JP4352082B2

JP4352082B2 - 周波数同期回路、方法、プログラム及びこれらを用いた受信装置

Info

Publication number: JP4352082B2
Application number: JP2007160423A
Authority: JP
Inventors: 鶴田　　誠; 淳三ッ木; 秀浩松岡; 幹宏山崎; 鎮男秋山
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2007-06-18
Filing date: 2007-06-18
Publication date: 2009-10-28
Anticipated expiration: 2027-06-18
Also published as: JP2008312150A; US20080310566A1

Description

本発明は、受信ベースバンド信号の周波数オフセットをキャンセルする周波数同期回路、方法、プログラム及びこれらを用いた受信装置に関する。

一般に、無線通信では送受間の周波数同期が必要となる。非特許文献１には直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を用いる無線通信システムにおける周波数同期の手法が開示されている。

より詳しくは、非特許文献１ではサイクリックプリフィックスが適用されるガードインターバルの相関性を利用して位相回転量を推定・補正する粗周波数同期と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理後のサブキャリアでの位相回転量を推定・補正する精周波数同期との２段階で周波数同期を行っている。ガードインターバルにサイクリックプリフィックスが適用される無線通信システムでは、ＯＦＤＭシンボル毎にシンボルの末尾がガードインターバルとして先頭にコピーされ、ガードインターバルの繰り返しによる相関性から位相回転量を推定することができる。

一方、特許文献１の段落［０００２］〜［０００４］及び図４３には、受信信号を逓倍処理して変調成分を除去した後に、周波数同期に必要な周波数オフセットを推定する手法が記載されている。
特開平９−２１４２９３号公報８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書，ＩＳＢＮ４−８７２８０−４９０−２

非特許文献１に記載されている手法は、粗周波数同期を行うにあたってガードインターバルにサイクリックプリフィックスが適用される無線通信システムを前提している。従って、ガードインターバルにユニークワードが適用される無線通信システムや、送信信号が持続時間の短いいわゆるバースト信号である場合には、周波数オフセットが効果的にキャンセルされない。

一方、特許文献１に記載の逓倍処理を用いる手法では、逓倍比を上げすぎると逓倍信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が劣化し、周波数オフセットの推定精度が低下する。従って逓倍比の上限が限られるため、キャンセル可能な周波数オフセットも限られてしまう。

従って、本発明は周波数オフセットをより効果的にキャンセル可能な周波数同期回路を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る周波数同期回路は、受信ベースバンド信号を第１の逓倍比で逓倍して第１逓倍信号を出力する第１の逓倍部と；前記第１逓倍信号中の雑音を抑圧してフィルタ信号を出力するフィルタと；前記フィルタ信号を第２の逓倍比で逓倍して第２逓倍信号を出力する第２の逓倍部と；前記第２逓倍信号から前記受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定して推定値を出力する推定部と；前記受信ベースバンド信号に前記推定値を乗じて前記周波数オフセットを除去するオフセット除去部と；を具備する。

本発明の他の態様に係る周波数同期回路は、入力信号に周波数オフセットの累積推定値を乗じて前記周波数オフセットを除去しオフセット除去信号を出力するオフセット除去部と；前記オフセット除去信号を第１の逓倍比で逓倍して第１逓倍信号を出力する第１の逓倍部と；前記第１逓倍信号中の雑音を抑圧してフィルタ信号を出力するフィルタと；前記フィルタ信号を第２の逓倍比で逓倍して第２逓倍信号を出力する第２の逓倍部と；前記第２逓倍信号から前記周波数オフセットを推定して前記累積推定値及び残留推定値を出力する推定部と；前記残留推定値が許容範囲内に収まるように前記第２逓倍比を設定する設定部と；を具備する。

本発明によれば、ガードインターバルにユニークワードが用いられたり、送信信号がバースト信号であったりしても、周波数オフセットを効果的にキャンセルすることができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１に示すように、本発明の第１の実施形態に係る周波数同期回路は、逓倍部１００、周波数オフセット推定部１４０及びミキサ１５０を有する。この周波数同期回路の入力であるデジタル変調されたシンボルを含む受信ベースバンド信号１１は、逓倍部１００及びミキサ１５０に入力される。

逓倍部１００は、入力された受信ベースバンド信号１１を予め定められた逓倍比で逓倍して、逓倍信号を周波数オフセット推定部１４０に渡す。逓倍部１００から出力される逓倍信号は、周波数オフセット推定部１４０に入力される。

周波数オフセット推定部１４０では逓倍信号から受信ベースバンド信号１１の周波数オフセットが推定される。後述するように、逓倍部１００によって受信ベースバンド信号１１を逓倍した後に、周波数オフセットを推定すると、推定精度を改善することができる。周波数オフセットの推定値１５は、オフセット除去部１５０に入力される。

オフセット除去部１５０は、例えばミキサとフィルタを含み、ミキサにより入力の受信ベースバンド信号１１に周波数オフセットの推定値１５（推定オフセット周波数）を乗じる。受信ベースバンド信号１１に周波数オフセットの推定値１５を乗じると、受信ベースバンド信号１１の周波数と推定値１５との和及び差の周波数成分が得られる。そこで、オフセット除去部１５０ではさらにミキサの出力からフィルタにより和の周波数成分を除去して差の周波数成分のみを抽出することにより、周波数オフセットが除去された、受信ベースバンド信号１１の周波数成分のみを出力する。

次に、逓倍部１００について説明する。逓倍部１００は、例えば図２に示すように、第１の逓倍部１１０、フィルタ１２０及び第２の逓倍部１３０を有し、逓倍処理を２段階にわたって行っている。

第１の逓倍部１１０は、逓倍部１００への入力信号を予め定められる第１の逓倍比で逓倍して、第１逓倍信号１２をフィルタ１２０に渡す。ここで、第１の逓倍比は、受信ベースバンド信号１１の変調成分を除去できるような値に設定されることが望ましい。一例として、受信信号が４相位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）で変調されたシンボル列で構成される場合について考える。このとき、Ｉ−Ｑ平面上でのシンボルの信号点配置（コンスタレーション）は次のようになる。シンボル「００」はＩ−Ｑ平面上の位相π／４の点に、シンボル「０１」はＩ−Ｑ平面上の位相３π／４の点に、シンボル「１１」はＩ−Ｑ平面上の位相５π／４の点に、シンボル「１０」はＩ−Ｑ平面上の位相７π／４の点に夫々配置される。

第１の逓倍比を「４」とすれば、受信ベースバンド信号１１に含まれる各シンボルの変調成分が除去される。即ち、受信ベースバンド信号１１を逓倍比４で逓倍すると、シンボル「００」の変調成分の位相はπになり、シンボル「１０」の変調成分の位相は３π（＝π）になり、シンボル「１１」の変調成分の位相は５π（＝π）になり、シンボル「１０」の変調成分の位相は７π（＝π）になって、シンボルの変調成分が除去された第１逓倍信号１２が得られる。

フィルタ１２０は、第１の逓倍部１１０から出力される第１逓倍信号１２から第１の逓倍比で逓倍された周波数オフセットを検出する。すなわち、フィルタ１２０は逓倍された周波数オフセット近傍の第１帯域の信号成分を通過させ、それ以外の第２帯域に存在する雑音成分を抑圧し、第１帯域の信号成分をフィルタ信号１３として第２の逓倍部１３０へと渡す。フィルタ１２０の具体的な構成は特に限定しないが、例えば第１逓倍信号１２とフィルタ関数との畳み込み演算によりフィルタリング処理を実現する。

第２の逓倍部１３０は、フィルタ１２０からのフィルタ信号１３を第２の逓倍比で逓倍して、第２逓倍信号１４を出力する。第２の逓倍比について次に示す表を用いて説明する。

表１に示すように、第２の逓倍比は逓倍部１００による最終的な逓倍比Ｐから第１の逓倍比を減算した値となる。最終的な逓倍比Ｐは、後述する周波数オフセットの推定誤差を、本実施形態に係る周波数同期回路が用いられるシステムにおいて許容される範囲内に抑えるために必要とされる逓倍比である。尚、表１で示される変調方式と第１の逓倍比の対応はあくまで一例であり、これに限定されるものでない。従って、表１に示した第１の逓倍比を増加または減少させ、これに応じて第２の逓倍比を減少または増加させてもよい。

ここで、本実施形態に係る周波数同期回路の逓倍処理を２段階に分割して行う技術的意義について説明する。
例えば、図１に示す逓倍部１００を、ＱＰＳＫで変調されたシンボル列で構成される信号を単にＰ逓倍するだけの逓倍部に置き換えたとする。このとき、図３Ａに示す逓倍信号が得られる。一般に信号をｍ逓倍すると、信号対雑音比（ＳＮＲ）が１０log₁₀ ｍ(dB)劣化し、雑音成分が広帯域に亘って信号成分に影響を与える。従って逓倍部１００において大きな逓倍比で受信ベースバンド信号１１を逓倍してＳＮＲが劣化すると、周波数オフセット推定部１４０による周波数オフセットの推定が困難となる。

一方、図２に示すように逓倍処理を２段階に分け、受信ベースバンド信号１１を第１の逓倍部１１０において第１の逓倍比「４」で逓倍し、フィルタ１２０で第１逓倍信号１２のフィルタリング処理を行い、第２の逓倍部において第２の逓倍比「Ｐ−４」で逓倍すると、図３Ｂに示すようなＳＮＲの高い第２逓倍信号１４が得られる。

即ち、第１の逓倍部１１０では、フィルタ１２０にて雑音を抑圧し周波数オフセットを抽出する際に必要な程度の逓倍処理しか行わない。フィルタ１２０では第１逓倍信号１２の周波数オフセット近傍の第１帯域を除く第２帯域に存在する雑音を抑圧しているため、ＳＮＲの劣化を最小限に抑えることができる。従って、フィルタ１２０の出力信号を第２の逓倍部１３０によって逓倍して得られる第２逓倍信号１４は図３Ｂに示すように、図３Ａに示す第１逓倍信号１２に比べて周波数オフセットを推定しやすい高ＳＮＲの信号となっている。

周波数オフセット推定部１４０は、逓倍部１００からの逓倍信号（第２逓倍信号１４）から受信ベースバンド信号１１の周波数オフセットを推定し、推定値１５をミキサ１５０に渡す。具体的には、周波数オフセット推定部１４０は、例えばディスクリミネータ（周波数弁別器）または高速フーリエ変換を用いて逓倍信号から周波数オフセットを推定する。

まず、ディスクリミネータを用いて周波数オフセットを推定する手法について説明する。任意のサンプル番号ｎに対応する複素離散時間信号ｘ（ｎ）＝Ｉ（ｎ）＋ｊＱ（ｎ）が入力された時、ディスクリミネータの出力ｆ（ｎ）は、以下のように表すことができる。

ここで、ｆｓはサンプリング周波数を示している。このディスクリミネータの出力ｆ（ｎが周波数オフセットに相当する。このようにディスクリミネータを用いて式（１）のｆ（ｎ）を検出することにより、周波数オフセットを推定することができる。

次に、高速フーリエ変換を用いて周波数オフセットを推定する手法について説明する。上記複素離散時間信号ｘ（ｎ）を高速フーリエ変換して得られた電力スペクトルのピークに対応する周波数が周波数オフセットに相当する。即ち、高速フーリエ変換を用いて電力スペクトルのピークを与える周波数を検出することにより、周波数オフセットを推定することができる。

ここで、上記ピーク検出に比べて精度良く周波数オフセットを推定する手法について幾つか例示する。

まず、ディスクリミネータの出力を用いて周波数オフセットを推定する手法について説明する。周波数オフセットｆｏは、ディスクリミネータの出力をｆ（ｋ）とすると、例えばｆ（ｋ）の平均値で推定され、次式で表すことができる。

ここで、ｆｏは周波数オフセット、Ｋは信号のサイズを夫々示している。また、ディスクリミネータの出力ｆ（ｋ）の中央値を周波数オフセットとしてもよい。

次に、高速フーリエ変換を用いて、周波数オフセットを推定する手法について説明する。周波数オフセットｆｏは、例えば図４に示すように、電力スペクトルの最大ピークから予め定めるＸｄＢのレベル低下が検出される周波数ｆ１及びｆ２の算術平均で推定できる。また、以下に示す式に従って電力スペクトルｐ（ｋ）の加重平均を周波数オフセットと推定してもよい。

ここで、ｆｏは周波数オフセット、Ｋは高速フーリエ変換のサイズを夫々示す。

最後に、ゼロクロス点の間隔から周波数オフセットを推定する手法について説明する。第ｉ番目のゼロクロス点から第ｉ＋１番目までのゼロクロス点の間隔をＴｄｉとし、ゼロクロス点の数がＬ個であったとすると、周波数オフセットは次のように推定できる。

周波数オフセット推定部１４０は以上のように周波数オフセットを推定するが、ディスクリミネータによる手法では、周波数オフセットが低域な場合に推定精度がＳＮＲの影響を強く受ける。また、高速フーリエ変換による手法では、１ビン（ＢＩＮ）あたりの周波数分解能Δｆによる推定精度の限界が存在する。しかしながら、本実施形態では周波数オフセット推定部１４０は、入力信号から直接的に周波数オフセットを推定せずに、逓倍信号から間接的に周波数オフセットを推定するため、以下に説明するように上記推定精度を向上させることができる。

高速フーリエ変換によって得られた電力スペクトルのピークから周波数オフセットを推定する場合について考える。上記電力スペクトルのピークに対応するＢＩＮ番号をｋとし、周波数分解能をΔｆとする。このとき、入力信号の周波数オフセットｆｏはｋ＊Δｆと推定されるが実際には、（ｋ−１）＊Δｆ＜ｆｏ＜（ｋ＋１）＊Δｆの範囲に存在しうる。即ち、上記推定値ｋ＊Δｆには、最大でΔｆの推定誤差が含まれ得る。一方、入力信号をｍ逓倍した逓倍信号の周波数オフセットｆｍｏ（＝ｍ＊ｆｏ）はｋ＊ｍ＊Δｆと推定され、（ｋ＊ｍ−１）＊Δｆ＜ｆｍｏ＜（ｋ＊ｍ＋１）＊Δｆの範囲に存在しうる。この逓倍信号の周波数オフセットｆｍｏを逓倍比ｍで分周すると、入力信号の周波数オフセットｆｏの推定値ｋ＊Δｆが得られるが、このときの周波数オフセットｆｏは、（ｋ−１／ｍ）＊Δｆ＜ｆｏ＜（ｋ＋１／ｍ）＊Δｆの範囲に存在することとなり、推定誤差は高々Δｆ／ｍとなる。即ち、逓倍比の逆数倍にまで推定誤差を縮小することができる。尚、前述したように入力信号をｍ逓倍することでＳＮＲは１０ｌｏｇ_１０（ｍ）劣化するため、高速フーリエ変換のサイズをＫとすれば、最終的なＳＮＲへの影響は１０ｌｏｇ_１０（Ｋ／ｍ）となる。従って、逓倍比を大きくし過ぎるとＳＮＲの劣化を招くこととなる。

図５Ａ、図５Ｂ及び図５Ｃは、８逓倍、１６逓倍及び３２逓倍信号を周波数オフセット推定部１４０に入力した場合の周波数オフセット推定誤差を夫々示している。図５Ａ、図５Ｂ及び図５Ｃでは、横軸がＳＮＲ［ｄＢ］、縦軸が周波数オフセット推定誤差［Ｈｚ］を夫々表しており、フィルタ１２０が有る場合と無い場合の両方をプロットしている。図５Ａ、図５Ｂ及び図５Ｃから、フィルタ１２０によって特にＳＮＲが低い場合における、周波数オフセット推定誤差が改善されることがわかる。また、逓倍比が増大するに従って周波数オフセット推定誤差が改善されるという前述した性質も確認することができる。

ミキサ１５０は、受信ベースバンド信号１１から周波数オフセット推定部１４０より与えられた上記推定値１５をキャンセルして、オフセット除去信号１６を出力する。

以下、図６に示すフローチャートを用いて本実施形態に係る周波数同期方式について説明する。
まず、入力信号を第１の逓倍比で逓倍する（ステップＳ７０１）。ここで、第１の逓倍比は例えば、入力信号に含まれるシンボルの変調成分を抑圧する程度の数とする。次に、ステップＳ７０１で得られた第１逓倍信号１２から周波数オフセット近傍の第１帯域を除く第２帯域における雑音を抑圧するフィルタ処理を行う（ステップＳ７０２）。

次に、ステップＳ７０２で得られたフィルタ信号１３を第２の逓倍比で逓倍する（ステップＳ７０３）。ここで、第２の逓倍比は例えば、周波数オフセットの推定誤差を本実施形態に係る周波数同期方式が用いられるシステムにおいて許容される範囲内に抑えるために必要な逓倍比から上記第１の逓倍比を減じた数とする。

次に、ステップＳ７０３で得られた第２逓倍信号１４から周波数オフセットを推定する（ステップＳ７０４）。例えば、第２逓倍信号１４を高速フーリエ変換して得られた電力スペクトルのピークに対応する周波数を逓倍比で分周することにより、周波数オフセットが推定される。

次に、ステップＳ７０５で得られた周波数オフセットを上記入力信号からキャンセルする（ステップＳ７０６）。例えば、上記入力信号と周波数オフセットを乗算し、低域成分のみを取り出すことにより、入力信号から周波数オフセットがキャンセルされる。

以上説明したように、本実施形態では逓倍処理を２段階に分割し、間にフィルタリング処理を挿入することにより、周波数オフセットの推定誤差を改善している。従って、本実施形態によれば持続時間の短いバースト信号や、中国の地上デジタル放送方式（ＤＴＭＢ）または３ＧＰＰのようなユニークワードを用いるシステムに対しても周波数オフセットを効果的にキャンセルすることができる。

（第２の実施形態）
図７に示すように本発明の第２の実施形態に係る周波数同期回路は、逓倍部２００、周波数オフセット推定部２４０、ミキサ１５０及び逓倍比設定部２６０を有する。図７において図１と同一部分には同一符号を付し、詳細な説明を省略する。

ミキサ１５０は、デジタル変調されたシンボルを含む受信ベースバンド信号１１から、予め周波数オフセット推定部２４０より与えられた周波数オフセットの累積推定値１５Ｂをキャンセルしたオフセット除去信号１６を出力する。また、このオフセット除去信号１６は逓倍部２００にも入力される。

逓倍部２００は、基本的に上記第１の実施形態に係る逓倍部１００と同様であるが、後述する逓倍比設定部２６０によって最終的な逓倍比が設定されると、これに伴って第２の逓倍比を変化させることが可能である。逓倍部２００は、入力されたオフセット除去信号１６に上記逓倍部１００と同様の処理を施し、逓倍信号を周波数オフセット推定部２４０に渡す。

周波数オフセット推定部２４０は上記逓倍信号から残留する周波数オフセットを推定し、周波数オフセットの残留推定値１５Ａを逓倍比設定部２６０に渡すと共に、上記残留推定値を累積した累積推定値１５Ｂをミキサ１５０に渡す。ここで、前述したように本実施形態に係る周波数同期回路を最初に動作させる際に、ミキサ１５０に与える周波数オフセットの累積推定値１５Ｂの初期値が必要となるが、例えば０を用いることにする。前述したように、周波数オフセット推定部２４０では、ミキサ１５０にて周波数オフセットの累積推定値１５Ｂをキャンセルされたオフセット除去信号１６を逓倍処理後、残留する周波数オフセットを推定している。例えば、周波数オフセット推定部２４０が高速フーリエ変換を用いて周波数オフセットを推定しているとすれば、逓倍信号の振幅スペクトルより得られた電力スペクトルのピークに対応するＢＩＮ番号に、周波数分解能Δｆを乗じた値から逓倍部２００における逓倍比を除することで残留する周波数オフセットを推定する。第ｉ回目の残留推定値をｆｏｉとすると、第ｐ回目の残留推定値はｆｏｐであり、ミキサ１５０でキャンセルされるオフセット周波数の累積推定値１５Ｂはｆｏ１＋ｆｏ２＋・・・＋ｆｏｐとなる。周波数オフセットの残留推定値ｆｏｉの絶対値は単調に減少するから、推定が行われる毎に残留推定値は０に近づき、ミキサ１５０にてキャンセルされる周波数オフセットの累積推定値１５Ｂは真の値に収束する。

逓倍比設定部２６０は、周波数オフセット推定部２４０からの周波数オフセットの残留推定値１５Ａに基づいて決まる逓倍比を逓倍部２００に設定する。標本化定理より、逓倍部２００に設定することのできる最大の逓倍比ｎはサンプリング周波数ｆｓ及び残留周波数オフセットｆｏを用いて、ｎ＝ｆｓ／｜２ｆｏ｜で表すことができる。前述したように周波数オフセット推定部２４０の出力する残留推定値１５Ａの絶対値は単調に減少し、０に収束するから逓倍比設定部２６０の設定できる逓倍比は等価的に無限大となる。従って、理想的には、逓倍比設定部２６０は逓倍部２００に設定可能な逓倍比を際限なく増大させることができるため、本実施形態に係る周波数同期回路が用いられるシステムに応じて最適な逓倍比を設定することができる。

以上説明したように、本実施形態では周波数オフセットの残留推定値を累積し、この累積推定値をキャンセルした受信ベースバンド信号から更に残留する周波数オフセットを推定している。従って、本実施形態によれば、周波数オフセットの残留推定値は次第に０に収束するため、サンプリング周波数に関係なく所望の逓倍比を設定し、周波数オフセットを効果的にキャンセルすることができる。

（第３の実施形態）
図８に示すように本発明の第３の実施形態に係る周波数同期回路は、スイッチ３７０、バッファ３８０、ミキサ１５０、逓倍部２００、周波数オフセット推定部２４０、逓倍比設定部２６０及び切り替え判定部３９０を有する。図８において図７と同一部分には同一符号を付し、詳細な説明を省略する。

スイッチ３７０は、デジタル変調されたシンボルを含む受信ベースバンド信号１１またはミキサ１５０からのオフセット除去信号１６のうち、切り替え判定部３９０によって指定された一方がバッファ３８０に入力されるように接続を切り替える。

バッファ３８０は、スイッチ３７０を介して入力された信号を一時的に蓄えると共に、ミキサ１５０へと出力する。バッファ３８０に蓄えられた信号は、入力される信号によって逐次更新される。

ミキサ１５０は、バッファ３８０の出力信号から周波数オフセット推定部２４０より与えられた周波数オフセットの累積推定値１５Ｂをキャンセルし、オフセット除去信号１６を逓倍部２００に渡す。また、この際にスイッチ３７０の接続次第で、オフセット除去信号１６は前述したようにスイッチ３７０を介してバッファ３８０へと入力される。

周波数オフセット推定部２４０は上記第２の実施形態と同様に逓倍部２００からの逓倍信号に基づいて残留する周波数オフセットを推定し、残留推定値１５Ａを逓倍比設定部２６０及び切り替え判定部３９０に渡し、累積推定値１５Ｂをミキサ１５０に渡す。

切り替え判定部３９０は例えば、逓倍比設定部２６０から与えられた周波数オフセットの残留推定値の絶対値を予め定める閾値と比較し、比較結果に応じてスイッチ３７０の切り替えを行う。具体的には、上記絶対値が上記閾値未満であれば受信ベースバンド信号１１がバッファ３８０に入力されるように、上記絶対値が上記閾値以上であればミキサ１５０からのオフセット除去信号１６がバッファ３８０に入力されるようにスイッチ３７０を切り替える。尚、切り替え判定部３９０による切り替えの判定条件は上記したものに限られず、例えば周波数オフセットの推定累積値１５Ｂが予め定められた範囲内になった場合に切り替えを行っても良い。また、本実施形態に係る周波数同期回路が用いられる受信装置において、切り替え判定部３９０はビット誤り率（ＢＥＲ）が予め定められた値を下回った場合に切り替えを行っても良い。

以上説明したように、本実施形態では周波数オフセットが十分キャンセルできるまで同期処理を繰り返している。従って、本実施形態によればバースト信号のような持続時間が限られた信号であっても効果的に周波数オフセットをキャンセルできる。また、高速引き込みが必要とされるシステムにおいても本実施形態は有効である。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態に係る周波数同期回路は、前述した第１乃至第３の実施形態のいずれかにおいて、逓倍部を図９に示す逓倍部に置き換えたものである。図９に示すように、本実施形態に係る逓倍部は第１の逓倍部４１０、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）４１１、帯域幅推定部４１２、逓倍比設定部４１３、フィルタ４２０及び第２の逓倍部４３０を有する。

第１の逓倍部４１０は、基本的に上記第１の実施形態に係る第１の逓倍部１１０と同様であるが、後述する逓倍比設定部４１３によって第１の逓倍比が設定される。即ち、第１の逓倍部４１０は、デジタル変調されたシンボルを含む受信信号を逓倍比設定部４１３によって設定された第１の逓倍比で逓倍して、第１逓倍信号１２をフィルタ４２０に渡す。また、第１逓倍信号１２はＦＦＴ４１１にも出力される。

ＦＦＴ４１１は、第１逓倍信号１２を高速フーリエ変換して得られる電力スペクトルを帯域幅算出部４１２に渡す。

帯域幅推定部４１２は、上記電力スペクトルから第１逓倍信号１２の帯域幅を推定する。帯域幅の推定方法は特に限定しないが、一例として帯域幅推定部４１２は以下に示す方法で帯域幅を算出する。まず、帯域幅推定部４１２は上記電力スペクトルの最大ピークを検出する。この最大ピークが検出された周波数から両周波数方向（即ち、高域側及び低域側）に、上記最大ピークからＸｄＢのレベル低下が見られる点を検出し、両点の周波数幅を推定帯域幅とする。尚、この最大ピークからのレベル低下ＸｄＢは、経験的に求める性質のものであり、具体的な数値は特に限定しない。また、帯域幅算出部４１２は、上記電力スペクトル中の複数のピークに対してラインスペクトルを検出する。ラインスペクトルとは、１ＢＩＮから数ＢＩＮ程度以内に大幅なレベルの減衰が見られるスペクトルである。ラインスペクトルが存在しない場合には、前述した第１の逓倍部４１０による逓倍が不十分であり、変調成分の除去が不完全であると判断できる。帯域幅推定部４１２は、逓倍比設定部４１３に推定帯域幅及びラインスペクトルの検出結果を通知する。

逓倍比設定部４１３は、上記帯域幅推定部４１２から通知された推定帯域幅及びラインスペクトルの検出結果に基づいて、新たな第１の逓倍比を導出し、第１の逓倍部４１０に設定する。具体的には、逓倍比設定部４１３は、帯域幅推定部４１２から通知された推定帯域幅が前回通知された推定帯域幅よりも広く、かつ、ラインスペクトルが検出されていない場合には前回設定した第１の逓倍比よりも大きな第１の逓倍比を新たに設定する。一方、帯域幅推定部４１２から通知された推定帯域幅が前回通知された推定帯域幅以下であるか、ラインスペクトルが検出された場合には、前回設定した第１の逓倍比を維持する。尚、第１の逓倍比は１，２，４・・・のように２のべき乗で増加させてもよいし、１，２，３，４・・・のように１ずつ増加させてもよいし、これら以外の規則で増加させてもよい。

以上説明したように、本実施形態では第１逓倍信号１２の帯域幅やラインスペクトルの有無に応じて第１の逓倍比を適応的に設定している。従って、本実施形態によればシンボルの変調方式が未知またはアダプティブに変更されるシステムにおいても、高精度に周波数オフセットをキャンセルすることができる。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に係る周波数同期回路は、前述した第１乃至第４の実施形態のいずれかにおいて、フィルタを図１０に示すフィルタに置き換えたものである。図１０に示すように、本実施形態に係るフィルタはＦＦＴ５２１、周波数オフセット推定部５２２、雑音抑圧部５２３及び高速逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）５２４を有する。

ＦＦＴ５２１は、第１の逓倍部からの第１逓倍信号１２を高速フーリエ変換し、振幅スペクトルを周波数オフセット推定部５２２及び雑音抑圧部５２３に渡す。

周波数オフセット推定部５２２は、例えば上記振幅スペクトルから算出した電力スペクトルのうち、所定の帯域幅以下の鋭い電力スペクトルを検出し、これらのうち最大の電力スペクトルを示すＢＩＮ番号から周波数オフセットを推定し、雑音抑圧部５２３に通知する。

雑音抑圧部５２３は、周波数オフセット推定部５２２からの周波数オフセットの推定値に基づいて、上記高速フーリエ変換信号中の雑音を抑圧する。以下、雑音抑圧部５２３による雑音抑圧の具体例を示す。雑音抑圧部５２３は、例えば上記周波数オフセットの推定値を中心に数ＢＩＮの第１区間を通過させ、残りの第２区間の信号値を０に置き換えてよい。また、雑音抑圧部５２３は、例えば帯域幅が±数ＢＩＮの窓関数を上記周波数オフセットの推定値を中心に乗じてもよい。また、雑音抑圧部５２３は、例えば上記周波数オフセットの推定値における信号レベルから数ｄＢ低下するまでの第１区間における信号を通過させ、残りの第２区間の信号値を０に置き換えてもよい。

ＩＦＦＴ５２４は、雑音抑圧部５２３からの信号を高速逆フーリエ変換して、フィルタ信号１３として第２の逓倍部に渡す。

以上説明したように、本実施形態では第１逓倍信号１２に高速フーリエ変換を施し、周波数オフセット近傍の第１区間を除く第２区間の信号値を０に置き換えている。従って、本実施形態によれば、例えば単一のバースト信号に対しても効果的に雑音を抑圧することができる。

（第６の実施形態）
図１１に示すように、本発明の第６の実施形態に係る受信装置は、アンテナ６０１、受信部６０２、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）６０３、周波数同期回路６０４、位相変動抑圧部６０５、リサンプラ６０６、シンボル同期部６０７及び復調・復号部６０８を有する。

アンテナ６０１は、図示しない親局から送信される、デジタル変調されたシンボルを含んだ信号を受信する。受信部６０２は、アンテナ６０１が受信した信号をダウンコンバートして、受信ベースバンド信号を取り出す。ＡＤＣ６０３は、受信部６０２によって取り出された受信ベースバンド信号をアナログ−デジタル変換し、周波数同期回路６０４へと出力する。

周波数同期回路６０４は、上記第１乃至第５のいずれかに係る周波数同期回路であり、ＡＤＣ６０３から出力された受信ベースバンド信号から周波数オフセットをキャンセルしてオフセット除去信号を得る。

位相変動抑圧部６０５は、周波数同期回路６０４からの同期信号が持つ緩やかな位相変動を抑圧し、リサンプラ６０６へと渡す。リサンプラ６０６は、位相変動抑圧部６０５から与えられた同期信号のサンプリング速度の変動を抑圧し、シンボル同期部６０７へと渡す。

シンボル同期部６０７は、リサンプラ６０６から与えられた同期信号からシンボルの抽出するためのタイミング検出を行う。復調・復号部６０８は、シンボル同期部６０７で検出されたタイミングに従って、シンボルを復調及び復号する。

以上説明したように、本実施形態では受信装置中に上記第１乃至第５のいずれかに係る周波数同期回路を用いている。従って、本実施形態によればガードインターバル部分にサイクリックプリフィックスでなく、ユニークワードが適用されるシステムにおいても適切に送受間の搬送周波数を同期することができる。

なお、この発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また上記実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１の実施形態に係る周波数同期回路を示すブロック図。図１に示す逓倍部を詳細に示すブロック図。受信信号に対する逓倍処理を１度にまとめて行った場合の逓倍信号の電力スペクトルを示すグラフ図。受信信号に対する逓倍処理を２段階に分割して行った場合の逓倍信号の電力スペクトルを示すグラフ図。図１に示す周波数オフセット推定部によって推定される周波数オフセット推定値を概念的に示すグラフ図。８逓倍信号の周波数オフセットの推定誤差を示すグラフ図。１６逓倍信号の周波数オフセットの推定誤差を示すグラフ図。３２逓倍信号の周波数オフセットの推定誤差を示すグラフ図。図１に示す周波数同期回路の動作を示すブロック図。第２の実施形態に係る周波数同期回路を示すブロック図。第３の実施形態に係る周波数同期回路を示すブロック図。第４の実施形態に係る周波数同期回路に用いられる逓倍部を具体的に示すブロック図。第５の実施形態に係る周波数同期回路に用いられるフィルタを具体的に示すブロック図。第６の実施形態に係る受信装置を示すブロック図。

符号の説明

１１・・・・受信ベースバンド信号
１２・・・・第１逓倍信号
１３・・・・フィルタ信号
１４・・・・第２逓倍信号
１５・・・・周波数オフセットの推定値
１５Ａ・・・周波数オフセットの残留推定値
１５Ｂ・・・周波数オフセットの累積推定値
１６・・・・オフセット除去信号
１００・・・逓倍部
１１０・・・第１の逓倍部
１２０・・・フィルタ
１３０・・・第２の逓倍部
１４０・・・周波数オフセット推定部
１５０・・・ミキサ
２００・・・逓倍部
２４０・・・周波数オフセット推定部
２６０・・・逓倍比設定部
３７０・・・スイッチ
３８０・・・バッファ
３９０・・・切り替え判定部
４１０・・・第１の逓倍部
４１１・・・ＦＦＴ
４１２・・・帯域幅推定部
４１３・・・逓倍比設定部
４２０・・・フィルタ
４３０・・・第２の逓倍部
５２１・・・ＦＦＴ
５２２・・・周波数オフセット推定部
５２３・・・雑音抑圧部
５２４・・・ＩＦＦＴ
６０１・・・アンテナ
６０２・・・受信部
６０３・・・ＡＤＣ
６０４・・・ＡＦＣ
６０５・・・ＣＰＥ
６０６・・・リサンプラ
６０７・・・シンボル同期部
６０８・・・復調・復号部

Claims

受信ベースバンド信号を第１の逓倍比で逓倍して第１逓倍信号を出力する第１の逓倍部と、
前記第１逓倍信号中の雑音を抑圧してフィルタ信号を出力するフィルタと、
前記フィルタ信号を第２の逓倍比で逓倍して第２逓倍信号を出力する第２の逓倍部と、
前記第２逓倍信号から前記受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定して推定値を出力する推定部と、
前記受信ベースバンド信号に前記推定値を乗じて前記周波数オフセットを除去するオフセット除去部と、
を具備することを特徴とする周波数同期回路。
前記受信ベースバンド信号はある変調方式で変調されたシンボルを含み、
前記第１の逓倍比は、前記第１の逓倍部により前記受信ベースバンド信号の変調成分が除去されるように設定されることを特徴とする請求項１記載の周波数同期回路。
前記前記第１の逓倍比と前記第２の逓倍比との和は、前記推定値の推定誤差が許容範囲内に収まるように設定されることを特徴とする請求項１記載の周波数同期回路。
前記第１逓倍信号を高速フーリエ変換して振幅スペクトルを出力する高速フーリエ変換器と、
前記振幅スペクトルを二乗した電力スペクトルから前記第１逓倍信号の帯域幅を推定する帯域幅推定部と、
前記帯域幅が予め定める閾値以上であれば、前記第１の逓倍比をより大きく設定する設定部と、
を更に具備することを特徴とする請求項１記載の周波数同期回路。
前記フィルタは、
前記第１逓倍信号を高速フーリエ変換して第１振幅スペクトルを出力する高速フーリエ変換器と、
前記第１振幅スペクトルを二乗した電力スペクトルから、前記第１逓倍信号の周波数オフセットを推定する逓倍周波数オフセット推定部と、
前記第１逓倍信号の周波数オフセットに基づいて前記第１振幅スペクトルの雑音を抑圧して、第２振幅スペクトルを出力する抑圧部と、
前記第２振幅スペクトルを高速逆フーリエ変換して前記フィルタ信号を出力する高速逆フーリエ変換器と
を含むことを特徴とする請求項１記載の周波数同期回路。
入力信号に周波数オフセットの累積推定値を乗じて前記周波数オフセットを除去しオフセット除去信号を出力するオフセット除去部と、
前記オフセット除去信号を第１の逓倍比で逓倍して第１逓倍信号を出力する第１の逓倍部と、
前記第１逓倍信号中の雑音を抑圧してフィルタ信号を出力するフィルタと、
前記フィルタ信号を第２の逓倍比で逓倍して第２逓倍信号を出力する第２の逓倍部と、
前記第２逓倍信号から前記周波数オフセットを推定して前記累積推定値及び残留推定値を出力する推定部と、
前記残留推定値が許容範囲内に収まるように前記第２逓倍比を設定する設定部と、
を具備することを特徴とする周波数同期回路。
前記入力信号はある変調方式で変調されたシンボルを含み、
前記第１の逓倍比は、前記第１の逓倍部により前記受信ベースバンド信号の変調成分が除去されるように設定されることを特徴とする請求項６記載の周波数同期回路。
変調されたシンボルを含む受信ベースバンド信号または前記オフセット除去信号のいずれか一方を一時的に記憶して前記入力信号として出力するバッファと、
前記残留推定値の絶対値が閾値未満であれば前記受信ベースバンド信号が前記バッファに記憶され、前記推定値の絶対値が予め定める前記閾値以上であれば前記オフセット除去信号が前記バッファに記憶されるように前記バッファの入力を切り替える切り替え部と、を更に具備することを特徴とする請求項６記載の周波数同期回路。
前記第１逓倍信号を高速フーリエ変換して振幅スペクトルを出力する高速フーリエ変換器と、
前記振幅スペクトルを二乗した電力スペクトルから前記第１逓倍信号の帯域幅を推定する帯域幅推定部と、
前記帯域幅が予め定める閾値以上であれば、前記第１の逓倍比をより大きく設定する設定部と、
を更に具備することを特徴とする請求項６記載の周波数同期回路。
前記フィルタは、
前記第１逓倍信号を高速フーリエ変換して第１振幅スペクトルを出力する高速フーリエ変換器と、
前記第１振幅スペクトルを二乗した電力スペクトルから、前記第１逓倍信号の周波数オフセットを推定する逓倍周波数オフセット推定部と、
前記第１逓倍信号の周波数オフセットに基づいて前記第１振幅スペクトルの雑音を抑圧して、第２振幅スペクトルを出力する抑圧部と、
前記第２振幅スペクトルを高速逆フーリエ変換して前記フィルタ信号を出力する高速逆フーリエ変換器と
を含むことを特徴とする請求項６記載の周波数同期回路。
変調されたシンボルを含む受信信号をダウンコンバートして、受信ベースバンド信号を出力する受信部と、
前記受信ベースバンド信号から周波数オフセットを除去して、オフセット除去信号を出力する請求項１記載の周波数同期回路と、
前記シンボルのタイミングを同期するシンボル同期部と、
前記タイミングに従ってシンボルを復調する復調部と
を具備することを特徴とする受信装置。
受信ベースバンド信号を第１の逓倍比で逓倍して第１逓倍信号を出力し、
前記第１逓倍信号中の雑音を抑圧してフィルタ信号を出力し、
前記フィルタ信号を第２の逓倍比で逓倍して第２逓倍信号を出力する第２の逓倍部と、
前記第２逓倍信号から前記受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定して推定値を出力し、
前記受信ベースバンド信号に前記推定値を乗じて前記周波数オフセットを除去する
ことを特徴とする周波数同期方法。
コンピュータを
受信ベースバンド信号を第１の逓倍比で逓倍して第１逓倍信号を出力する第１の逓倍手段、
前記第１逓倍信号中の雑音を抑圧してフィルタ信号を出力するフィルタ手段、
前記フィルタ信号を第２の逓倍比で逓倍して第２逓倍信号を出力する第２の逓倍手段、
前記第２逓倍信号から前記受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定して推定値を出力する推定手段、
前記受信ベースバンド信号に前記推定値を乗じて前記周波数オフセットを除去するオフセット除去手段
として機能させるための周波数同期プログラム。