JP2010193195A - 周波数誤差検出回路及び周波数誤差検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 無線システムにおいて、大きなキャリア周波数オフセットが存在する場合に、簡易でかつ高速な引き込み時間を実現する。
【解決手段】 周波数可変の発振出力を出力する発振器２８と、受信信号の周波数を発振出力に基づいて周波数変換して出力する周波数変換部１２と、周波数変換部の出力を時間領域信号から周波数領域信号に変換する時間−周波数変換部と、時間−周波数変換部の出力に基づいて周波数変換部の出力周波数と規定のキャリア周波数との周波数ずれの有無を判定する周波数ずれ判定部と、周波数ずれ判定部の判定結果に基づいて発振出力の周波数を制御しながら、周波数変換部の周波数変換処理及び時間−周波数変換部の変換処理を繰返して、周波数変換部の出力周波数を所定値に収束させることで、発振出力の周波数に基づいて、受信信号の周波数と規定のキャリア周波数との周波数誤差を検出する制御部２９とを具備したことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、小さい回路規模で迅速なキャリア周波数引き込みを可能にする周波数誤差検出回路及び方法に関する。

一般的な放送システムにおいては、受信された無線信号は、高周波（ＲＦ）周波数帯のアナログ回路であるチューナによって低周波信号あるいはベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換された後、復調・復号処理される。送信機と受信機とで用いられるＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）が異なることから、送受信機間でキャリア周波数オフセット（以下、「周波数誤差」という）が生じる。このキャリア周波数誤差が残留すると、デジタル復調処理において誤りが発生する。そこで、受信機においては、キャリア周波数誤差を補正するＡＦＣ(Automatic Frequency Control)が採用されている。

一般に、放送局や通信基地局においては、周波数誤差が小さい高精度な発振器が用いられる。一方、受信機側においては、小型で安価な発振器が使用されることが多く、このような発振器の周波数精度は比較的低い。このため、チューナの調整によっては、送受信機間においてキャリア周波数誤差が信号帯域に対して比較的大きな値になることがある。従って、このように比較的大きいキャリア周波数誤差が生じる場合でも補正が可能なように、ＡＦＣは、十分な周波数範囲において引き込み可能であることが望ましい。

このようなキャリア周波数誤差を補正するものとして特許文献１，２に開示されたものがある。これらの提案においては、受信信号に含まれる既知信号系列を抽出し、抽出した信号系列の特徴（繰り返しやユニーク性等）を利用してシンボル間位相差を検出することで、周波数誤差を検出する。

しかしながら、特許文献１，２の技術においては、既知信号系列が含まれていない受信信号においては利用することができない。また、シングルキャリア方式であるかマルチキャリア方式であるかが不明な放送波を受信する装置に採用した場合には、周波数誤差の推定に長時間を要してしまう。

これに対し、非特許文献１においては、既知信号系列を用いることなく、スペクトル解析法によってキャリア周波数誤差を検出する技術が開示されている。この技術においては、受信信号をフーリエ変換して周波数スペクトルを観測し、周波数スペクトルのターゲット中心周波数からのずれを測定することで、周波数誤差を検出する。このようなスペクトル解析法を用いることで、受信信号に既知信号系列が含まれていない場合でも、キャリア周波数誤差の検出が可能である。

しかしながら、非特許文献１の技術では、フーリエ変換回路のポイント数に依存して周波数誤差の検出範囲及び周波数分解能が決定する。十分な周波数分解能での誤差検出を可能にしながら十分な周波数検出範囲を設定しようとすると、必要なポイント数が増大し、例えば、４０９６ポイント等の大規模なフーリエ変換回路が必要となり回路規模が増大する。また、ポイント数が増大することから、誤差検出に必要なサンプル数も増大し、誤差検出に要するサンプル数の取込みに長時間を要し、周波数同期の引き込み時間が長くなるという問題があった。

特開２００６−１０８８１７号公報 特開２００５−１６０１１６号公報

ハインリッヒ・メイヤ，マーク・モエネクレリ，ステファン・エイ・ファクテル（Heinrich Meyr, Marc Moeneclaey and Stefan A. Fechtel）著,"デジタル通信受信機（Digital Communication Receivers）," ア・ウィリー・インターサイエンス・パブリケーション（A Wiley-Interscience Publication）, pp.453-456

本発明は、回路規模を抑制しながら十分に高い周波数分解能で受信信号のキャリア周波数誤差を高速に検出することができる周波数誤差検出回路及び方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様の周波数誤差検出回路は、周波数可変の発振出力を出力する発振器と、受信信号の周波数を前記発振出力に基づいて周波数変換して出力する周波数変換部と、前記周波数変換部の出力を時間領域信号から周波数領域信号に変換する時間−周波数変換部と、前記時間−周波数変換部の出力に基づいて前記周波数変換部の出力周波数と規定のキャリア周波数との周波数ずれの有無を判定する周波数ずれ判定部と、前記周波数ずれ判定部の判定結果に基づいて前記発振出力の周波数を制御しながら、前記周波数変換部の周波数変換処理及び前記時間−周波数変換部の変換処理を繰返して、前記周波数変換部の出力周波数を所定値に収束させることで、前記発振出力の周波数に基づいて、前記受信信号の周波数と前記規定のキャリア周波数との周波数誤差を検出する制御部とを具備したことを特徴とする。

また、本発明の一態様の周波数誤差検出方法は、受信信号の周波数を発振器からの発振出力に基づいて周波数変換処理し、周波数変換処理された前記受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に時間周波数変換処理し、前記周波数領域信号に基づいて周波数変換処理後の前記受信信号の出力周波数と規定のキャリア周波数との周波数ずれの有無を判定し、前記周波数ずれの有無の判定結果に基づいて前記発振出力の周波数を制御しながら、前記周波数変換処理及び前記時間周波数変換処理を繰返して、周波数変換処理後の前記受信信号の出力周波数を所定値に収束させることで、前記発振出力の周波数に基づいて、前記受信信号の周波数と前記規定のキャリア周波数との周波数誤差を検出することを特徴とする。

本発明によれば、回路規模を抑制しながら十分に高い周波数分解能で受信信号のキャリア周波数誤差を高速に検出することができるという効果を有する。

本発明の一実施の形態に係る周波数誤差検出回路を含む周波数補正回路を示すブロック図。 フーリエ変換部２１の出力を説明するための説明図。 周波数誤差検出の動作フローを示すフローチャート。 実施の形態の動作を説明するための図表。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の一実施の形態に係る周波数誤差検出回路を含む周波数補正回路を示すブロック図である。

図１に示すように、周波数補正回路には、受信信号が入力される。受信信号は図示しないチューナによる周波数変換後の信号である。周波数補正回路に入力される受信信号には、キャリア周波数誤差が含まれる。復調処理の性能向上のために、受信信号はオーバーサンプリングされていることがある。本実施の形態においては、受信信号はオーバーサンプリングされているものとして説明するが、オーバーサンプリングされていなくてもよい。

受信信号は周波数変換部としての乗算器１２に与えられる。乗算器１２は後述するＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）２８の発振出力が与えられて、受信信号とＮＣＯ２８の発振出力との乗算によって、周波数変換を行う。後述するように、ＮＣＯ２８は、補正周波数の正弦波を出力するようになっている。乗算器１２の出力はデシメータ１３及びフーリエ変換部２１に供給される。デシメータ１３は乗算器１２の出力のサンプリングレートを低下させて復調部１４に出力する。復調部１４はデシメーションされた受信信号を復調して復調信号を出力する。

本実施の形態においては、周波数誤差検出回路１１は、乗算器１２、時間−周波数変換部としてのフーリエ変換部２１，絶対値回路２２，累積加算部２３、信号判定部２４，無信号境界位置判定部２５、比較器２６、周波数誤差推定部２７、発振器としてのＮＣＯ２８、スイッチＳＷ及びコントローラ２９によって構成される。周波数誤差検出回路１１は、周波数誤差検出期間においてキャリア周波数誤差を検出する。そして、通常時において、検出結果の周波数誤差分がＮＣＯ２８に設定されることで、乗算器１２がキャリア周波数誤差を補正するようになっている。

本実施の形態においては、周波数誤差検出期間においても、乗算器１２はＮＣＯ２８からの発振出力と受信信号との乗算によって周波数補正を行う。周波数誤差検出回路１１は、周波数補正された乗算器１２の出力について周波数ずれの検出を行い、検出結果に基づいてＮＣＯ２８の発振周波数を制御しながら、周波数ずれの検出を繰返す。後述するように、ＮＣＯ２８の発振周波数の制御をフーリエ変換部２１のポイント数に基づく周波数以下の周波数で制御することにより、フーリエ変換部２１のポイント数を低減しながら、高い周波数分解能の周波数誤差検出を可能にしている。

このように、本実施の形態においては、フーリエ変換部２１は、キャリア周波数誤差の検出範囲及び検出精度に比して十分に少ないポイント数で構成される。フーリエ変換部２１は、乗算器１２の出力である時間領域信号をフーリエ変換することで周波数領域の信号に変換して絶対値回路２２に出力する。絶対値回路２２はフーリエ変換部２１からの各周波数成分（ｂｉｎ）の絶対値を求めて累積加算部２３に出力する。累積加算部２３は絶対値回路２２の出力を周波数成分毎に累積加算する。

累積加算部２３の出力は信号有無判定部２４に与えられる。信号有無判定部２４は、累積加算部２３の出力レベルから、フーリエ変換部２１の各出力周波数成分毎に信号の有無を閾値判定して、判定結果を無信号境界位置判定部２５に出力する。無信号境界位置判定部２５は、フーリエ変換部２１の出力周波数成分のいずれの周波数位置まで信号が存在し、いずれの周波数位置から信号が存在しないかを求めて、無信号境界の周波数位置を判定し、判定結果を比較器２６に出力する。

比較器２６は、無信号境界の周波数位置の判定結果と規定のキャリア周波数帯域に基づく周波数位置との比較によって、フーリエ変換部２１のフーリエ変換結果により与えられる乗算器１２の出力の周波数帯域と、規定のキャリア周波数帯域とのずれ、即ち、乗算器１２の出力の中心周波数と規定のキャリア中心周波数とのずれを求める。比較器２６は、フーリエ変換部２１の出力周波数成分の周波数差（以下、ｂｉｎ間隔という）を単位として規定のキャリア周波数帯域とのずれを検出する。比較器２６は、周波数ずれの有無、ｂｉｎ間隔単位のずれ量、ずれている場合にはずれの方向を、比較結果としてコントローラ２９に出力する。なお、比較器２６は、ｂｉｎ間隔以内の周波数ずれについては検出不能である。

これらの信号有無判定部２４、無信号境界位置判定部２５及び比較器２６によって周波数ずれ判定部３０が構成される。

コントローラ２９は、比較器２６の比較結果に基づいて、ＮＣＯ２８に設定する発振周波数を決定してスイッチＳＷを介してＮＣＯ２８に供給すると共に、決定した発振周波数を周波数誤差推定部２７に出力する。本実施の形態においては、コントローラ２９は、ＮＣＯ２８の発振周波数を０とした場合の比較器２６の最初の比較結果によって、乗算器１２の出力の中心周波数がずれていることが示された場合には、ずれ分に応じた発振周波数をＮＣＯ２８に設定する。これにより、比較器２６の２回目の比較処理ではずれは検出不能である。

コントローラ２９は、以後、ＮＣＯ２８の発振周波数を比較結果に応じて増減させながら、周波数誤差判定を繰返す。コントローラ２９は、ＮＣＯ２８の発振周波数の増減の量を、前回の制御時の増減量よりも小さな値、例えば、１／２に設定する。これにより、乗算器１２の出力の中心周波数は、規定の値に収束される。周波数誤差推定部２７は、コントローラ２９からＮＣＯ２８の発振周波数の増減量が与えれており、増減量を累積加算する。周波数誤差推定部２７は、通常時に、この累積加算値をキャリア周波数誤差と推定してスイッチＳＷを介してＮＣＯ２８に出力する。

周波数誤差判定の繰返し回数は、コントローラ２９によって決定される。規定回数だけ周波数誤差判定を回数繰返すことで、ＮＣＯ２８の発振周波数の増減の量は予め定められた規定の値以下となる。即ち、周波数誤差推定部２７からの累積加算値は、規定の精度以上となり、規定の周波数分解能でキャリア周波数誤差が求められることになる。コントローラ２９は、周波数誤差判定の繰返し回数が規定の回数になると、スイッチＳＷを制御して周波数誤差推定部２７からの周波数誤差の推定結果をＮＣＯ２８に与える。こうして、以後、ＮＣＯ２８は、キャリア周波数誤差に応じた発振周波数で発振する。乗算器１２は、受信信号からキャリア周波数誤差を補正してデシメータ１３に出力する。

なお、フーリエ変換器２１としてＦＦＴ（Fast Fourier Transform）だけでなく、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）やその他の回路を用いることができる。

次に、このように構成された実施の形態の動作について図２乃至図４を参照して説明する。図２はフーリエ変換部２１の出力を説明するための説明図である。図３は周波数誤差検出の動作フローを示すフローチャートである。

図２（ａ）はキャリア周波数誤差がない場合の受信信号のスペクトルを示し、図２（ｂ）は図２（ａ）の信号をフーリエ変換部２１においてフーリエ変換した結果を示している。図２（ａ），（ｂ）は、中心周波数がｆｃの例である。図２（ｃ）は受信信号にキャリア周波数誤差が生じた例を示しており、図２（ａ），（ｃ）に示すように、Δｆだけ中心周波数がずれていることを示している。この場合には、乗算器１２のフーリエ変換結果は、図２（ｄ）に示すものとなる。

図１の周波数補正回路は、周波数誤差判定期間において周波数誤差を求め、求めた周波数誤差をＮＣＯ２８に設定することで、乗算器１２により周波数補正した受信信号を得るようになっている。周波数誤差は、乗算器１２によって周波数補正を繰返しながら、乗算器１２の出力を所定値に収束させることで検出される。

即ち、周波数誤差判定期間において、受信信号は乗算器１２に与えられる。先ず、乗算器１２は、周波数補正を行うことなく受信信号をそのまま出力する。乗算器１２の出力はフーリエ変換部２１に供給される。図３のステップＳ１において、フーリエ変換部２１は乗算器１２からの時間領域の信号を周波数領域の信号に変換して絶対値回路２２に出力する。一般的なフーリエ変換回路においては、先ず、入力された信号の中心周波数に対応する出力を出力し、次いで、入力信号の最高周波数に向かって順次各周波数成分の出力を出力する。最高周波数に対応する出力を出力すると、次に、フーリエ変換回路は、最低周波数に対応する出力を出力し、次いで中心周波数に向かって順次各周波数成分の出力を出力する。フーリエ変換回路は、ポイント数に応じた周波数成分を出力する。図２（ｂ），（ｄ）はこの出力例を示している。

フーリエ変換の帯域に比べて受信信号の帯域が狭い場合には、図２（ｂ）の周波数ｆｍ，ｆｌ間の間隔が大きくなる。また、受信信号がオーバーサンプリングされている場合には、フーリエ変換可能な帯域は大きくなり、図２（ｂ）の周波数ｆｍ，ｆｌ間の間隔が大きくなる。なお、図２は受信信号がオーバーサンプリングされている場合の例である。

フーリエ変換部２１からはポイント数に応じた個数の周波数成分が出力される。各周波数成分は、絶対値回路２２において絶対値化され、累積加算部２３において累積加算される（ステップＳ２）。累積加算処理は、ＮＣＯ２８の周波数を変更する度にリセットされる。なお、フーリエ変換部２１の周波数成分の絶対値を加算する例を示しているが、周波数成分の電力値を加算するようにしてもよい。

次のステップＳ３において、信号有無判定部２４は、累積値を所定の閾値と比較して、各周波数成分毎に、所望信号が存在するか否かを判定する。この判定結果に基づいて、無信号境界位置判定部２５は、信号（スペクトル）の有無境界の周波数位置を周波数成分単位で得ることができる（ステップＳ４）。なお、ステップＳ２において累積加算の回数を大きくすることで、閾値判定する際の誤判定確率を低減させることができる。逆に、マルチパスや雑音の影響を受けずに受信信号電力が十分に大きいときには累積加算を行わなくてもよい。

比較器２６は、無信号境界位置判定部２５からの判定結果である信号有無境界の周波数位置を、既知のキャリア周波数の信号有無境界の周波数位置と比較することで、乗算器１２の出力の周波数ずれを判定する。

図２（ａ）は既知のキャリア周波数の帯域を示している。このキャリア周波数の中心周波数はｆｃである。いま、受信信号に図２（ｃ）に示すようにΔｆだけキャリア周波数誤差が生じているものとする。この場合には、フーリエ変換部２１からの各周波数成分は例えば図２（ｄ）のようになる。フーリエ変換部２１のポイント数が例えば８ポイントであって、各周波数成分が図２（ｄ）の矢印にて示すタイミングの成分であるものとする。信号有無判定部２４の閾値判定結果が、信号有りを“１”、信号無しを“０”として、図２（ｄ）に示すものであったとする。この判定結果を例えば、｛１１１０００１１｝と表現する。無信号境界位置判定部２５は、判定結果の“１”，“０”の位置によって無信号境界を判定することができ、例えば、“１”の位置を示す｛３，７｝と表現することができる。一方、図２（ｂ）に示す既知のキャリア周波数に対するフーリエ変換に対する閾値判定結果が例えば｛１１０００１１１｝であるものとすると、この場合の無信号境界は｛２，６｝と表すことができる。これらの｛３，７｝，｛２，６｝は、各周波数成分の信号が存在する｛下限周波数位置，上限周波数位置｝を示している。

即ち、図２の例では、乗算器１２の出力に対するフーリエ変換結果の各周波数成分のうち信号の存在する下限周波数位置（３）（または上限周波数位置（７））と、既知のキャリア周波数の下限周波数位置（２）（または上限周波数位置（６））とを比較することで、周波数ずれを判定することができる。

なお、比較器２６は、他の方法で周波数ずれを判定してもよい。例えば、上限周波数位置と下限周波数位置の和同士を比較してもよく、平均値同士を比較してもよい。即ち、信号が存在する周波数区間が規定のキャリア周波数の周波数区間に対してどれだけずれているか、中心周波数のずれを判断可能であればよい。比較器２６の判定結果はコントローラ２９に出力される。

ステップＳ５では、比較器２６において検出可能なｂｉｎ間隔以上の周波数ずれがあったか否かが判定される。周波数ずれの判定結果がｂｉｎ間隔以上の場合には、処理をステップＳ６に移行して、コントローラ２９は、周波数ずれのｂｉｎ間隔に応じた周波数の発振出力をＮＣＯ２８に設定すると共に、設定値を周波数誤差推定部２７に出力する。ＮＣＯ２８は発振出力を乗算器１２に出力し、乗算器１２は、受信信号とＮＣＯ２８の出力との乗算によって、受信信号の周波数を補正して出力する。

次に、ステップＳ１〜Ｓ５の処理が繰返される。ｂｉｎ間隔以上の周波数ずれはステップＳ６によって補正されるので、２回目のステップＳ５では、周波数ずれはｂｉｎ間隔よりも小さいと判定されて処理はステップＳ９に移行する。

なお、本実施の形態においては、フーリエ変換部２１のポイント数は比較的少なく、ｂｉｎ間隔は比較的大きな値であるので、ステップＳ４において周波数ずれが検出できないことが多い。この場合には、１回目のステップＳ５において、周波数ずれがｂｉｎ間隔よりも小さいと判定されて、処理がステップＳ９に移行する。

比較器２６からｂｉｎ間隔以上の周波数ずれが発生していないことの判定結果がコントローラ２９に与えられると、コントローラは２９は、ステップＳ９において、ＮＣＯ２８の発振周波数を初期値Φ０Ｈｚだけ増加させ、以後の周波数ずれの検出回数を与える変数ｋを１にする。以後、ステップＳ１１〜ステップＳ１４によって、周波数ずれを検出する。ステップＳ１１〜ステップＳ１４の処理は、ステップＳ１〜ステップＳ４の処理と同様である。

ステップＳ９において、コントローラ２９は、初期値Φ０として、例えばｂｉｎ間隔以下の補正量を与える値、例えば、ｂｉｎ間隔の１／２の値に設定する。仮に、この補正量を与えた場合に、ステップＳ１４において、比較器２６が１ｂｉｎ間隔以上の周波数ずれを検出した場合には、実際の周波数ずれは、０．５ｂｉｎ間隔と１ｂｉｎ間隔との間の値であることが分かる。また、ステップＳ１４において、比較器２６が１ｂｉｎ間隔以上の周波数ずれが検出しない場合には、実際の周波数ずれは、０〜０．５ｂｉｎ間隔の間の値であることが分かる。従って、以後、比較器２６の比較結果に応じて、補正量を増減させると共に、増減する補正量（増減量）を次第に小さな値にすることによって、補正量をキャリア周波数誤差に収束させることができ、周波数誤差の検出精度を高くすることができる。

なお、ステップＳ６において、周波数ずれが正方向である場合にはｂｉｎ数分だけ補正し、周波数ずれが負方向である場合には（ｂｉｎ数＋１）分だけ補正することによって、ステップＳ９に基づく周波数ずれをいずれも正方向に発生させて、ステップＳ９以降の処理を同様に行うことを可能にすることができる。また、周波数ずれの方向が正方向であるか負方向であるかに応じて、ステップＳ９において、初期値Φ０をプラスの補正量とするかマイナスの補正量とするかを切り替えるようにしてもよい。

初期値Φ０の値は、フーリエ変換部２１のポイント数Ｌ、信号帯域ＢＷ、オーバーサンプリング数Ｍ及び信号有無の判定閾値等に依存して決定する。一例として、Φ０として下記（１）式を採用することができる。なお、Φ０としては、種々の値を取り得るが、ｂｉｎ間隔以下の方が短時間で周波数誤差の検出精度を向上させることができる。

Φ０＝ＢＷ×Ｍ／Ｌ／２ …（１）
図４はフーリエ変換部２１のポイント数として６４を採用し、ｂｉｎ間隔が２５０ｋＨｚであった場合において、初期値Φ０を＋２５０ｋＨｚとしたときの動作を説明するための図表である。なお、図４ではキャリア周波数ずれΔｆが＋２５ｋＨｚであった場合の例を示している。

図４の１つ目はステップＳ９による結果を示している。即ち、ステップＳ５でｂｉｎ間隔以上の周波数ずれが検出されなかった場合には、コントローラ２９は、ＮＣＯ２８に＋２５０ｋＨｚだけ発振周波数を増加させるように指示を与える。この結果、ステップＳ９以降の実際の補正量はステップＳ６による補正量＋２５０ｋＨｚ（以下、単に＋２５０ｋＨｚ）となり、乗算器１２の出力の中心周波数は規定のキャリア周波数＋２７５ｋＨｚ（以下、単に＋２７５ｋＨｚ）となる。この時点では、ステップＳ９の処理に基づく周波数ずれは検出されていない。

ステップＳ９の処理の結果、乗算器１２の出力に対して周波数ずれが検出され、ステップＳ１４における比較器２６の比較結果は、周波数ずれ有りとなる。コントローラ２９は、下記（２）式によって、ＮＣＯ２８に設定する周波数の増減値Φを決定する。コントローラ２９は、この増減値ΦをＮＣＯ２８に出力すると共に周波数誤差推定部２７にも出力する。

Φ＝Φ０／２^ｋ（周波数ずれ無し）
Φ＝−Φ０／２^ｋ（周波数ずれ有り）
…（２）
即ち、この時点では周波数ずれ有りなので、コントローラ２９は、ＮＣＯ２８の発振周波数を（それまでの発振周波数−１２５ｋＨｚ）とする。これにより、乗算器１２の出力中心周波数は＋１５０ｋＨｚとなる。ステップＳ９以降のＮＣＯ２８による周波数の補正量は＋１２５ｋＨｚである。仮に、この時点で周波数ずれの検出を終了すると、周波数ずれは＋１２５ｋＨｚと推定されることになる。

次に、ステップＳ１８において、繰返し回数ｋが所定回数を超えたか否かが判定され、超えていない場合には、処理をステップＳ１９に移行して、ｋをインクリメントする。以後、繰り返し回数ｋが所定の回数に到達するまで、ステップＳ１１〜Ｓ１９の処理を繰返す。

周波数ずれの検出が繰返される毎に、ＮＣＯ２８に設定する周波数の増減値は小さな値となり、補正量は実際の周波数ずれに収束する。図４では、ｋ＝７において、補正量が＋２２４．６０９３７５ｋＨｚとなったことを示している。なお、図４の例では、乗算器１２の出力は２５０ｋＨｚに収束する。即ち、システムが要求する検出精度に応じてｋを設定することで、所望の分解能の周波数誤差検出が可能である。

いま、ｋ＝７まで周波数ずれの検出を行うものとする。ｋ＝７に到達にすると、コントローラ２９は、ステップＳ１８から処理をステップＳ１９に移行して、スイッチＳＷに周波数誤差推定部２７の出力を選択させる。周波数誤差推定部２７はステップＳ９以降の増減値Φの累積値、即ち（２５０−ステップ９以降の実際の補正量）を、ステップＳ９以降の周波数ずれの検出値とする。周波数誤差推定部２７は、ステップＳ６の補正値とステップＳ９以降の周波数ずれの検出値とを加算して、周波数ずれを求める。図４の例ではステップＳ６の補正値は０であり、周波数誤差推定部２７は、＋２５．３９０６２５ｋＨｚを周波数誤差の推定結果として、ＮＣＯ２８に出力する。

ＮＣＯ２８は、以後、周波数誤差推定部２７の出力を補正する発振周波数で発振する。これにより、乗算器１２は、受信信号の周波数を−２５．３９０６２５ｋＨｚだけ周波数シフトして出力する。実際の周波数誤差Δｆは２５ｋＨｚであるので、図４の例における検出誤差は０．３９０６２５ｋＨｚであり、十分な検出精度が得られていることが分かる。

また、本実施の形態においては、ステップＳ９，Ｓ１６，Ｓ１７において、合計８回の周波数補正を行っている。ポイント数が６４であるので、５１２サンプルのデータ取込みによって周波数誤差検出が可能である。一方、従来技術を用いて図４と同様の精度で周波数誤差検出を行うためには、フーリエ変換回路のポイント数は４０９６程度必要であり、４０９６サンプルのデータ取込みを要する。このように、本実施の形態は、従来技術に比べて、高速の周波数引き込みが可能である。なお、周波数誤差の推定を誤った場合、再引き込みに要する時間は、フーリエ変換部の入出力に要する時間が支配的であるため、従来技術に比べてて引き込み時間を短縮することができる。

このように、本実施の形態においては、既知信号が不要なスペクトル解析法による周波数誤差検出を行う場合に、少ないポイント数のフーリエ変換部を採用し、周波数補正を行いながら周波数ずれの検出を繰返す。この場合において、周波数補正の補正量を小さくしながら増減を繰返すことで、補正量を実際の周波数ずれに収束させる。これにより、回路規模が小さいフーリエ変換部を採用して、高精度の周波数誤差検出が可能である。また、フーリエ変換部の回路規模が小さいことから、高速の周波数引き込みが可能である。

なお、周波数補正のための乗算器１２を、高周波帯の受信信号をベースバンドの信号に変換する周波数変換器と兼ねてもよい。この場合、周波数変換器の後段にＬＰＦ（Low Pass Filter）やインタポレータ等が付属するが、基本構成やアルゴリズムは上記実施の形態と変わらない。このような構成にすることによって、周波数変換用と周波数補正用に別個に乗算器を設ける必要がなくなり、回路規模を削減することができる。また、上記各実施の形態においては、デジタル回路を想定しているが、周波数誤差を補正するために正弦波を発生させるＮＣＯや乗算器に代えて、ＶＣＯやミキサ等のアナログ回路を用いてもよい。

１２…乗算器、２１…フーリエ変換部、２２…絶対値回路、２３…累積加算部、２４…信号有無判定部、２５…無信号境界位置判定部、２６…比較器、２７…周波数誤差推定部、２８…ＮＣＯ、２９…コントローラ、３０…周波数ずれ判定部。

Claims (5)

1. 周波数可変の発振出力を出力する発振器と、
   受信信号の周波数を前記発振出力に基づいて周波数変換して出力する周波数変換部と、
   前記周波数変換部の出力を時間領域信号から周波数領域信号に変換する時間−周波数変換部と、
   前記時間−周波数変換部の出力に基づいて前記周波数変換部の出力周波数と規定のキャリア周波数との周波数ずれの有無を判定する周波数ずれ判定部と、
   前記周波数ずれ判定部の判定結果に基づいて前記発振出力の周波数を制御しながら、前記周波数変換部の周波数変換処理及び前記時間−周波数変換部の変換処理を繰返して、前記周波数変換部の出力周波数を所定値に収束させることで、前記発振出力の周波数に基づいて、前記受信信号の周波数と前記規定のキャリア周波数との周波数誤差を検出する制御部と
   を具備したことを特徴とする周波数誤差検出回路。
2. 前記制御部は、前記周波数ずれ判定部の判定毎に、前記判定結果に基づいて前記発振出力の周波数を増加又は減少させると共に増減量を小さくすることで、前記周波数変換部の出力周波数を所定値に収束させることを特徴とする請求項１に記載の周波数誤差検出回路。
3. 前記制御部は、前記周波数ずれ判定部の判定毎に、前記発振出力の周波数の増減量を１／２にすることを特徴とする請求項２に記載の周波数誤差検出回路。
4. 前記制御部は、前記周波数誤差検出の周波数分解能に応じて、前記周波数ずれ判定部の判定の回数を決定することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の周波数誤差検出回路。
5. 受信信号の周波数を発振器からの発振出力に基づいて周波数変換処理し、
   周波数変換処理された前記受信信号を時間領域信号から周波数領域信号に時間周波数変換処理し、
   前記周波数領域信号に基づいて周波数変換処理後の前記受信信号の出力周波数と規定のキャリア周波数との周波数ずれの有無を判定し、
   前記周波数ずれの有無の判定結果に基づいて前記発振出力の周波数を制御しながら、前記周波数変換処理及び前記時間周波数変換処理を繰返して、周波数変換処理後の前記受信信号の出力周波数を所定値に収束させることで、前記発振出力の周波数に基づいて、前記受信信号の周波数と前記規定のキャリア周波数との周波数誤差を検出する
   ことを特徴とする周波数誤差検出方法。

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