JP3721144B2 - 周波数変換器、直交復調器及び直交変調器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換器に関し、特に無線通信に用いられる周波数変換器、およびこれを用いた直交復調器及び直交変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話などの無線通信端末の普及に伴い、部品点数が少なくて小型化に適したダイレクトコンバージョン受信方式が実用化されてきている。しかしながらダイレクトコンバージョン方式はアンテナで受信した受信信号（ＲＦ信号）周波数とほぼ同じ周波数の局部発振信号（ＬＯ信号）を用いる。このため、漏洩したＬＯ信号が受信信号経路に混入し、妨害信号になるという自己混合の問題があった。
【０００３】
これを解決するひとつの方法としては、受信信号のほぼ半分の周波数のＬＯ信号を用いる方法が提案されている。この方法によると、ＬＯ信号周波数としてＲＦ信号周波数のほぼ半分の周波数が用いられる。このような半分の周波数を用いる偶高調波ミキサを用いてダイレクトコンバージョン受信機が構成される。このダイレクトコンバージョン受信機は、ＬＯ信号周波数が受信信号経路に混入した場合でも原理的にＬＯ信号に対して感度が無いためダイレクトコンバージョンに適した特性を有している。
【０００４】
しかしながら、偶高調波ミキサは、温度変化などによりＬＯ信号振幅が変動すると、この変動に伴い変換利得が変化してしまい、受信機の利得が目的の値にならないという問題を含んでいる。また、温度変化に敏感である安価なＬＯ信号発生器を用いる場合にはより大きく利得が変化してしまう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
この問題を解決するため、従来では、ＬＯ信号を振幅制限回路に入力して振幅を一定にし、その後に偶高調波ミキサにＬＯ信号を入力する方法が使用されていた。しかしながらこの方法は、振幅制限回路においてＬＯ信号の高調波が多数発生するので、この高調波を除去するためのフィルタを必要とする。このフィルタを集積化することは一般に困難である。また、ＬＯ信号発生器と偶高調波ミキサの間にフィルタを設けることは部品点数を少なくできると言うダイレクトコンバージョンの最大の利点を阻害する。
【０００６】
前述のとおり、偶高調波ミキサの変換利得はＬＯ信号振幅の変動に依存するので偶高調波ミキサをＬＯ信号振幅が変動しやすい安価な発振回路と組み合わせて使用することが困難であった。
【０００７】
本発明の目的は、自己混合による感度劣化が少ない偶高調波ミキサの利点を部品点数の増加なしに活用できる周波数変換器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の局面は、利得制御信号に応じて、外部から供給された局部発振信号を増幅して出力する可変利得増幅回路と、入力信号及び前記増幅された局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和または差の周波数の出力信号を出力する偶高調波ミキサと、前記増幅された局部発振信号を入力し、この振幅に応した振幅の直流信号を出力する振幅検出回路と、前記振幅検出回路の出力信号と外部から供給される参照直流信号を比較する比較回路を備え、前記比較回路の出力を前記利得制御信号とすることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【０００９】
本発明の第２の局面は、第１の利得制御信号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、入力信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第１の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検出回路と、前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周波数変換器と、第２の利得制御信号に応じて、外部から供給された第２の局部発振信号を増幅して出力する第２の可変利得増幅回路と、前記第１の周波数変換器に入力された入力信号と同相の入力信号及び前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミキサと、前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２の振幅検出回路と、前記第２の直流信号と外部から供給される第２の参照直流信号を比較する第２の比較回路を有し、前記第２の比較回路の出力を前記第２の利得制御信号とする第２の周波数変換器と、前記第１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所定の位相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交復調器を提供する。
【００１０】
本発明の第３の局面は、第１の利得制御信号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、ペースハンドのＩ信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、前記Ｉ信号の周波数と前記増幅された第１の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和の周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検出回路と、前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周波数変換器と、第２の利得制御信号に応じて、外部から供給された第２の局部発振信号を増幅して出力する第２の可変利得増幅回路と、ベースバンドのＱ信号と同相の入力信号及び前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、前記Ｑ信号の周波数と前記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和の周波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミキサと、前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２の振幅検出回路と、前記第２の直流信号と外部から供給される第２の参照直流信号を比較する第２の比較回路を有し、前記第２の比較回路の出力を前記第２の利得制御信号とする第２の周波数変換器と、前記第１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所定の位相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交変調器を提供する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図である。
【００１２】
以下、アンテナ（図示せず）で受信した受信信号（ＲＦ信号）をダウンコンバートする受信系に用いられる周波数変換器を説明する。
【００１３】
図１に示される周波数変換器１００は、偶高調波ミキサ１０１、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２、振幅検出回路１０３、及び比較回路１０４を有する。入力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）とＬＯ信号可変利得増幅器１０２によって増幅されている局部発振信号（ＬＯ信号）は、偶高調波ミキサ１０１に入力され、ＬＯ信号周波数の２以上の偶数倍（例えば２倍）の信号との差の周波数に変換される。偶高調波ミキサ１０１の変換利得はＬＯ信号振幅によって変化する。従って、局部発振器（図示せず）で生成されているＬＯ信号はＬＯ信号可変利得増幅器１０２によって所望のＬＯ信号振幅に増幅される。この所望の振幅に増幅されているＬＯ信号（ＬＯ信号可変利得増幅器１０２の出力）は第１の偶高調波ミキサ１０１に入力される。
【００１４】
所望のＬＯ信号振幅は、周波数変換器１００の雑音特性を重視する場合は偶高調波ミキサの変換利得が最大になるようなＬＯ信号振幅である。歪み特性を重視する場合は、前記変換利得が最大になるＬＯ信号振幅より大きく増幅し、やや変換利得が下がる状態のＬＯ信号振幅とすることが好ましい。
【００１５】
ＬＯ信号振幅を所望の値に保つためには、この振幅の検出が必要である。前述したＬＯ信号可変利得増幅器１０２の出力は、振幅検出回路１０３にも入力され、その振幅に応じた直流信号に変換される。振幅検出回路１０３の出力は、外部から供給されている参照直流信号と比較回路１０４によって比較される。比較回路１０４の出力は利得制御信号としてＬＯ信号可変利得増幅器１０２に入力される。すなわち、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２，振幅検出回路１０３及び比較回路１０４はフィードバックループを構成している。このフィードバックループによって、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２で増幅されるＬＯ信号振幅は、参照直流信号の大小によって決定される。その結果、偶高調波ミキサ１０１の変換利得が一定に保たれる。
【００１６】
周波数変換器１００は可変利得増幅回路を用いているので、それは殆ど高調波を発生しない。故に、高調波を除去するためのフィルタも必要としない。このため、周波数変換器１００は集積回路として実現可能であり、この集積回路の面積はやや大きくなるが、受信機の部品点数は増加しない。
【００１７】
図２は、図１に示した偶高調波ミキサ１０１の一例として、バイポーラトランジスタ差動対を用いた偶高調波ミキサのブロック図を示す。図３は、図２の具体的な回路構成を示す図である。この偶高調波ミキサ１０１は、４組のトランジスタ差動対２０１ａ〜２０１ｄを用い、入力端子であるベース端子がブリッジ状に接続されている。ブリッジ状のためにＬＯ信号と被変調信号（ＲＦ信号）は直接接続されず分離されている。トランジスタ差動対を用いているため、ＬＯ信号はＬＯ＋とＬＯ−（ＬＯ＋の反転信号）の差動信号に変換され、ＲＦ信号はＲＦ＋とＲＦ−（ＲＦ＋の反転信号）の差動信号に変換されてから、ＬＯ信号と被変調信号は偶高調波ミキサ１０１に入力させる。
【００１８】
ＬＯ信号がＲＦ端子に漏洩することが自己混合のひとつの原因である。しかしながら、ブリッジ形状の偶高調波ミキサ１０１ではＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が後述するように打ち消しあう。従ってＲＦ＋及びＲＦ−端子から見ると、見かけ上信号漏洩がなくなる。
【００１９】
各トランジスタ差動対の出力端子は、図３を参照して後ほど説明するが、ＬＯ差動信号（ＬＯ＋，ＬＯ−）が打ち消し合い、かつ周波数変換後の所望信号（図３のベースバンド差動信号ＢＢ＋，ＢＢ−）が強めあうように接続される。従来の偶高調波ミキサはアンチパラレルダイオードペアを用いたミキサである。しかし、このようなミキサがダイレクトコンバージョンに用いる場合には信号漏洩が問題になる。これはダイオードが２端子素子であり、入出力の分離が周波数による分離以外に手段がないためである。しかしながらトランジスタを用いた場合には、ベース端子が入力であり、コレクタ端子が出カになる。従って、少なくとも入出力の分離は確保されている。このため信号分離のフィルタが不要となり、安価なシリコンＩＣでも集積化が可能になる。つまり、本実施形態に係る周波数変換器の偶高調波ミキサはダイオードを用いることも可能であるが、トランジスタ差動対を用いた偶高調波ミキサがより好ましい。
【００２０】
次に、図３の回路構成について説明する。図３は、図２に示したブリッジ状の偶高調波ミキサ１０１の回路構成を示している。トランジスタ差動対２０１ａは、二つのｎｐｎ形バイポーラトランジスタＴｒｌａ，Ｔｒｌｂと、トランジスタＴｒｌａ，Ｔｒｌｂの共通エミッタ端子と接地電極との間に設けられた定電流源１とによって構成されている。
【００２１】
トランジスタＴｒｌａのベース端子はＲＦ＋端子に接続され，トランジスタＴｒｌｂのベース端子はＬＯ＋端子に接続されている。トランジスタＴｒｌａのコレクタ端子はベースバンド信号ＢＢ＋を出力するＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒｌｂのコレクタ端子はベースバンド信号ＢＢ−を出力するＢＢ−端子に接続されている。
【００２２】
トランジスタ差動対２０１ｂにおいては、トランジスタＴｒ２ａのベース端子はＬＯ＋端子に接続され，トランジスタＴｒ２ｂのベース端子はＲＦ−端子に接続されている。トランジスタＴｒ２ａのコレクタ端子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ２ｂのコレクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。
【００２３】
トランジスタ差動対２０１ｃにおいては、トランジスタＴｒ３ａのベース端子はＬＯ−端子に接続され，トランジスタＴｒ３ｂのベース端子はＲＦ−端子に接続されている。トランジスタＴｒ３ａのコレクタ端子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ３ｂのコレクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。
【００２４】
トランジスタ差動対２０１ｄにおいては、トランジスタＴｒ４ａのベース端子はＲＦ＋端子に接続され，トランジスタＴｒ４ｂのベース端子はＬＯ−端子に接続されている。トランジスタＴｒ４ａのコレクタ端子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ４ｂのコレクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。各トランジスタ差動対を構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４はすべて同じサイズのトランジスタである。
【００２５】
ブリッジ形状の偶高調波ミキサ１０１においてＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が打ち消しあう理由を説明する。
【００２６】
まず、ＲＦ＋端子において、ＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が打ち消しあう理由を説明する。
【００２７】
ＬＯ＋端子からＲＦ＋端子への信号漏洩は、トランジスタ差動対２０１ａのトランジスタＴｒｌｂのベース及びエミッタ端子からトランジスタＴｒｌａのエミッタ及びベース端子を経由するＬＯ＋信号の漏洩である。
【００２８】
一方、ＬＯ−端子からＲＦ＋端子への信号漏洩は、トランジスタ差動対２０１ｄのトランジスタＴｒ４ｂのベース及びエミッタ端子からトランジスタＴｒ４ａのエミッタ及びベース端子を経由するＬＯ−信号の漏洩である。トランジスタ差動対２０１ａ及び２０１ｄを構成するトランジスタのサイズが同じであるので、トランジスタ差動対２０１ａ及び２０１ｄの漏洩経路のインピーダンスも同じである。漏洩信号は反転関係であるので、それらはＲＦ＋端子では打ち消しあい、見かけ上信号漏洩がない状態になる。同様の打ち消しあいが、ＲＦ−端子においても起きる。従って、ブリッジ形状の偶高調波ミキサ１０１ではＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩がＲＦ＋及びＲＦ−端子で打ち消しあうことになる。
【００２９】
（第２の実施の形態）
図４は本発明の第２の実施の形態に係る周波数変換器の回路構成を示す。第２の実施の形態において、第1の実施の形態と同じ部分には同じ符号を付け、異なる点について説明する。図４に示される周波数変換器２００では、第１の偶高調波ミキサ１０１と第２の偶高調波ミキサ２０３が用いられている。さらに、比較回路１０４に第１の参照直流信号が入力され、第２の偶高調波ミキサに第２の参照直流信号が入力される。
【００３０】
図５は図２のトランジスタ差動対２０１ａのようなバイポーラトランジスタ差動対でモデル化した偶高調波ミキサの変換利得のＬＯ信号振幅依存性を示すシミュレーション結果を示している。横軸は正規化されているＬＯ信号の振幅を示し、縦軸は変換利得を示す。実線が示すように、入力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）がＬＯ信号周波数の２倍の周波数の信号である場合、この入力信号を直流付近の信号（ベースバンド信号）に変換する変換利得（２倍波変換利得）はＬＯ信号振幅の増加に伴って上昇する。この変換利得は熱電圧Ｖｔ（横軸の０．５に相当）の数倍でピークに達し、その後は減少する。
【００３１】
入力信号がＬＯ信号周波数の４倍の周波数である場合、この入力信号を直流付近の信号に変換する変換利得（４倍波変換利得）も同様の傾向を示している。しかし、直流付近の信号をそのまま出力する変換利得（０倍波変換利得）は上記の変換利得とやや異なっている。ＬＯ信号が小さいときに利得は最大となり、ＬＯ信号が増大すると、利得はＬＯ信号振幅に反比例する傾向を示す。
【００３２】
本実施形態は、０倍波変換利得−ＬＯ信号振幅特性をＬＯ信号の振幅検出に利用する点が特徴である。すなわち、２倍波や４倍波の変換利得の場合と異なり、０倍波の変換利得とＬＯ信号振幅とが一対一で対応している特性を利用することである。
【００３３】
図６はＬＯ信号振幅検出回路として用いる第２の偶高調波ミキサ２０３の回路構成を示す。
【００３４】
第２の偶高調波ミキサ２０３は第１の偶高調波ミキサ１０１と同じ回路構成である。しかしながら、第２の偶高調波ミキサ２０３には入力信号（ＲＦ＋，ＲＦ−）の代わりに第２の参照直流信号（ＤＣ＋，ＤＣ−）が入力されている。第１の偶高調波ミキサ１０１と同じ回路構成の部分は、図２及び図３を参照し、詳細を省略する。
【００３５】
トランジスタ差動対で構成される第２の偶高調波ミキサ２０３が振幅検出回路として用いられると、ＬＯ信号振幅と第２の偶高調波ミキサ２０３の出力直流信号振幅とが反比例の関係になる。この出力直流信号を第１の参照直流信号と比較することによって、第２の偶高調波ミキサ２０３の第２参照直流信号から出力直流信号への変換利得（０倍波変換利得）が第１の参照直流信号と第２の参照直流信号との比とするためにフィードバックされる。
【００３６】
振幅検出回路としての第２の偶高調波ミキサ２０３の０倍波変換利得が所望の値になるまでＬＯ信号振幅を大きくすることによって第１の偶高調波ミキサ１０１の２倍波変換利得を所望の値にすることが可能になる。これは、第２の偶高調波ミキサ２０３をマスター回路とし、第１の偶高調波ミキサ１０１をスレイブ回路としたこれはマスター・スレイブ制御とみなすこともできる。
【００３７】
フイードバッククループ内の振幅検出回路として第２の偶高調波ミキサ２０３が用いられると、入力されるＬＯ信号振幅の変動によらず変換利得を一定とすることができるのみならず、温度変化によるトランジスタの特性変動がもたらす利得変動も抑制することが可能になる。温度変化によってトランジスタの特性が変化した時には第１の偶高調波ミキサ１０１と振幅検出回路としての第２の偶高調波ミキサ２０３が同じ影響を受けるので、フィードバックループの働きにより第２の偶高調波ミキサ２０３の利得が所望の利得になるようにＬＯ信号振幅が調整される。その結果、第１の偶高調波ミキサ１０１の利得も補正される。
【００３８】
図７は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたトランジスタ差動対３０１の回路図である。ＭＯＳトランジスタなどＦＥＴを用いてもバイポーラトランジスタを用いたトランジスタ差動対２０１ａ〜２０１ｄのそれと同様に第１及び第２の偶高調波ミキサ１０１，２０３を構成することは可能である。しかしながら、ＦＥＴは半導体の製造工程に依存してしきい電圧などが変動するために変換利得を設計どおりに得ることが難しい。しかしながら、同一チップ上のトランジスタの特性はほぼ同じに保たれるという集積回路の特徴は、ＦＥＴでもバイポーラトランジスタでも共通である。
【００３９】
本実施形態に係る周波数変換器は振幅検出回路としての第２の偶高調波ミキサ２０３をマスター回路として用い、その変換利得を参照してＬＯ信号振幅を決定し、スレイブ回路である第１の偶高調波ミキサ１０１の変換利得を制御している。このためバイポーラトランジスタと比べて特性変動が大きいＦＥＴを用いても変換利得を所望の値に保つことが可能である。
【００４０】
以上の説明では、受信系に用いられる周波数変換器を前提に説明したが、本実施形態は送信系にも適用できる。この場合、周波数変換器１００に入力される入力信号は、音声信号などの情報をデジタル信号に変換した変調信号である。この変調信号はＬＯ信号周波数の２以上の偶数倍（例えば２倍）との和の周波数に変換され、この変換されている信号がＲＦ信号として出力される。このＲＦ信号がアンテナ（図示せず）を経由して送信される。
【００４１】
（第３の実施の形態）
図８は本発明の第３の実施の形態に係る直交復調器の構成を示す。図８に示される直交復調器４００は、第１又は第２の実施形態に係る２つの周波数変換器４０１，４０２と移相器４０３で構成されている。周波数変換器４０１，４０２はＲＦ信号波とＬＯ信号の２倍波の混合を行うものとする。
【００４２】
２つの周波数変換器４０１，４０２には同相の入力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）が入力され、移相器４０３は位相差４５°のＬＯ信号を２つの周波数変換器４０１，４０２に出力する。周波数変換器４０１，４０２は、ＲＦ入力信号をＬＯ信号周波数の２倍の周波数だけ低い周波数の信号に変換し、それをベースバンドのＩチャネル信号(Ｉ信号という)とＱチャネル信号（以下、Ｑ信号）に分離する。
【００４３】
なお、移相器４０３の位相差を４５°に設定した理由は、周波数変換器４０１，４０２がＬＯ信号の２倍波の混合を行うために４５°の位相差が９０°の位相差になるためである。従って、周波数変換器４０１，４０２がＬＯ信号の４倍波の混合を行う場合は、移相器４０３の位相差は２２．５°に設定すればよい。
【００４４】
本実施形態に係る直交復調器４００では、周波数変換器４０１，４０２に前述した可変利得増幅回路が用いられている。従って、ＬＯ信号の高調波が発生するという問題がないので、直交復調器４００は一つの集積回路として構成できる。移相器４０３の出力を周波数変換器４０１，４０２に入力するだけで従来の直交復調器と同等の精度のＩ信号及びＱ信号を部品点数の増加なしに得ることができる。
【００４５】
図９は、図８に示した直交復調器４００を用いた受信装置の構成を示している。受信装置はＲＦ信号を受信するアンテナ（ＡＮＴ）５０１、このＲＦ信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）５０２、低雑音増幅器の出力を濾波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５０３、帯域通過フィルタ５０３の出力を受けて直交復調を行いＩ信号及びＱ信号として出力する直交復調器４００により構成される。更に直交復調器に入力する局部発振信号（ＬＯ信号）を生成するＬＯ信号生成器５０４および前記Ｉ信号及びＱ信号を受け、その低周波成分を取り出してそれぞれ出力する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５０５ａ，５０５ｂが設けられる。低域通過フィルタ５０５ａ，５０５ｂの出力をそれぞれ増幅する増幅器（ＡＭＰ）５０６ａ，５０６ｂ並びに増幅器５０６ａ，５０６ｂの出力に基づき音声などのデータを復調する復調回路５０７が設けられる。
【００４６】
図９に示したような受信装置では、直交復調器４００が前述したように一つの集積回路として構成できるだけでなく、低雑音増幅器５０２、低域通過フィルタ５０３、直交復調器４００、低域通過フィルタ５０５ａ，５０５ｂ及び増幅器５０６ａ，５０６ｂを一つの集積回路として構成できる。
【００４７】
（第４の実施形態）
図１０は本発明の第４の実施の形態に係る直交変調器の構成を示している。図１０の実施形態は、送信装置に適用される直交変調器６００であり、回路構成は図８に示される直交変調器４００と同じであるが、入出力方向が図８の直交変調器４００とは異なっている。すなわち、直交変調器６００の入力信号はベースバンドのＩ信号及びＱ信号であり、周波数変換器４０１の出力と周波数変換器４０２の出カを加算して出力信号が生成される。この出力信号がＲＦ信号である。
【００４８】
図１１は本発明の第５の実施の形態に係る周波数変換器の構成を示している。本実施形態の周波数変換器の構成は、図１に示される周波数変換器の構成と同じであるが、比較回路１０４に入力される参照直流信号が可変である。前述の通り偶高調波ミキサ１０１の変換利得はＬＯ信号振幅によって変化する。従って、例えば受信機のダイナミックレンジを確保するために周波数変換器において変換利得を変えたい場合、ＬＯ信号振幅を所望の変換利得に応じて変化させればよい。そのため比較回路１０４において振幅検出回路１０３の出力直流信号と比較される参照直流信号が変えられる。この可変参照直流信号と振幅検出回路１０３の出力信号との比較結果に従って可変利得増幅器１０２の利得が変えられる。即ち、参照直流信号を任意に変えることにより受信機の所望のダイナミックレンジが得られる。
【００４９】
図１２は本発明の第６の実施の形態に係る周波数変換器の構成を示している。この実施形態の周波数変換器の構成は、図４に示される周波数変換器の構成と実質的に同じであるが、第２の偶高調波ミキサ２０３に入力される第２の参照直流信号が可変である。第２の参照直流信号が任意に変えられることによって第２の偶高調波ミキサ２０３の出力信号が変化する。この出力信号が比較回路１０４に入力され、参照直流信号と比較される。比較回路１０４の比較結果に応じて可変利得増幅器１０２の利得が変えられる。即ち、可変利得増幅器１０２は第２の参照直流信号の変化に応じて変えられる。このように、本実施形態の周波数変換器は可変利得機能をもつ周波数変換回路として使用できる。この実施形態において第１の参照直流信号も可変とされても良い。
【００５０】
図１３は本発明の第７の実施の形態に係る周波数変換器の構成を示す。この実施形態の周波数変換器の構成は、図４に示される周波数変換器の構成と実質的に同じであるが、この実施形態では、第１の偶高調波ミキサ１０１および第２の偶高調波ミキサ２０３がトランジスタ差動対Ｔｒと可変電流源Ｉとで構成される。この実施形態において、テール電流を入力信号レベルに応じて変えることによって、変換利得を一定とした状態で歪み特性や雑音特性をよい状態に保つことができる。これにより歪み特性のよい状態で動作させたい時のみに電流を増やし、それ以外の状態で動作させたい時は電流を絞ることができ、低消費電流で所望のダイナミックレンジが確保できる。
【００５１】
図１４は本発明の第８の実施の形態に係る直交復調器を用いた受信装置の構成を示す。本実施形態は図９の実施形態に対応しているが、本実施形態では、受信信号状態検出部５０８ａ，５０８ｂがＬＰＦ５０５ａ，５０５ｂに接続されている。受信信号状態検出部５０８ａ，５０８ｂはＬＰＦの入力とＬＰＦの中間出力の少なくとも１つを用いてＬＰＦに入力される信号全体のパワーと所望波や干渉波のレベルを検出する。受信信号状態検出部５０８ａ，５０８ｂの検出信号は制御器５０９ａ，５０９ｂに夫々入力される。制御器５０９ａ，５０９ｂは干渉波レベルが大きい場合は周波数変換回路の歪み特性がよい状態で動作するバイアス状態に周波数変換器４０１，４０２をそれぞれ設定する。このように受信信号状態に応じて適正なバイアス条件で周波数変換器４０１，４０２を動作させることにより、低消費電力で高性能な受信装置を実現できる。
【００５２】
図１５は本発明の第８の実施の形態に係る直交復調器を用いた受信装置の構成を示している。この実施形態も図９の実施形態に対応するが、本実施形態では受信信号状態検出部としてＲＳＳＩ（受信電解強度）検出部５１０ａ，５１０が設けられている。またＬＰＦ５０５ａ，５０５ｂの後段に可変利得アンプ（ＶＧＡ）５１１ａ，５１１ｂがそれぞれ設けられている。
【００５３】
制御器５１２ａ，５１２ｂはＲＳＳＩ検出部５１０ａ，５１０ｂで検出されている受信電解強度に応じて所望の受信特性を得られるよう周波数変換器４０１，４０２の変換利得を設定し、受信装置全体の利得が一定になるようＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂの利得も設定する。例えば受信電解強度が強い場合は周波数変換器４０１，４０２の変換利得を下げ、ＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂの利得を上げる。
【００５４】
一方、受信電解強度が弱い場合は周波数変換器４０１．４０２の変換利得を上げ、ＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂの利得を下げる。これにより、周波数変換器４０１，４０２とＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂとの利得配分を最適化できる。
【００５５】
以上、第１乃至第４の実施の形態を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、例えば、図３のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の導電形はｐｎｐ形であっても良い。また、図７のＦＥＴのチャネル形は、第１及び第２の偶高調波ミキサ１０１，２０３を構成する全てのＦＥＴが同じチャネル形になっていれば、ｐチャネル形を用いても良い。
【００５６】
【発明の効果】
以上述べてきた通り、本発明の周波数変換器はＬＯ信号の自己混合による感度劣化が小さいという偶高調波ミキサの利点を生かしつつ変換利得のＬＯ信号振幅依存性を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図２】図１の偶高調波ミキサ１０１の一例を示す図。
【図３】図２の具体的な回路構成を示す図。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図５】偶高調波ミキサとしてトランジスタ差動対を用いた場合における変換利得とＬＯ信号の振幅との関係を示す図。
【図６】第２の偶高調波ミキサ２０３のブロック図。
【図７】電界効果トランジスタを用いたトランジスタ差動対の回路図。
【図８】本発明の第３の実施形態に係る直交復調器の構成図。
【図９】図８に示した直交復調器４００を用いた受信装置のブロック図。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係る直交変調器のブロック図。
【図１１】本発明の第５の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図１２】本発明の第６の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図１３】本発明の第７の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図１４】本発明の第８の実施の形態に係る受信装置のブロック図。
【図１５】本発明の第９の実施の形態に係る受信装置のブロック図。
【符号の説明】
１００…周波数変換器
１０１…偶高調波ミキサ
１０２…可変利得増幅器
１０３…振幅検出回路
１０４…比較回路
２０１ａ〜２０１ｄ…トランジスタ差動対
２０３…第２の偶高調波ミキサ
４００…直交復調器
４０１、４０２…周波数変換器
４０３…移相器
５０２…低雑音増幅器
５０３…帯域通過フィルタ
５０４…ＬＯ信号生成器
５０５ａ、５０５ｂ…低域通過フィルタ
５０６ａ、５０６ｂ…増幅器
５０８ａ、５０８ｂ…受信信号状態検出部
５０９ａ、５０９ｂ…制御部
５１０ａ、５１０ｂ…ＲＳＳＩ検出部
６００…直交変調器
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換器に関し、特に無線通信に用いられる周波数変換器、およびこれを用いた直交復調器及び直交変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話などの無線通信端末の普及に伴い、部品点数が少なくて小型化に適したダイレクトコンバージョン受信方式が実用化されてきている。しかしながらダイレクトコンバージョン方式はアンテナで受信した受信信号（ＲＦ信号）周波数とほぼ同じ周波数の局部発振信号（ＬＯ信号）を用いる。このため、漏洩したＬＯ信号が受信信号経路に混入し、妨害信号になるという自己混合の問題があった。
【０００３】
これを解決するひとつの方法としては、受信信号のほぼ半分の周波数のＬＯ信号を用いる方法が提案されている。この方法によると、ＬＯ信号周波数としてＲＦ信号周波数のほぼ半分の周波数が用いられる。このような半分の周波数を用いる偶高調波ミキサを用いてダイレクトコンバージョン受信機が構成される。このダイレクトコンバージョン受信機は、ＬＯ信号周波数が受信信号経路に混入した場合でも原理的にＬＯ信号に対して感度が無いためダイレクトコンバージョンに適した特性を有している。
【０００４】
しかしながら、偶高調波ミキサは、温度変化などによりＬＯ信号振幅が変動すると、この変動に伴い変換利得が変化してしまい、受信機の利得が目的の値にならないという問題を含んでいる。また、温度変化に敏感である安価なＬＯ信号発生器を用いる場合にはより大きく利得が変化してしまう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
この問題を解決するため、従来では、ＬＯ信号を振幅制限回路に入力して振幅を一定にし、その後に偶高調波ミキサにＬＯ信号を入力する方法が使用されていた。しかしながらこの方法は、振幅制限回路においてＬＯ信号の高調波が多数発生するので、この高調波を除去するためのフィルタを必要とする。このフィルタを集積化することは一般に困難である。また、ＬＯ信号発生器と偶高調波ミキサの間にフィルタを設けることは部品点数を少なくできると言うダイレクトコンバージョンの最大の利点を阻害する。
【０００６】
前述のとおり、偶高調波ミキサの変換利得はＬＯ信号振幅の変動に依存するので偶高調波ミキサをＬＯ信号振幅が変動しやすい安価な発振回路と組み合わせて使用することが困難であった。
【０００７】
本発明の目的は、自己混合による感度劣化が少ない偶高調波ミキサの利点を部品点数の増加なしに活用できる周波数変換器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の局面は、利得制御信号に応じて、外部から供給された局部発振信号を増幅して出力する可変利得増幅回路と、入力信号及び前記増幅された局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和または差の周波数の出力信号を出力する偶高調波ミキサと、前記増幅された局部発振信号を入力し、この振幅に応した振幅の直流信号を出力する振幅検出回路と、前記振幅検出回路の出力信号と外部から供給される参照直流信号を比較する比較回路を備え、前記比較回路の出力を前記利得制御信号とすることを特徴とする周波数変換器を提供する。
【０００９】
本発明の第２の局面は、第１の利得制御信号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、入力信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第１の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検出回路と、前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周波数変換器と、第２の利得制御信号に応じて、外部から供給された第２の局部発振信号を増幅して出力する第２の可変利得増幅回路と、前記第１の周波数変換器に入力された入力信号と同相の入力信号及び前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミキサと、前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２の振幅検出回路と、前記第２の直流信号と外部から供給される第２の参照直流信号を比較する第２の比較回路を有し、前記第２の比較回路の出力を前記第２の利得制御信号とする第２の周波数変換器と、前記第１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所定の位相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交復調器を提供する。
【００１０】
本発明の第３の局面は、第１の利得制御信号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、ペースハンドのＩ信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、前記Ｉ信号の周波数と前記増幅された第１の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和の周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検出回路と、前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周波数変換器と、第２の利得制御信号に応じて、外部から供給された第２の局部発振信号を増幅して出力する第２の可変利得増幅回路と、ベースバンドのＱ信号と同相の入力信号及び前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、前記Ｑ信号の周波数と前記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和の周波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミキサと、前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２の振幅検出回路と、前記第２の直流信号と外部から供給される第２の参照直流信号を比較する第２の比較回路を有し、前記第２の比較回路の出力を前記第２の利得制御信号とする第２の周波数変換器と、前記第１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所定の位相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交変調器を提供する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図である。
【００１２】
以下、アンテナ（図示せず）で受信した受信信号（ＲＦ信号）をダウンコンバートする受信系に用いられる周波数変換器を説明する。
【００１３】
図１に示される周波数変換器１００は、偶高調波ミキサ１０１、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２、振幅検出回路１０３、及び比較回路１０４を有する。入力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）とＬＯ信号可変利得増幅器１０２によって増幅されている局部発振信号（ＬＯ信号）は、偶高調波ミキサ１０１に入力され、ＬＯ信号周波数の２以上の偶数倍（例えば２倍）の信号との差の周波数に変換される。偶高調波ミキサ１０１の変換利得はＬＯ信号振幅によって変化する。従って、局部発振器（図示せず）で生成されているＬＯ信号はＬＯ信号可変利得増幅器１０２によって所望のＬＯ信号振幅に増幅される。この所望の振幅に増幅されているＬＯ信号（ＬＯ信号可変利得増幅器１０２の出力）は第１の偶高調波ミキサ１０１に入力される。
【００１４】
所望のＬＯ信号振幅は、周波数変換器１００の雑音特性を重視する場合は偶高調波ミキサの変換利得が最大になるようなＬＯ信号振幅である。歪み特性を重視する場合は、前記変換利得が最大になるＬＯ信号振幅より大きく増幅し、やや変換利得が下がる状態のＬＯ信号振幅とすることが好ましい。
【００１５】
ＬＯ信号振幅を所望の値に保つためには、この振幅の検出が必要である。前述したＬＯ信号可変利得増幅器１０２の出力は、振幅検出回路１０３にも入力され、その振幅に応じた直流信号に変換される。振幅検出回路１０３の出力は、外部から供給されている参照直流信号と比較回路１０４によって比較される。比較回路１０４の出力は利得制御信号としてＬＯ信号可変利得増幅器１０２に入力される。すなわち、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２，振幅検出回路１０３及び比較回路１０４はフィードバックループを構成している。このフィードバックループによって、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２で増幅されるＬＯ信号振幅は、参照直流信号の大小によって決定される。その結果、偶高調波ミキサ１０１の変換利得が一定に保たれる。
【００１６】
周波数変換器１００は可変利得増幅回路を用いているので、それは殆ど高調波を発生しない。故に、高調波を除去するためのフィルタも必要としない。このため、周波数変換器１００は集積回路として実現可能であり、この集積回路の面積はやや大きくなるが、受信機の部品点数は増加しない。
【００１７】
図２は、図１に示した偶高調波ミキサ１０１の一例として、バイポーラトランジスタ差動対を用いた偶高調波ミキサのブロック図を示す。図３は、図２の具体的な回路構成を示す図である。この偶高調波ミキサ１０１は、４組のトランジスタ差動対２０１ａ〜２０１ｄを用い、入力端子であるベース端子がブリッジ状に接続されている。ブリッジ状のためにＬＯ信号と被変調信号（ＲＦ信号）は直接接続されず分離されている。トランジスタ差動対を用いているため、ＬＯ信号はＬＯ＋とＬＯ−（ＬＯ＋の反転信号）の差動信号に変換され、ＲＦ信号はＲＦ＋とＲＦ−（ＲＦ＋の反転信号）の差動信号に変換されてから、ＬＯ信号と被変調信号は偶高調波ミキサ１０１に入力させる。
【００１８】
ＬＯ信号がＲＦ端子に漏洩することが自己混合のひとつの原因である。しかしながら、ブリッジ形状の偶高調波ミキサ１０１ではＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が後述するように打ち消しあう。従ってＲＦ＋及びＲＦ−端子から見ると、見かけ上信号漏洩がなくなる。
【００１９】
各トランジスタ差動対の出力端子は、図３を参照して後ほど説明するが、ＬＯ差動信号（ＬＯ＋，ＬＯ−）が打ち消し合い、かつ周波数変換後の所望信号（図３のベースバンド差動信号ＢＢ＋，ＢＢ−）が強めあうように接続される。従来の偶高調波ミキサはアンチパラレルダイオードペアを用いたミキサである。しかし、このようなミキサがダイレクトコンバージョンに用いる場合には信号漏洩が問題になる。これはダイオードが２端子素子であり、入出力の分離が周波数による分離以外に手段がないためである。しかしながらトランジスタを用いた場合には、ベース端子が入力であり、コレクタ端子が出カになる。従って、少なくとも入出力の分離は確保されている。このため信号分離のフィルタが不要となり、安価なシリコンＩＣでも集積化が可能になる。つまり、本実施形態に係る周波数変換器の偶高調波ミキサはダイオードを用いることも可能であるが、トランジスタ差動対を用いた偶高調波ミキサがより好ましい。
【００２０】
次に、図３の回路構成について説明する。図３は、図２に示したブリッジ状の偶高調波ミキサ１０１の回路構成を示している。トランジスタ差動対２０１ａは、二つのｎｐｎ形バイポーラトランジスタＴｒｌａ，Ｔｒｌｂと、トランジスタＴｒｌａ，Ｔｒｌｂの共通エミッタ端子と接地電極との間に設けられた定電流源１とによって構成されている。
【００２１】
トランジスタＴｒｌａのベース端子はＲＦ＋端子に接続され，トランジスタＴｒｌｂのベース端子はＬＯ＋端子に接続されている。トランジスタＴｒｌａのコレクタ端子はベースバンド信号ＢＢ＋を出力するＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒｌｂのコレクタ端子はベースバンド信号ＢＢ−を出力するＢＢ−端子に接続されている。
【００２２】
トランジスタ差動対２０１ｂにおいては、トランジスタＴｒ２ａのベース端子はＬＯ＋端子に接続され，トランジスタＴｒ２ｂのベース端子はＲＦ−端子に接続されている。トランジスタＴｒ２ａのコレクタ端子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ２ｂのコレクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。
【００２３】
トランジスタ差動対２０１ｃにおいては、トランジスタＴｒ３ａのベース端子はＬＯ−端子に接続され，トランジスタＴｒ３ｂのベース端子はＲＦ−端子に接続されている。トランジスタＴｒ３ａのコレクタ端子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ３ｂのコレクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。
【００２４】
トランジスタ差動対２０１ｄにおいては、トランジスタＴｒ４ａのベース端子はＲＦ＋端子に接続され，トランジスタＴｒ４ｂのベース端子はＬＯ−端子に接続されている。トランジスタＴｒ４ａのコレクタ端子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ４ｂのコレクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。各トランジスタ差動対を構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４はすべて同じサイズのトランジスタである。
【００２５】
ブリッジ形状の偶高調波ミキサ１０１においてＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が打ち消しあう理由を説明する。
【００２６】
まず、ＲＦ＋端子において、ＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が打ち消しあう理由を説明する。
【００２７】
ＬＯ＋端子からＲＦ＋端子への信号漏洩は、トランジスタ差動対２０１ａのトランジスタＴｒｌｂのベース及びエミッタ端子からトランジスタＴｒｌａのエミッタ及びベース端子を経由するＬＯ＋信号の漏洩である。
【００２８】
一方、ＬＯ−端子からＲＦ＋端子への信号漏洩は、トランジスタ差動対２０１ｄのトランジスタＴｒ４ｂのベース及びエミッタ端子からトランジスタＴｒ４ａのエミッタ及びベース端子を経由するＬＯ−信号の漏洩である。トランジスタ差動対２０１ａ及び２０１ｄを構成するトランジスタのサイズが同じであるので、トランジスタ差動対２０１ａ及び２０１ｄの漏洩経路のインピーダンスも同じである。漏洩信号は反転関係であるので、それらはＲＦ＋端子では打ち消しあい、見かけ上信号漏洩がない状態になる。同様の打ち消しあいが、ＲＦ−端子においても起きる。従って、ブリッジ形状の偶高調波ミキサ１０１ではＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩がＲＦ＋及びＲＦ−端子で打ち消しあうことになる。
【００２９】
（第２の実施の形態）
図４は本発明の第２の実施の形態に係る周波数変換器の回路構成を示す。第２の実施の形態において、第1の実施の形態と同じ部分には同じ符号を付け、異なる点について説明する。図４に示される周波数変換器２００では、第１の偶高調波ミキサ１０１と第２の偶高調波ミキサ２０３が用いられている。さらに、比較回路１０４に第１の参照直流信号が入力され、第２の偶高調波ミキサに第２の参照直流信号が入力される。
【００３０】
図５は図２のトランジスタ差動対２０１ａのようなバイポーラトランジスタ差動対でモデル化した偶高調波ミキサの変換利得のＬＯ信号振幅依存性を示すシミュレーション結果を示している。横軸は正規化されているＬＯ信号の振幅を示し、縦軸は変換利得を示す。実線が示すように、入力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）がＬＯ信号周波数の２倍の周波数の信号である場合、この入力信号を直流付近の信号（ベースバンド信号）に変換する変換利得（２倍波変換利得）はＬＯ信号振幅の増加に伴って上昇する。この変換利得は熱電圧Ｖｔ（横軸の０．５に相当）の数倍でピークに達し、その後は減少する。
【００３１】
入力信号がＬＯ信号周波数の４倍の周波数である場合、この入力信号を直流付近の信号に変換する変換利得（４倍波変換利得）も同様の傾向を示している。しかし、直流付近の信号をそのまま出力する変換利得（０倍波変換利得）は上記の変換利得とやや異なっている。ＬＯ信号が小さいときに利得は最大となり、ＬＯ信号が増大すると、利得はＬＯ信号振幅に反比例する傾向を示す。
【００３２】
本実施形態は、０倍波変換利得−ＬＯ信号振幅特性をＬＯ信号の振幅検出に利用する点が特徴である。すなわち、２倍波や４倍波の変換利得の場合と異なり、０倍波の変換利得とＬＯ信号振幅とが一対一で対応している特性を利用することである。
【００３３】
図６はＬＯ信号振幅検出回路として用いる第２の偶高調波ミキサ２０３の回路構成を示す。
【００３４】
第２の偶高調波ミキサ２０３は第１の偶高調波ミキサ１０１と同じ回路構成である。しかしながら、第２の偶高調波ミキサ２０３には入力信号（ＲＦ＋，ＲＦ−）の代わりに第２の参照直流信号（ＤＣ＋，ＤＣ−）が入力されている。第１の偶高調波ミキサ１０１と同じ回路構成の部分は、図２及び図３を参照し、詳細を省略する。
【００３５】
トランジスタ差動対で構成される第２の偶高調波ミキサ２０３が振幅検出回路として用いられると、ＬＯ信号振幅と第２の偶高調波ミキサ２０３の出力直流信号振幅とが反比例の関係になる。この出力直流信号を第１の参照直流信号と比較することによって、第２の偶高調波ミキサ２０３の第２参照直流信号から出力直流信号への変換利得（０倍波変換利得）が第１の参照直流信号と第２の参照直流信号との比とするためにフィードバックされる。
【００３６】
振幅検出回路としての第２の偶高調波ミキサ２０３の０倍波変換利得が所望の値になるまでＬＯ信号振幅を大きくすることによって第１の偶高調波ミキサ１０１の２倍波変換利得を所望の値にすることが可能になる。これは、第２の偶高調波ミキサ２０３をマスター回路とし、第１の偶高調波ミキサ１０１をスレイブ回路としたこれはマスター・スレイブ制御とみなすこともできる。
【００３７】
フイードバッククループ内の振幅検出回路として第２の偶高調波ミキサ２０３が用いられると、入力されるＬＯ信号振幅の変動によらず変換利得を一定とすることができるのみならず、温度変化によるトランジスタの特性変動がもたらす利得変動も抑制することが可能になる。温度変化によってトランジスタの特性が変化した時には第１の偶高調波ミキサ１０１と振幅検出回路としての第２の偶高調波ミキサ２０３が同じ影響を受けるので、フィードバックループの働きにより第２の偶高調波ミキサ２０３の利得が所望の利得になるようにＬＯ信号振幅が調整される。その結果、第１の偶高調波ミキサ１０１の利得も補正される。
【００３８】
図７は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたトランジスタ差動対３０１の回路図である。ＭＯＳトランジスタなどＦＥＴを用いてもバイポーラトランジスタを用いたトランジスタ差動対２０１ａ〜２０１ｄのそれと同様に第１及び第２の偶高調波ミキサ１０１，２０３を構成することは可能である。しかしながら、ＦＥＴは半導体の製造工程に依存してしきい電圧などが変動するために変換利得を設計どおりに得ることが難しい。しかしながら、同一チップ上のトランジスタの特性はほぼ同じに保たれるという集積回路の特徴は、ＦＥＴでもバイポーラトランジスタでも共通である。
【００３９】
本実施形態に係る周波数変換器は振幅検出回路としての第２の偶高調波ミキサ２０３をマスター回路として用い、その変換利得を参照してＬＯ信号振幅を決定し、スレイブ回路である第１の偶高調波ミキサ１０１の変換利得を制御している。このためバイポーラトランジスタと比べて特性変動が大きいＦＥＴを用いても変換利得を所望の値に保つことが可能である。
【００４０】
以上の説明では、受信系に用いられる周波数変換器を前提に説明したが、本実施形態は送信系にも適用できる。この場合、周波数変換器１００に入力される入力信号は、音声信号などの情報をデジタル信号に変換した変調信号である。この変調信号はＬＯ信号周波数の２以上の偶数倍（例えば２倍）との和の周波数に変換され、この変換されている信号がＲＦ信号として出力される。このＲＦ信号がアンテナ（図示せず）を経由して送信される。
【００４１】
（第３の実施の形態）
図８は本発明の第３の実施の形態に係る直交復調器の構成を示す。図８に示される直交復調器４００は、第１又は第２の実施形態に係る２つの周波数変換器４０１，４０２と移相器４０３で構成されている。周波数変換器４０１，４０２はＲＦ信号波とＬＯ信号の２倍波の混合を行うものとする。
【００４２】
２つの周波数変換器４０１，４０２には同相の入力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）が入力され、移相器４０３は位相差４５°のＬＯ信号を２つの周波数変換器４０１，４０２に出力する。周波数変換器４０１，４０２は、ＲＦ入力信号をＬＯ信号周波数の２倍の周波数だけ低い周波数の信号に変換し、それをベースバンドのＩチャネル信号(Ｉ信号という)とＱチャネル信号（以下、Ｑ信号）に分離する。
【００４３】
なお、移相器４０３の位相差を４５°に設定した理由は、周波数変換器４０１，４０２がＬＯ信号の２倍波の混合を行うために４５°の位相差が９０°の位相差になるためである。従って、周波数変換器４０１，４０２がＬＯ信号の４倍波の混合を行う場合は、移相器４０３の位相差は２２．５°に設定すればよい。
【００４４】
本実施形態に係る直交復調器４００では、周波数変換器４０１，４０２に前述した可変利得増幅回路が用いられている。従って、ＬＯ信号の高調波が発生するという問題がないので、直交復調器４００は一つの集積回路として構成できる。移相器４０３の出力を周波数変換器４０１，４０２に入力するだけで従来の直交復調器と同等の精度のＩ信号及びＱ信号を部品点数の増加なしに得ることができる。
【００４５】
図９は、図８に示した直交復調器４００を用いた受信装置の構成を示している。受信装置はＲＦ信号を受信するアンテナ（ＡＮＴ）５０１、このＲＦ信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）５０２、低雑音増幅器の出力を濾波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５０３、帯域通過フィルタ５０３の出力を受けて直交復調を行いＩ信号及びＱ信号として出力する直交復調器４００により構成される。更に直交復調器に入力する局部発振信号（ＬＯ信号）を生成するＬＯ信号生成器５０４および前記Ｉ信号及びＱ信号を受け、その低周波成分を取り出してそれぞれ出力する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５０５ａ，５０５ｂが設けられる。低域通過フィルタ５０５ａ，５０５ｂの出力をそれぞれ増幅する増幅器（ＡＭＰ）５０６ａ，５０６ｂ並びに増幅器５０６ａ，５０６ｂの出力に基づき音声などのデータを復調する復調回路５０７が設けられる。
【００４６】
図９に示したような受信装置では、直交復調器４００が前述したように一つの集積回路として構成できるだけでなく、低雑音増幅器５０２、低域通過フィルタ５０３、直交復調器４００、低域通過フィルタ５０５ａ，５０５ｂ及び増幅器５０６ａ，５０６ｂを一つの集積回路として構成できる。
【００４７】
（第４の実施形態）
図１０は本発明の第４の実施の形態に係る直交変調器の構成を示している。図１０の実施形態は、送信装置に適用される直交変調器６００であり、回路構成は図８に示される直交変調器４００と同じであるが、入出力方向が図８の直交変調器４００とは異なっている。すなわち、直交変調器６００の入力信号はベースバンドのＩ信号及びＱ信号であり、周波数変換器４０１の出力と周波数変換器４０２の出カを加算して出力信号が生成される。この出力信号がＲＦ信号である。
【００４８】
図１１は本発明の第５の実施の形態に係る周波数変換器の構成を示している。本実施形態の周波数変換器の構成は、図１に示される周波数変換器の構成と同じであるが、比較回路１０４に入力される参照直流信号が可変である。前述の通り偶高調波ミキサ１０１の変換利得はＬＯ信号振幅によって変化する。従って、例えば受信機のダイナミックレンジを確保するために周波数変換器において変換利得を変えたい場合、ＬＯ信号振幅を所望の変換利得に応じて変化させればよい。そのため比較回路１０４において振幅検出回路１０３の出力直流信号と比較される参照直流信号が変えられる。この可変参照直流信号と振幅検出回路１０３の出力信号との比較結果に従って可変利得増幅器１０２の利得が変えられる。即ち、参照直流信号を任意に変えることにより受信機の所望のダイナミックレンジが得られる。
【００４９】
図１２は本発明の第６の実施の形態に係る周波数変換器の構成を示している。この実施形態の周波数変換器の構成は、図４に示される周波数変換器の構成と実質的に同じであるが、第２の偶高調波ミキサ２０３に入力される第２の参照直流信号が可変である。第２の参照直流信号が任意に変えられることによって第２の偶高調波ミキサ２０３の出力信号が変化する。この出力信号が比較回路１０４に入力され、参照直流信号と比較される。比較回路１０４の比較結果に応じて可変利得増幅器１０２の利得が変えられる。即ち、可変利得増幅器１０２は第２の参照直流信号の変化に応じて変えられる。このように、本実施形態の周波数変換器は可変利得機能をもつ周波数変換回路として使用できる。この実施形態において第１の参照直流信号も可変とされても良い。
【００５０】
図１３は本発明の第７の実施の形態に係る周波数変換器の構成を示す。この実施形態の周波数変換器の構成は、図４に示される周波数変換器の構成と実質的に同じであるが、この実施形態では、第１の偶高調波ミキサ１０１および第２の偶高調波ミキサ２０３がトランジスタ差動対Ｔｒと可変電流源Ｉとで構成される。この実施形態において、テール電流を入力信号レベルに応じて変えることによって、変換利得を一定とした状態で歪み特性や雑音特性をよい状態に保つことができる。これにより歪み特性のよい状態で動作させたい時のみに電流を増やし、それ以外の状態で動作させたい時は電流を絞ることができ、低消費電流で所望のダイナミックレンジが確保できる。
【００５１】
図１４は本発明の第８の実施の形態に係る直交復調器を用いた受信装置の構成を示す。本実施形態は図９の実施形態に対応しているが、本実施形態では、受信信号状態検出部５０８ａ，５０８ｂがＬＰＦ５０５ａ，５０５ｂに接続されている。受信信号状態検出部５０８ａ，５０８ｂはＬＰＦの入力とＬＰＦの中間出力の少なくとも１つを用いてＬＰＦに入力される信号全体のパワーと所望波や干渉波のレベルを検出する。受信信号状態検出部５０８ａ，５０８ｂの検出信号は制御器５０９ａ，５０９ｂに夫々入力される。制御器５０９ａ，５０９ｂは干渉波レベルが大きい場合は周波数変換回路の歪み特性がよい状態で動作するバイアス状態に周波数変換器４０１，４０２をそれぞれ設定する。このように受信信号状態に応じて適正なバイアス条件で周波数変換器４０１，４０２を動作させることにより、低消費電力で高性能な受信装置を実現できる。
【００５２】
図１５は本発明の第８の実施の形態に係る直交復調器を用いた受信装置の構成を示している。この実施形態も図９の実施形態に対応するが、本実施形態では受信信号状態検出部としてＲＳＳＩ（受信電解強度）検出部５１０ａ，５１０が設けられている。またＬＰＦ５０５ａ，５０５ｂの後段に可変利得アンプ（ＶＧＡ）５１１ａ，５１１ｂがそれぞれ設けられている。
【００５３】
制御器５１２ａ，５１２ｂはＲＳＳＩ検出部５１０ａ，５１０ｂで検出されている受信電解強度に応じて所望の受信特性を得られるよう周波数変換器４０１，４０２の変換利得を設定し、受信装置全体の利得が一定になるようＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂの利得も設定する。例えば受信電解強度が強い場合は周波数変換器４０１，４０２の変換利得を下げ、ＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂの利得を上げる。
【００５４】
一方、受信電解強度が弱い場合は周波数変換器４０１．４０２の変換利得を上げ、ＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂの利得を下げる。これにより、周波数変換器４０１，４０２とＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂとの利得配分を最適化できる。
【００５５】
以上、第１乃至第４の実施の形態を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、例えば、図３のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の導電形はｐｎｐ形であっても良い。また、図７のＦＥＴのチャネル形は、第１及び第２の偶高調波ミキサ１０１，２０３を構成する全てのＦＥＴが同じチャネル形になっていれば、ｐチャネル形を用いても良い。
【００５６】
【発明の効果】
以上述べてきた通り、本発明の周波数変換器はＬＯ信号の自己混合による感度劣化が小さいという偶高調波ミキサの利点を生かしつつ変換利得のＬＯ信号振幅依存性を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図２】図１の偶高調波ミキサ１０１の一例を示す図。
【図３】図２の具体的な回路構成を示す図。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図５】偶高調波ミキサとしてトランジスタ差動対を用いた場合における変換利得とＬＯ信号の振幅との関係を示す図。
【図６】第２の偶高調波ミキサ２０３のブロック図。
【図７】電界効果トランジスタを用いたトランジスタ差動対の回路図。
【図８】本発明の第３の実施形態に係る直交復調器の構成図。
【図９】図８に示した直交復調器４００を用いた受信装置のブロック図。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係る直交変調器のブロック図。
【図１１】本発明の第５の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図１２】本発明の第６の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図１３】本発明の第７の実施の形態に係る周波数変換器のブロック図。
【図１４】本発明の第８の実施の形態に係る受信装置のブロック図。
【図１５】本発明の第９の実施の形態に係る受信装置のブロック図。
【符号の説明】
１００…周波数変換器
１０１…偶高調波ミキサ
１０２…可変利得増幅器
１０３…振幅検出回路
１０４…比較回路
２０１ａ〜２０１ｄ…トランジスタ差動対
２０３…第２の偶高調波ミキサ
４００…直交復調器
４０１、４０２…周波数変換器
４０３…移相器
５０２…低雑音増幅器
５０３…帯域通過フィルタ
５０４…ＬＯ信号生成器
５０５ａ、５０５ｂ…低域通過フィルタ
５０６ａ、５０６ｂ…増幅器
５０８ａ、５０８ｂ…受信信号状態検出部
５０９ａ、５０９ｂ…制御部
５１０ａ、５１０ｂ…ＲＳＳＩ検出部
６００…直交変調器
Claims (13)
- 利得制御信号に応じて、外部から供給された局部発振信号を増幅して出力する可変利得増幅回路と、
入力信号及び前記増幅された局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和または差の周波数の出力信号を出力する偶高調波ミキサと、
前記増幅された局部発振信号を入力し、この振幅に応した振幅の直流信号を出力する振幅検出回路と、
前記振幅検出回路の出力信号と外部から供給される参照直流信号を比較する比較回路を備え、
前記比較回路の出力を前記利得制御信号とすることを特徴とする周波数変換器。 - 前記偶高調波ミキサはトランジスタ差動対を含むことを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
- 前記偶高調波ミキサは４つのバイポーラトランジスタ差動対を含むことを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
- 前記偶高調波ミキサは４つの電界効果トランジスタ差動対を含むことを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
- 前記参照直流信号を第１の参照直流信号とし、前記偶高調波ミキサを第１の偶高調波ミキサとし、前記振幅検出回路は前記第１の偶高調波ミキサと同じ回路構成である第２の偶高調波ミキサであり、前記第２の偶高調波ミキサには第２の参照直流信号が入力されることを特徴とする請求項１乃至４記載の周波数変換器。
- 第１の利得制御信号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、
入力信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第１の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、
前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検出回路と、
前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周波数変換器と、
第２の利得制御信号に応じて、外部から供給された第２の局部発振信号を増幅して出力する第２の可変利得増幅回路と、
前記第１の周波数変換器に入力された入力信号と同相の入力信号及び前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミキサと、
前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２の振幅検出回路と、
前記第２の直流信号と外部から供給される第２の参照直流信号を比較する第２の比較回路を有し、前記第２の比較回路の出力を前記第２の利得制御信号とする第２の周波数変換器と、
前記第１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所定の位相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交復調器。 - 前記入力信号の周波数が．前記第１及び第２の局部発振信号の周波数のｎ倍（ｎは２以上の偶数）である時は、前記所定の位相差は９０°／ｎであることを特徴とする請求項６記載の直交復調器。
- 第１の利得制御信号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、
ペースハンドのＩ信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、前記Ｉ信号の周波数と前記増幅された第１の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和の周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、
前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検出回路と、
前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周波数変換器と、
第２の利得制御信号に応じて、外部から供給された第２の局部発振信号を増幅して出力する第２の可変利得増幅回路と、
ベースバンドのＱ信号と同相の入力信号及び前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、前記Ｑ信号の周波数と前記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和の周波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミキサと、
前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２の振幅検出回路と、
前記第２の直流信号と外部から供給される第２の参照直流信号を比較する第２の比較回路を有し、前記第２の比較回路の出力を前記第２の利得制御信号とする第２の周波数変換器と、
前記第１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所定の位相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交変調器。 - 前記入力信号の周波数が前記第１及び第２の局部発振信号の周波数のｎ倍（ｎは２以上の偶数）である時は、前記所定の位相差は９０°／ｎであることを特徴とする請求項８記載の直交変調器。
- 前記偶高調波ミキサは、変換利得を調整するために可変参照直流信号を供給される請求項１記載の周波数変換回路。
- 前記第２の偶高調波ミキサは、変換利得を調整するために可変参照直流信号を供給される請求項５記載の周波数変換回路。
- 前記第１の偶高調波ミキサおよび第２の偶高調波ミキサのバイアス状態を可変とするために可変バイアス手段を含む請求項５記載の周波数変換回路。
- 請求項１０、請求項１１または請求項１２に記載された周波数変換回路と、
受信信号状態を検出する受信信号状態検出手段と、
前記受信信号状態検出手段の検出信号を供給され、変換利得および動作状態を設定するために使用される制御信号を前記周波数変換器に供給する制御手段と、
を具備する受信機。
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