサ回路で利得を切り替えているが、中間周波数増幅回路（ＩＦＡ）で利得を切り替えることも可能である。
　図１は、無線受信機が備える受信ユニット１００の構成例を示す図である。図１に示すように、受信ユニット１００は、アンテナ１０１と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１０２と、局部発振器１０３と、ＬＯＡ（Local Oscillator Amplifier）１０４と、ＢＩＡＳ１０５と、バラン１０６と、モニタ回路１０７と、ミキサ１０８と、ＩＦＡ１０９と、ＩＣＣｈｉｐ１１０とを有して構成されている。なお、ＢＢＦ２００は、ベースバンドフィルタであり、受信ユニット１００から出力された差動信号の所定周波数の周波数特性を盛り上げるフィルタ回路である。Ａ／Ｄコンバータ３００は、アナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する回路である。
　アンテナ１１は、無線周波数ＲＦを中心とした無線周波数帯域（本例では５つの周波数帯域）の無線信号を受信する。無線信号は、図示しない無線端末により送信される。アンテナ１１は、受信された無線信号を、ＬＮＡ１０２に出力する。
　ＬＮＡ１０２は、雑音の発生を抑えつつ、アンテナ１１から供給された無線信号を増幅し、差動信号として出力する回路である。図１に示すように、ＬＮＡ１０２は、各周波数帯の無線信号を所定のゲインで増幅する第１のＬＮＡ１０２１と、第１のＬＮＡ１０２１から出力された無線信号を、受信ユニット１００が処理可能な形式に変換するバラン１０２２と、バラン１０２２によって変換された無線信号を所定のゲインで増幅する第２のＬＮＡ１０２３とを有している。バラン１０２２は、単相信号を差動信号に変換する変換素子である。アンテナ１０１が受信した単相の無線信号は、バラン１０２２によって差動信号に変換される。受信ユニット１００では、初段にＬＮＡ１０２を設けることにより、受信装置１００全体としての信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を高くし、微弱な電波を受信することができるようになっている。
　局部発振部１０３は、無線通信の搬送波と同じ周波数を有する差動信号を生成する発振回路である。図１に示すように、局部発振器１０３は、局部発振器１０３１と、逓倍器１０３２とを有している。局部発振器１０３は、上記差動信号を生成する発振回路であり、例えば、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いた周波数シンセサイザにより構成される。逓倍器１０３２は、例えば、逓倍数ｋ＝２の逓倍器であり、周波数ｆの局部発振信号を入力して周波数をｋ倍（例えば、２倍）し、周波数がｋ×ｆ（例えば、２×ｆ）の高周波信号を生成して出力信号として出力する。
　ＬＯＡ１０４は、局部発振部１０３から出力された差動信号を増幅し、位相差を有す２つの差動信号を出力する回路である。図１に示すように、ＬＯＡ１０４は、局部発振部１０３から出力された差動信号を増幅する増幅回路１０４１と、増幅回路１０４１により増幅された差動信号を、位相差を有する２つの差動信号（例えば、Ｉ成分の差動信号、Ｑ成分の差動信号）を出力する分配器１０４２と、位相差を有するそれぞれの差動信号を増幅する増幅回路１０４３ａ、１０４３ｂとを有している。なお、ＢＧＲ１０４４は、バンドギャップ電圧を利用して、温度や電源電圧の変動に対して安定した一定の電圧値を作り出す回路である。
　増幅回路１０４１は、例えば、ＬＮＡ１０２１、１０２３と同様の回路により構成され、上記差動信号を増幅し、分配器１０４２に出力する。分配器１０４２は、増幅回路から出力された差動信号を、例えば、１８０°の位相差を有する２つの信号に分ける分配器であり、例えば、ポリフェーズフィルタなどが用いられる。
　増幅回路１０４３ａ、１０４３ｂは、例えば、ＬＮＡ１０２１、１０２３と同様の回路により構成され、分配器１０４２から出力された位相差を有するそれぞれの差動信号を増幅し、ミキサ１０８に出力する。
　ＢＩＡＳ１０５は、ＬＮＡ１０２、ＬＯＡ１０４、ミキサ１０８、ＩＦＡ１０９にバイアス電圧を供給する回路である。
　バラン１０６は、ＬＮＡ１０２から出力された増幅後の差動信号を、位相差を有する２つの差動信号（例えば、Ｉ成分の差動信号、Ｑ成分の差動信号）を出力する変換素子である。バラン１０６は、例えば、１８０°の位相差を有する２つの差動信号を、ミキサ１０８に出力する。
　モニタ回路１０７（第１の回路）は、温度特性の異なる抵抗器の抵抗分圧をモニタする回路である。モニタ回路１０７の具体的な構成については後述する。
　ミキサ１０８（第２の回路）は、搬送波に重畳されている中間周波数の信号成分を抽出し、差動信号として出力する回路である。ミキサ１０８は、バラン１０６から出力された位相差を有したそれぞれの差動信号と、ＬＯＡ１０４から出力された位相差を有するそれぞれの差動信号とを乗算してダウンコンバートする第１のミキサ１０８１、第２のミキサ１０８２を有している。ミキサ１０８の具体的な構成については、モニタ回路１０７とともに後述する。
　ＩＦＡ１０９は、ミキサ１０８で生成された中間周波数の信号成分を有した差動信号を適切な信号レベルまで増幅する回路である。ミキサ１０８から出力された位相差を有した中間周波数の信号成分の差動信号を出力する第１のＩＦＡ１０９１と、第２のＩＦＡ１０９２とを有し、それぞれの差動信号を受信ユニット１００外に構成されるＢＢＦ２００に出力する。
　ＩＣＣｈｉｐ１１０（第３の回路）は、例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭ、メインメモリ等を含む演算回路である。ＩＣＣｈｉｐ１１０は、モニタ回路１０７によって測定された各抵抗の出力である抵抗分圧の比を算出し、算出した抵抗分圧の比が、予め定められた閾値以上であるか否かを判定する。ＩＣＣｈｉｐ１１０は、算出した抵抗分圧の比が、予め定められた閾値以上であると判定した場合、ミキサ１０８の利得を切り替える切り替え信号をミキサ１０８に出力する。ＩＣＣｈｉｐ１１０は、モニタ回路１０７やミキサ１０８と同じ受信ユニット１００内に配置されているため、モニタ回路１０７から受けとった測定値に対するノイズの影響を受けにくい構成となっている。続いて、モニタ回路１０７およびミキサ１０８の具体的な構成について説明する。
　図２は、モニタ回路１０７およびミキサ１０８の具体的な構成例を示す図である。図２に示すように、モニタ回路１０７は、抵抗１０７１と、抵抗１０７２と、抵抗１０７３とを有した抵抗分圧回路により構成される。抵抗１０７１、抵抗１０７２（第１の抵抗）は、温度特性を有した抵抗であり、例えば、サリサイド抵抗を用いることができる。また、抵抗１０７３（第２の抵抗）は、温度特性を有さない抵抗であり、例えば、ポリシリコン抵抗を用いることができる。
　抵抗１０７１は、スイッチＳ１を介して電源電圧ＤＶＤＤ２に接続される。スイッチＳ２は、抵抗１０７２にかかる電圧を測定するためのスイッチであり、スイッチＳ３は、抵抗１０７２にかかる電圧を測定するためのスイッチである。スイッチＳ２、Ｓ３を切り替えることにより、抵抗１０７２または抵抗１０７３による電圧値ＶＯＵＴを測定することができる。実際には、電圧値ＶＯＵＴは、図３に示すように、ＡＤコンバータ１０７４でデジタル値に変換されて、ＩＣＣｈｉｐ１１０に入力される。図３に示す例では、抵抗１０７２に１０００オームのサリサイド抵抗、抵抗１０７３に５５３オームのポリシリコン抵抗を用い、これらの抵抗分圧が、ＶＲＢ＝０．７３～ＶＲＴ＝２．２Ｖの間のＡＤコンバータ（７ｂｉｔ）に入力されてデジタル化され、ＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）を介してＩＣＣｈｉｐ１１０に入力される。
　なお、本例では、モニタ回路１０７が上記抵抗分圧を出力し、ＩＣＣｈｉｐ１１０がこれらの比を算出する前提で説明しているが、モニタ回路１０７がこれらの比を算出し、その結果をＩＣＣｈｉｐ１１０に出力してもよい。この場合、抵抗分圧の比を算出する必要がないため、ＩＣＣｈｉｐ１１０の負荷が軽減される。
　続いて、図２に戻って、ミキサ１０８の構成例について説明する。図２に示すように、ミキサ１０８は、第１のミキサ１０８Ａと、第２のミキサ１０８Ｂとを有している。図２では、ミキサ１０８が、入力される２つの差動信号（ＬＯ）の位相差が１８０°（ｐ、ｍ）である場合の構成例を示している。
　第１のミキサ１０８Ａは、抵抗１０８１と、トランジスタ１０８２と、トランジスタ１１０８３と、トランジスタ１０８８と、抵抗１０８９とを備える。第２のミキサ１０８Ｂは、抵抗１０８５と、トランジスタ１０８６と、トランジスタ１０８７と、トランジスタ１０９０と、抵抗１０９１とを備える。第１のミキサ１０８Ａと第２のミキサ１０８Ｂとは同一の構成であり、抵抗１０８１と抵抗１０８５、トランジスタ１０８２とトランジスタ１０８６、トランジスタ１０８３とトランジスタ１０８７、トランジスタ１０８８とトランジスタ１０９０、抵抗１０８９と抵抗１０９１は、それぞれ対応している。
　トランジスタ１０８２とトランジスタ１０８６とは、コレクタ端子同士が接続され、トランジスタ１０８２とトランジスタ１０８３とは、エミッタ端子同士が接続される。また、トランジスタ１０８２とトランジスタ１０８７のベース端子は、差動信号（ＬＯ）の入力端子であり、互いに同相の信号が入力される。図２において、差動信号（ＬＯ）の入力端子ＬＯ＿ｐに同相の信号が入力される。
　同様に、トランジスタ１０８３とトランジスタ１０８７とは、コレクタ端子同士が接続され、トランジスタ１０８６とトランジスタ１０８７とは、エミッタ端子同士が接続される。また、トランジスタ１０８３及びトランジスタ１０８６のベース端子は、差動信号（ＬＯ）の入力端子であり、互いに同相の信号が入力される。図２において、差動信号（ＬＯ）の入力端子ＬＯ＿ｍに同相の信号が入力される。入力端子ＬＯ＿ｍに入力される差動信号は、入力端子ＬＯ＿ｐに入力される差動信号と逆相の信号である。
　トランジスタ１０８２とトランジスタ１０８３との接続点、およびトランジスタ１０８６とトランジスタ１０８７との接続点は、トランス１０８４に接続される。トランス１０８４は、逆符号のトランス結合であり、一方のリードピンに流れる電流は他方のリードピンの電流を減少させ、利得の劣化を低減している。
　また、トランジスタ１０８８およびトランジスタ１０９０のコレクタ端子が、トランス１０８４に接続される。トランジスタ１０８８のベース端子は、差動信号（ＲＦ）の入力端子であり、図２において、ＲＦｉｎ＿ｐである。また、トランジスタ１０８８のエミッタ端子は抵抗１０８９に接続され、トランジスタ１０９０のエミッタ端子は抵抗１０９１に接続される。トランジスタ１０８８のベース端子は、差動信号（ＲＦ）の入力端子であり、図２において、ＲＦｉｎ＿ｐである。また、トランジスタ１０９０のベース端子は、差動信号（ＲＦ）の入力端子であり、図２において、ＲＦｉｎ＿ｍである。入力端子ＲＦｉｎ＿ｍに入力される差動信号は、入力端子ＲＦｉｎ＿ｐに入力される差動信号と逆相の信号である。
　トランジスタ１０８８のベース端子とトランジスタ１０９０のベース端子とには互いに逆相の差動信号（ＲＦ）が入力される。逆相の差動信号（ＲＦ）が入力されるので、トランジスタ１０８８とトランジスタ１０９０とは、逆相動作し、両者のエミッタ端子同士が接続される点において仮想短絡が形成され、トランジスタ１０８８及びトランジスタ１０９０のエミッタ端子は、高周波に対して接地されることになる。
　トランジスタ１０８２とトランジスタ１０８６との接続点に抵抗１０８１の一端と差動信号（ＩＦ）の出力端子ＩＦｏｕｔ＿ｐとが接続される。トランジスタ１０８３とトランジスタ１０８７との接続点に抵抗１０８５の一端と差動信号（ＩＦ）の出力端子ＩＦｏｕｔ＿ｍとが接続される。出力端子ＩＦｏｕｔ＿ｍから出力される差動信号は、出力端子ＩＦｏｕｔ＿ｐから出力される差動信号と逆相の信号である。抵抗１０８１の他端と抵抗１０８５の他端とは接続され、その接続点に電源ＶＤＤが接続されている。電源は、トランジスタ１０８２のコレクタ端子、トランジスタ１０８３のコレクタ端子、トランジスタ１０８６のコレクタ端子及びトランジスタ１０８７のコレクタ端子に直流電圧を供給する。
　本ミキサ１０８の構成では、出力端子ＩＦｏｕｔ＿ｍと、出力端子ＩＦｏｕｔ＿ｐとから出力される差動信号（ＩＦ）は逆相関係になるので、抵抗１０８１と抵抗１０８５との接続点において、仮想短絡が形成され、本ミキサ１０８は、電源インピーダンスに影響されずに動作する。なお、トランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いることもできるが、電界効果トランジスや他のトランジスタを用いても良い。電界効果トランジスタを用いる場合、バイポーラトランジスタの制御端子であるベース端子が電界効果トランジスタの制御端子であるゲート端子に、コレクタ端子がドレイン端子に、エミッタ端子がソース端子に対応する。
　また、本ミキサ１０８では、インダクタ素子をトランス結合したトランス１０８４により、差動信号（ＲＦ）側と差動信号（ＬＯ）側とを接続して結合し、インピーダンスを整合させて差動信号（ＩＦ）を出力している。したがって、出力となる差動信号（ＩＦ）の線形性を向上させることができ、ミキサ１０８を低電力化することができる。また、利得の温度特性やシステムＮＦを改善することができ、利得が安定する結果、受信ユニット１００の動作の不具合を防止することができる。
　さらに、本実施例におけるミキサ１０８においては、利得を決定する対となる抵抗１０８１および抵抗１０８５（第１の抵抗）と、抵抗１０８９および抵抗１０９１（第２の抵抗）とは、互いに異なる温度特性を有した抵抗が用いられている。本例では、第１の抵抗として、温度特性を有したサリサイド抵抗を用い、第２の抵抗として、温度特性を有さないポリシリコン抵抗を用いている。ＮＦが低くなる高温の環境下で受信ユニットの利得が下がると、後段のＡ／Ｄコンバータ３００での量子化雑音によりＳＮ比が顕著に劣化する。このため、ミキサ１０８の抵抗にサリサイド抵抗を適用することにより、温度が変化した場合でも受信ユニットの利得が一定となるようにしている。
　さらに、本ミキサ１０８にはモニタ回路１０７が設けられており、モニタ回路１０７を構成する抵抗１０７２、抵抗１０７３の抵抗分圧の比あるいはそれぞれの抵抗分圧の値をＩＣＣｈｉｐ１１０に出力する。ＩＣＣｈｉｐ１１０が、それぞれの抵抗分圧の値から算出した抵抗分圧の比が一定の閾値以上の変化があったか否かを判定し、上記抵抗分圧の比あるいは上記それぞれの抵抗分圧の値から算出した抵抗分圧の比が一定の閾値以上の変化があったと判定した場合、受信ユニット１００に一定以上の温度変化が生じていると判断し、ミキサ１０８の利得を切り替えるための切り替え信号をミキサ１０８に出力する。
　図４は、第１の抵抗に温度特性を有した抵抗を用い、第２の抵抗に温度特性を有さない抵抗を用いた場合の利得の変化４１と、第１の抵抗および第２の抵抗に温度特性を有した抵抗を用いた場合の利得の変化４２との比較を示す図である。図４では、縦軸に利得（ｄＢ）、横軸に温度（ｄｅｇ）をとっている。図４に示すように、第１の抵抗および第２の抵抗がいずれも温度特性を有している場合、温度が上昇するに従って利得が低下し、許容される利得の下限値Ｂを下回る。一方、第１の抵抗が温度特性を有し、第２の抵抗が温度特性を有さない場合、ある一定の温度までは利得が上昇し、その後、上記切り替え信号により、許容される利得の下限値Ｂから上限値Ｔまでの間で、利得が略一定になっていることがわかる。
　なお、本例では、互いに異なる温度特性をもつ抵抗素子として、高温になるにつれて抵抗値が大きくなるプラスの温度特性を有した抵抗素子と温度特性を有さない抵抗素子とを用いてこれらの抵抗分圧の比を算出した。しかし、高温になるにつれて抵抗値が小さくなるマイナスの温度特性を有した抵抗素子と温度特性を有さない抵抗素子とを用いてこれらの抵抗分圧の比を算出したり、あるいは高温になるにつれて抵抗値が大きくなるプラスの温度特性を有した抵抗素子と高温になるにつれて抵抗値が小さくなるマイナスの温度特性を有した抵抗素子とを用いてこれらの抵抗分圧の比を算出してもよい。
　このように、本実施例では、ミキサにおいて利得を決定する対となる抵抗素子を、温度特性が異なる第１の抵抗と第２の抵抗を組み合わせた抵抗とし、温度が変化する時に利得が変化するように設計している。そして、その利得を決定する要素を、トランジスタの動作電流ではなく、第１の抵抗と第２の抵抗との抵抗分圧比をモニタするモニタ回路を設け、その抵抗分圧比の温度特性をトランジスタの温度特性と逆特性を持たせるように制御する。このような構成とすることで、ブロック全体の利得の温度依存性をキャンセルすることが可能になる。
　より具体的には、温度依存性の補正を回路の消費電流ではなく、抵抗分圧比で決まる回路ブロックに補正機能をもたせ、ＲＦ特性に寄与するブロックの消費電流に温度依存性を持たせない構成としている。したがって、ＲＦ特性を犠牲にすることなく、ブロック全体の利得に代表されるＲＦ特性の温度依存性をキャンセルすることができ、通常では異なる素子同士を組み合わせたことで発生する製造バラツキの問題を補正する仕組みを持つことで、RF回路の環境依存性を測定することなく回路利得の温度依存性を一定に保つことが可能となり、高精度で安価な無線回路を実現出来る。
　通常、同じ温度特性を有した素子同士のペアでは、レイアウト配置の工夫で、それぞれの抵抗値の差を数%以下に抑えることができる。しかし、本実施例のように、第１の抵抗と第２の抵抗とを組み合わせる場合、互いに異なる素子であるため、例えば、第１の抵抗の抵抗値が本来の値よりも＋１５％高めに製造される一方、第２の抵抗の抵抗値が本来の値よりも－１５％低めに製造されることが発生する。この場合、本来発生する利得中心値から最大３０％の誤差が発生する可能性があることになる。
　このように、製造バラツキがある異なる素子で回路を構成することによって生じる抵抗値の利得中心値に対する誤差に対応するため、以下の機能を有している。すなわち、当該回路の近傍に異なる温度特性の抵抗素子のペア比（本例では、第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値の抵抗分圧比）をモニタする回路を具備し、利得を切り替える機能を有することで、第１の抵抗と第２の抵抗の製造初期のバラツキにより生じる利得を補正する。つまり、温度が変化する時に抵抗素子のペア比で利得が変化することで、高温と低温での利得差が低減し、トランジスタの温度特性を相殺し、一定利得となる温度特性が実現できる。また、消費電流に温度特性を持たせないことで、トランジスタの雑音特性・歪特性を維持することが可能となり所望のＲＦ特性を広い範囲で実現可能になる。初期の製造バラツキについては、モニタ回路で得られた結果から抵抗分圧の比を算出することでターゲットの利得を実現することが可能となる。
　また、例えば、次のような課題を解決するものであるとも言える。すなわち、一般的には高温になるとトランジスタ特性が悪化するため、利得が下がりシステム性能が低下する（ＮＦ・最小受信感度の低下）。このような問題に対して、例えば、第１の抵抗および第２の抵抗の両方の抵抗について温度特性を有した抵抗を用いることにより、高温側で回路的に温度を補正し、利得を一定にすることも考えられる。しかし、低温では極端な電流低下により回路の動作が不安定となったり、あるいは特性が悪化することがあり、温度補正だけでは低温から高温までの広範囲に亘って利得を確保することができない。
　また、半導体の製造においては、製造バラツキを補正することに加えて、動作時に温度変化が生じても利得を一定とする必要があるが、動作中に利得をステップ上に切替えると、信号の連続的な変化を信号処理して物体を検知するレーダでは誤検知などの不具合に繋がる可能性がある。従って、回路上にトランジスタの増幅特性をアナログ的に補正する回路方式が必要となる。通常、温度依存性を補償するために基準電流に逆の温度特性を持たせるなどの工夫を行うが、広い温度範囲では、温度上限で過剰な電流による消費電流増大によるエレクトロマイグレーションや発熱の副作用が生じること、温度下限では過少な電流で雑音特性が悪化するなどの副作用が発生し、所望のＲＦ特性を広い温度範囲で実現することが困難になる課題がある。本実施例に示した構成により、これらの課題を解決することができる。
１００　　　　　　　受信ユニット
１０１　　　　　　　アンテナ
１０２　　　　　　　ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）
１０２１　　　　　　第１のＬＮＡ
１０２２　　　　　　１０２２
１０２３　　　　　　第２のＬＮＡ
１０３　　　　　　　局部発振器
１０３１　　　　　　局部発振器
１０３２　　　　　　逓倍器
１０４　　　　　　　ＬＯＡ（Local Oscillator Amplifier）
１０４１　　　　　　増幅回路
１０４２　　　　　　分配器
１０４３ａ、ｂ　　　増幅回路
１０４４　　　　　　ＢＧＲ
１０５　　　　　　　ＢＩＡＳ
１０６　　　　　　　バラン
１０７　　　　　　　モニタ回路
１０７１～１０７３　抵抗
１０７４　　　　　　Ａ／Ｄコンバータ
１０８　　　　　　　ミキサ
１０８１　　　　　　第１のミキサ
１０８２　　　　　　第２のミキサ
１０９　　　　　　　ＩＦＡ
１１０　　　　　　　ＩＣＣｈｉｐ
２００　　　　　　　ＢＢＦ（ベースバンドフィルタ）
３００　　　　　　　Ａ／Ｄコンバータ。

Claims (6)

  1. 　第１の温度特性を有する第１の抵抗と、前記第１の抵抗とは異なる温度特性を有する第２の抵抗とに基づいて利得を定める第１の回路と、
    　前記第１の抵抗の出力値および前記第２の抵抗の出力値、または前記第１の抵抗の出力値と第２の抵抗の出力値との比を出力する第２の回路と、
    　前記第２の回路から出力された出力値または出力値の比に基づいて、前記第１の回路の利得を切り替える第３の回路と、
    　を備えることを特徴とする無線受信機。
  2. 　前記第１の抵抗は、正または負の温度特性を有した抵抗から構成され、前記第２の抵抗は、温度特性を有さない抵抗から構成される、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
  3. 　前記第１の抵抗は、正または負の温度特性を有した抵抗から構成され、前記第２の抵抗は、負または正の温度特性を有した抵抗から構成される、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
  4. 　前記第２の回路は、ミキサ回路または中間周波数増幅回路として構成されている、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
  5. 　前記第３の回路が、前記第１の回路と前記第２の回路とを含む受信ブロックに配置されている、
    　ことを特徴とする請求項1に記載の無線受信機。
  6. 　第１の温度特性を有する第１の抵抗の出力値および前記第１の抵抗とは異なる温度特性を有する第２の抵抗の出力値、または前記第１の抵抗の出力値と第２の抵抗の出力値との比を出力し、
    　出力された出力値または出力値の比に基づいて、前記第１の抵抗の出力値と、前記第２の抵抗の出力値とに基づいて利得を定める第１の回路の利得を切り替える、
    　ことを特徴とする無線受信方法。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001177063A (ja) * 1999-12-16 2001-06-29 Mitsumi Electric Co Ltd 半導体装置及び増幅回路並びにアクティブフィルタ
JP2004297552A (ja) * 2003-03-27 2004-10-21 Sony Corp 電力増幅器
JP2008124406A (ja) * 2006-11-16 2008-05-29 Fujitsu Ltd 半導体集積回路
JP2010239191A (ja) * 2009-03-30 2010-10-21 Mitsubishi Electric Corp 半導体集積回路
JP5559326B2 (ja) * 2010-11-12 2014-07-23 旭化成エレクトロニクス株式会社 ミキシング回路

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10823693B2 (en) * 2018-01-04 2020-11-03 Silicon Laboratories Inc. System, apparatus and method for accurate measurement of off-chip temperature

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001177063A (ja) * 1999-12-16 2001-06-29 Mitsumi Electric Co Ltd 半導体装置及び増幅回路並びにアクティブフィルタ
JP2004297552A (ja) * 2003-03-27 2004-10-21 Sony Corp 電力増幅器
JP2008124406A (ja) * 2006-11-16 2008-05-29 Fujitsu Ltd 半導体集積回路
JP2010239191A (ja) * 2009-03-30 2010-10-21 Mitsubishi Electric Corp 半導体集積回路
JP5559326B2 (ja) * 2010-11-12 2014-07-23 旭化成エレクトロニクス株式会社 ミキシング回路

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