TWI481220B - 正交分頻多工（ｏｆｄｍ）接收器的最大通道延遲之估計方法以及循環字首（ｃｐ）求平均方法 - Google Patents

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Description

正交分頻多工(OFDM)接收器的最大通道延遲之估計方法以及循環字首(CP)求平均方法
本發明揭露一種在正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)接收器中，用於信噪比的提高與載波間干擾的減少而添加循環字首與主要OFDM信號時所需的最大通道延遲的準確的估計方法，及利用被測量的最大通道延遲以求得要使用於循環字首(Cyclic Prefix,CP)求平均的循環字首的一部分的方法。
正交分頻多工(OFDM)方式係為一種通訊會話之寬頻調變方法，主要是將被分配的頻率帶域幅分割成多個窄帶頻率子帶，每個頻率子帶包括無線頻率(亦即射頻(Radio Frequency,RF))之副載波，且每個副載波相對於其他子通道的射頻副載波係以數學形式形成正交(Orthogonal)狀態。該副載波的正交性允許其個別頻譜與其他載波之間以無干擾方式進行重疊。由於將頻率帶域幅分割成多個正交的頻率子帶，因此OFDM方式可以達到較高的資料傳送速度以及非常有效率地使用該頻率帶域幅。
在使用上述之OFDM方式的系統中，為了消除可能因為採用多重路徑干擾衰減(Multipath Fading)而導致符元間干擾(Inter Symbol Interference,ISI)，必須使長度與最大多重路徑干擾延遲(Multipath Delay)(以下稱為“最大通道延遲”)所相對應的循環字首位於主要OFDM符元(Main OFDM Symbol)的前端。雖然上述之方法能在因多重路徑干擾衰減而發生的最大通道延遲小於循環字首的長度的情況下，可以消除ISI，但是也會造成系統冗餘(System Redundancy)，並且降低頻譜效率(Spectral Efficiency)。其中循環字首(CP)是指為防止通道間干擾而插入於保護區間(Guard Interval,GI)區間的信號，在OFDM傳送方式中為了消除因多重路徑引起的符元間干擾而插入GI。但是當GI區間沒有信號時，副載波的正交特性會消失，同時會發生通道間干擾。為了防止發生此干擾，將符元區間後端的一部分信號進行複製並插入，並稱該信號為循環字首(CP)。
而且，使用上述之OFDM方式的系統其最大缺點之一為：當存在載波頻率偏移(Carrier Frequency Offset)時，或是當收發器之間的相對變動而產生通道變動(Channel Variation)時，因而發生載波間干擾(Inter-carrier Interference,ICI)，從而導致接收器的操作性能嚴重低落。
這種情況下，由於沒有ISI時，循環字首與主要OFDM符元的後端部分是準確一致的信號。因此，在OFDM接收器中不應捨棄該循環字首，而是添加至與主要OFDM符元的循環字首相同的部分之後，再求得平均(將此稱為CP求平均)，以提高下列操作性能：首先，改善主要OFDM符元中藉由添加方式求得平均部分的信噪比；以及減少載波之間的干擾。
為了採用上述之CP求平均方法，需要採用循環字首中沒有ISI的部分，因為如果使用存在ISI的部分進行CP求平均，反而導致接收器的操作性能低落。因此，為此需要測量最大通道延遲，從而只將不存在ISI的部分用於上述之CP求平均方法。
雖然習知技術提出類似於上述CP求平均的方法，並且利用通道延遲擴展(Channel Delay Spread)，而提出採用一部分的循環字首之方法。但是習知技術尚未提出對最大通道延遲進行測量之方法，僅止於對延遲擴展進行測量。此外，雖然習知技術提出許多對延遲擴展進行測量的方法，但在OFDM接收器中對最大通道延遲進行測量的具體方法與將其連接於CP求平均的方法迄今尚未被提出。
為了解決上述問題，本發明的目的在於提供一種在OFDM接收器中採用CP求平均方法以測量最大通道延遲，以達到最大操作性能的方法，以及利用測量得到的最大通道延遲，以求得被使用於CP求平均的循環字首的一部分的方法，以改善信噪比以及減少載波間干擾，以提高OFDM接收器的操作性能。
為了達到上述目的，本發明之最大通道延遲的估計方法，其特徵在於，在適用於正交分頻多工(OFDM)接收器的最大通道延遲的估計方法中，對通道脈衝響應(Channel Impulse Response,CIR)信號的平均功率進行估計，並對估計的該平均功率乘以一可設定常數，以決定一第一臨限值(Threshold)T1，接著當該通道脈衝響應(CIR)的個別取樣功率值小於該第一臨限值T1時，使該個別取樣(Sample)功率值設為0以抑制噪音，並對經過噪音抑制(Suppression)之後的該CIR信號執行一最大通道延遲估計之步驟。
本發明之最大通道延遲的估計方法將該通道脈衝響應(CIR)信號區分成長度大於1的複數延遲群(Delay Group)，並利用該些延遲群的能量。並且將該些延遲群的大小設置為相對應於典型的市區通道TU6(Typical Urban 6)的最大通道延遲值，亦即50 μs，並且將該些延遲群的大小設置為大於該TU6的最大通道延遲值之最小的2冪次方。
本發明之最大通道延遲的估計方法將該些延遲群的能量經過複數個OFDM符元進行累積，並且當該些OFDM符元與該些延遲群的能量累積時，同步將估計的該通道脈衝響應(CIR)的該平均功率在相同的該OFDM符元期間進行累積，以求得一累積CIR平均功率，並利用該累積CIR平均功率進行估計。另外，其特徵在於，對該累積CIR平均功率乘於該可設定常數，以決定一第二臨限值T2後，在累積的該些延遲群的能量中從延遲最大的延遲群的能量開始與該第二臨限值T2進行比較，以求得大於該第二臨限值T2且求得延遲最大的延遲群的指數(Index)之後，以決定該最大通道延遲之估計步驟。
而且，用於決定該第二臨限值T2所使用的該可設定常數係採用下列方式設定並使用：當多普勒擴展(Doppler Spread)或通道波動較大時將該可設定常數設為較大的值之使用方式，當多普勒擴展或通道波動較小時將該可設定常數設為較小的值之使用方式，以及當利用較高階調變方案(Higher Modulation Scheme)時將該可設定常數設為較小值之使用方式。
此外，本發明提供一種適用於OFDM接收器的最大通道延遲的估計方法，其特徵在於該估計方法包括下列步驟：執行一通道脈衝響應(CIR)信號的一平均功率之估計步驟；將估計的該通道脈衝響應(CIR)信號的該平均功率乘於一可設定常數，以決定一第一臨限值T1，並利用該第一臨限值T1區分該通道脈衝響應(CIR)信號為一延遲通道成分(Delayed Channel Component)與不需要的一噪音成分之後，當判斷為該噪音成分時，執行消除該噪音成分的噪音抑制之步驟；將該通道脈衝響應(CIR)信號的取樣區分成適當大小的複數延遲群，並求得每一該些延遲群的群內CIR成分能量之延遲群平均功率之估計步驟；使估計的該些延遲群的能量在一預定數量的OFDM符元期間執行累積運算(Accumulation)的一累積延遲群運算步驟；使估計的該通道脈衝響應(CIR)的該平均功率在該預定數量的OFDM符元期間執行累積運算的一累積CIR平均功率之估計步驟；以及利用估計的該累積CIR平均功率，以決定一第二臨限值T2，並且比較該第二臨限值T2與該累積延遲群能量的大小之後，尋找出能量大於該第二臨限值T2且延遲最大的延遲群，以決定該最大通道延遲的步驟。
另外，本發明提供一種利用下列公式1及公式2以執行CP求平均的方法，其中係利用上述之最大通道延遲的估計方法所估計的最大通道延遲：
準備利用的循環字首的開始點=L*(D+1)‥‥‥‥‥‥‥‥.‥‥‥‥‥‥【公式1】
準備利用的循環字首的結束點=循環字首的結束點‥‥‥‥‥【公式2】
其中，L係指延遲群的大小，且D係指具有最大延遲通道成分的延遲群的指數。
如上所述，本發明提供一種在OFDM接收器中採用CP求平均方法，為了達到最大性能而準確地對最大通道延遲進行測量的方法及裝置；並且提供一種利用被測量的最大通道延遲而求得使用於CP求平均的循環字首中的一部分的方法及裝置，藉由CP求平均來提高信噪比及減少載波間干擾，以提高OFDM接收器的性能之效果。
為讓本發明之上述內容能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：
第1圖繪示習知技術中OFDM收發系統的方塊示意圖；第2圖繪示習知技術中求得CIR的各種方塊示意圖；以及第3圖繪示習知技術中利用離散傅立葉反變換((Inverse Discrete Fourier Transform,IDFT)的頻率軸插值(Interpolation)的通道估計方法之示意圖。
在說明本發明的最大通道延遲估計方法的實施例之前，先對使用於OFDM接收器的現有實施例作說明，其為實施本發明技術之前必須執行的過程及方法，依據理論的推演與理解的便利考量，在對此進行說明之後，再對本發明的實施方式作詳細的描述。
第1圖繪示典型的OFDM收發系統，該OFDM發送器包括通道編碼器(Channel Encoder)110、交錯器(Interleaver)120、符元映射器(Symbol Mapper)130、IDFT模組140、循環字首(CP)插入(Insertion)模組150、數位/類比轉換器(Digital-to-Analog Converter,DAC)160、基帶射頻轉換器(BB-to-RF converter)170以及天線180等元件。
在這種情況下，該通道編碼器110係用於提高收發系統對於可加性高斯白雜訊(Additive White Gaussian Noise,AWGN)、多重路徑干擾以及時間選擇性衰減干擾(Time-selective Fading Interference)等之可信度(Reliability)，以利用研製好的方法對原來的資料添加少量的冗餘(Redundancy)資訊(或是奇偶校驗(Parity))之過程。
該交錯器120用於將區間誤差轉換成離散誤差，主要是因為一般的通道解碼(Channel Coding)之方法對於該區間誤差的解碼能力較差之故。
該符元映射器130用於將位元流(Bit Stream)映射(Mapping)成為符元之處理模組，與此相應的有M進制正交振幅調變訊號(Quadrature Amplitude Modulation,QAM)、M進制相位位移鍵訊號(Phase-shift Keying,PSK)等。
該IDFT模組140用於執行OFDM調變(Modulation)，該循環字首插入模組150的作用如下：為了消除長度小於一預定大小的多重路徑干擾衰減所造成的ISI之影響，將IDFT模組140輸出，亦即將主要OFDM符元的後端部分添加到符元前端，直到循環字首插入模組150之前為止係為數位信號流。數位/類比轉換器(DAC)160用於將數位信號轉換成類比信號。最後，將被數位/類比轉換器(DAC)160轉換的類比基帶(Baseband)信號經由基帶射頻轉換器(BB-to-RF Converter)170轉換成為一射頻信號，並利用該天線180進行發送該射頻信號。
如第1圖所示，該OFDM接收器包括天線210、射頻基帶轉換器(RF-to-BB converter)220、類比/數位轉換器(Analog-to-Digital Converter,ADC)230、數位前端(Digital Front-End)240、循環字首消除(Removal)器250、離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform,DFT)模組260、符元同步裝置(Symbol Synchronizer)255、通道估計器(Channel Estimator)275、符元解映射器(Symbol Demapper)270、解交錯器(Deinterleaver)280以及通道解碼器(Channel Decoder)290等元件。
上述之OFDM接收器的簡單執行步驟如下所述：首先該天線210接收到的信號利用該射頻基帶轉換器220轉換成類比基帶信號，並且該類比基帶信號經由該類比/數位轉換器(ADC)230轉換成為數位基帶信號。數位前端模組240具有各種元件以及執行各種功能，主要包括：自動增益控制(Auto Gain Control,AGC)、直流偏移(DC Offset)消除器、IQ不平衡補償器、鄰接通道干擾(Adjacent Channel Interference,ACI)/同通道干擾(Co-channel Interference,CCI)消除濾波器、載波頻率錯誤補償器以及取樣頻率錯誤補償器等元件以及功能。
在這種情況下，符元同步裝置255與循環字首消除器250的作用如下：尋找不發生ISI的主要OFDM符元的開始點之後消除循環字首，只將主要OFDM符元傳達到下一個模組，亦即該DFT模組260。
該通道估計器275用於對通道的頻率回應執行估計的步驟，然後以此為基礎，該符元解映射器270用於對原來的位元流執行恢復的步驟，在大多數的情況下，利用軟式決策(Soft Decision)將位元流並不是以二進位數字碼表現，而是以軟式值(Soft Value)的形態呈現之後，再傳遞到下一個步驟過程。
該接收器的解交錯器280相對應於該發送器的交錯器120而執行相反的動作，該通道解碼器290利用附加的冗餘資訊(或者奇偶校驗)，以對通道中所發生的誤差進行更正或是檢測。
在該OFDM接收器中，對接收信號進行DFT模組260之後，利用該符元解映射器270對原來的位元流進行解調，而在使用相位位移鍵(PSK)控制與正交振幅調變等符元映射(Symbol Mapping)法的情況下，需要對通道的頻率響應進行估計才能進行解調。但是，當採用差分調變(Differential Modulation)的地面數位多媒體廣播(Terrestrial-Digital Multimedia Broadcasting,T-DMB)系統中，不用對通道頻率的響應進行估計，也可將原來的資料解調出來。
而且，該OFDM接收器可利用多種方法求得通道脈衝回應(CIR)：如第2圖之情況I所示，首先，當需要對通道的頻率響應進行估計才可以進行解調的情況下，對所估計的通道頻率響應進行IDFT之後求得CIR；如第2圖之情況II所示，當並非一定要對通道的頻率響應進行估計的情況下，利用符元解映射器270所恢復的原資料以及DFT模組260的輸出，當得到附加的通道頻率響應之後，輸出至IDFT模組140進行處理，藉以產生通道脈衝回應(CIR)。
但大多情況使用如下方式：為了達到符元同步與頻率同步，除了一般的OFDM符元以外，在該OFDM接收器中還將已知的特殊符元以週期性地配置之後進行傳送。例如在CMMB移動電視系統中將信標符元以25 ms的區間週期性地進行傳送，而在T-DMB移動電視系統中將基準相位符元(Phase Reference Symbol)以週期性地進行傳送，在無線區域網(WLAN)系統中將長/短訓練符元(Long/Short Training Symbol)在每個幀進行傳送。在上述之情況下，如第2圖之情況III所示，對特殊符元經過DFT模組260的處理之後，利用已知的頻域資料(Frequency Domain Data)，以對通道的頻率響應進行估計，之後同樣地輸出至IDFT模組140進行處理，藉以產生通道脈衝回應(CIR)。
另外，在第2圖之情況I，還有一種通道估計器自身包括用以求出CIR的過程之方法。例如，在提供有導頻副載波的系統中，利用所述方法對通道頻率響應進行估計，主要是利用時間插值模組310與頻率軸插值方法。其中下列的頻率軸插值方法較為常用：對時間軸插值的結果進行IDFT處理而求得CIR之後，將不需要的成分如混疊(Alias)成分利用噪音/混疊抑制模組320以執行消除之方法，亦即當消除不需要的成分之CIR即為所需要的通道脈衝回應(CIR)信號，如第3圖所示。
本發明提供一種利用如上所述之實施例的多種方法所得出CIR以求出最大通道延遲之方法。
接著參照後附圖式對本發明的實施例作詳細說明，第4圖繪示依據本發明實施例中最大通道延遲的估計方法之示意圖；第5圖繪示依據本發明第4圖中噪音抑制之示意圖；第6圖繪示依據本發明實施例中最大通道延遲之示意圖；第7圖繪示依據本發明實施例中最大通道延遲的測量方法之CP求平均方案(CP Averaging Scheme)示意圖；以及第8圖繪示依據本發明實施例中最大通道延遲的估計步驟之流程圖。
如第4圖及第8圖所示，利用CIR求得最大通道延遲的方法是由多個處理模組構成，該最大通道延遲的估計方法詳細說明如下。
首先利用CIR平均功率估計模組執行對CIR信號的平均功率之估計步驟(S510)。
接著，該被估計的CIR信號之平均功率乘以一可設定常數，藉以決定第一個臨限值T1，例如T1=λ*x，其中λ為一預定比值，x為CIR的平均功率，並利用該臨限值T1區分該通道脈衝響應(CIR)信號為延遲通道成分與不需要的噪音成分之後，當判斷出噪音成分時，利用噪音抑制模組執行噪音抑制之步驟(S520)，以消除該噪音成分。
然後將所述CIR的取樣分成適當大小的複數延遲群，並且利用用於求得延遲群內CIR成分能量的延遲群平均功率估計模組來估計每個延遲群，以執行延遲群平均功率之估計步驟(S530)。接著，藉由一累積延遲群運算模組將被估計的該些延遲群之能量值在一預定數量的OFDM符元期間執行累積運算(Accumulation)，亦即利用所述累積延遲群運算模組，以執行累積延遲群運算步驟(S540)。
隨後利用該累積延遲群運算模組將被估計的CIR平均功率在該預定數量的OFDM符元期間執行累積運算，亦即利用所述累積延遲群運算模組，以執行累積CIR平均功率估計步驟(S550)。
最後，利用如下估計最大通道延遲的模組以對適用於OFDM接收器的最大通道延遲進行估計步驟(S560)。其中該估計最大通道延遲的模組利用該估計的累積CIR平均功率來決定第二臨限值T2，並將該第二臨限值T2與累積延遲群能量的大小進行比較之後，尋找出具有大於第二臨限值T2的能量且延遲最大的延遲群，以決定最大通道延遲。
另一方面，如第5圖所示，本發明在CIR信號中區分出延遲通道成分與噪音成分之後，藉由消除噪音成分，可以求得更加準確的CIR信號，從而更加準確地估計最大通道延遲。這要依據CIR的平均功率與構成CIR信號的個別取樣值的功率的比值大小來進行判斷。
一般情況下，OFDM接收器操作時的信噪比係為大於0 dB之值，並且在CIR信號中延遲通道成分所相應的取樣數與整個取樣數相比非常少，亦即，整個CIR信號功率僅集中於幾個取樣的延遲通道成分。
因此，存在延遲通道成分的取樣平均功率遠大於只存在噪音的取樣平均功率，利用上述之特性決定適當的臨限值之後，功率小於該臨限值的取樣，可以認為延遲通道成分不存在而只存在噪音的可能性較高，此能使在後續求得延遲群之平均功率時有效提高其準確性。
另外，本發明將消除噪音的CIR信號分成包括一預定數量取樣的延遲群，並求得每個延遲群的能量之後，利用該些能量值對最大通道延遲進行估計，從而提高延遲通道成分存在時與不存在時的識別能力。
亦即，當延遲群內存在延遲通道成分時，大部分的延遲通道成分在噪音抑制步驟中不能被消除，而被保留下來。一般的通道延遲譜具有基本通道脈衝回應曲線，並且由該基本通道脈衝回應曲線(CIR Profile)的延遲版本(Delayer Version)而構成。
例如，TU6通道變成基本通道脈衝響應曲線，而移動單頻網(Mobile SFN)通道以TU6通道脈衝回應曲線與其延遲版本相加的形態構成。
當延遲群的大小能足夠包含基本通道脈衝回應曲線時，延遲群的總能量的值遠大於個別取樣個別的延遲通道成分的能量。但是在噪音的情況下，大部分都在噪音抑制過程中被消除掉而只剩下一部分，並且個別取樣所包含的噪音本身就小於信號，因此只存在有噪音的延遲群的能量與被保存下來的個別取樣類別的能量沒有多少差異。從而將各個取樣組成延遲群後的能量在有延遲通道成分與沒有延遲通道成分時的差距會變得非常大。
另外，本發明提供之區分為延遲群的方法，可以減少在之後的過程中求出經過各個OFDM符元的累積值時所需的記憶體的容量。具體來說，當使用的延遲群的大小設為L時，可將所需配置的記憶體容量減少為1/L。
並且，在一較佳實施例中，延遲群的大小係依據上述之基本通道脈衝回應的延遲大小來決定。例如，TU6通道的延遲大小為50 μs，該長度在手持數位視頻廣播(Digital Video Broadcasting Handheld，DVB-H)的8 MHz帶寬+8K模式中相當於46個取樣，而在中國移動多媒體廣播(CMMB)的8 MHz帶寬模式(Bandwidth Mode)中相當於50個取樣。
在一實施例中，由於循環字首的長度使用2的冪次方之數值，所以當延遲群的大小也為約數時較為方便，因此在一較佳實施中，延遲群的大小為大於或是等於基本CIR延遲大小之最小的2冪次方。亦即，上述之DVB-H與CMMB的例子中較佳的取樣數量係為64個。
另外，本發明提供如下方法：由於OFDM收發器之間的相對變動等，會隨著時間CIR發生變化，這種情況下，有必要從時間的角度對平均的最大通道延遲進行估計時，使CIR延遲群的能量在一定數量的OFDM符元進行累積的方法。在這種情況下，決定第二臨限值T2而所需的CIR平均功率也同樣需要在相同的OFDM符元進行累積，其中該第二臨限值T2用於決定最大通道延遲。
另一方面，本發明所提供的最大通道延遲估計的最後步驟中，各延遲群的累積能量決定出比累積CIR平均功率所導出的第二臨限值T2更大的最大延遲。在一較佳實施例中，該第二臨限值T2係為α*x，其中α係為一預定比值，x為累積CIR平均功率，在這種情況下的α值可以設定為固定的值進行使用，如第6圖所示；亦可設定為自適應(Adaptive)方式進行運用。
當增大α值時，較小的延遲通道成分被忽略的可能性變大，跟著循環字首的更多部分被使用於CP求平均的可能性變大。這時由被忽略的延遲通道成分發生ISI，從而會導致性能低落。相反地，循環字首的更多部分被利用，從而使得噪音抑制效果與載波間干擾抑制效果變大。因此可以通過如下方法，以自適應方式進行運用。
第一，測量通道波動或者多普勒擴展後，由於這些值越大載波間干擾的影響越大，因此將α值設定為使更多循環字首的部分被利用於CP求平均。
第二，在高階調變方案(例如，16-正交振幅調變相較於Q相位位移鍵是一種高階調變方案)中對ISI的影響比較敏感，因此將α值設定為較小的值，從而對於較小的延遲通道成分也進行檢測，而大幅降低ISI的影響。
在本發明中，利用本發明提供的方法所得到的最大通道延遲定義為D時，該值如以下公式所示，被使用於決定出CP求平均時所使用的循環字首的部分。
準備利用的循環字首的開始點=L*(D+1)　【公式1】
準備利用的循環字首的結束點=循環字首的結束點　【公式2】
這時，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲通道成分的延遲群的指數。
本發明提供用於決定第一臨限值T1所使用的λ值、決定第二臨限值T2所使用的α值、延遲群的大小L、用於求得累積時OFDM符元數N是以參數化(Parametric)方式實施。
例如以硬連線邏輯(Hard-wired Logic)實施的情況下，係指可利用暫存器的形態進行設定。因此根據被使用的系統、通道環境、調變方案等特性適當地進行設定之後進行使用。特別是，α值利用檢測多普勒擴展之後自動被設定而使用時，能夠進一步提高CP求平均的性能。
雖然本發明已用較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
110．．．通道編碼器
120．．．交錯器
130．．．符元映射器
140．．．IDFT模組
150．．．循環字首插入模組
160．．．數位/類比轉換器
170．．．基帶射頻轉換器
180．．．天線
210．．．天線
220．．．射頻基帶轉換器
230．．．類比/數位轉換器
240．．．數位前端
250．．．循環字首消除器
255．．．符元同步裝置
260‧‧‧離散傅立葉變換模組
270‧‧‧符元解映射器
275‧‧‧通道估計器
280‧‧‧解交錯器
290‧‧‧通道解碼器
310‧‧‧時間插值模組
320‧‧‧噪音/混疊抑制模組
S510~S560‧‧‧步驟
第1圖繪示習知技術中OFDM收發系統的方塊示意圖；
第2圖繪示習知技術中求得CIR的各種方塊示意圖；
第3圖繪示習知技術中利用離散傅立葉反變換(IDFT)的頻率軸插值的通道估計方法之示意圖；
第4圖繪示依據本發明之實施例中最大通道延遲的估計方法之示意圖；
第5圖繪示依據本發明第4圖中噪音抑制之示意圖；
第6圖繪示依據本發明之實施例中最大通道延遲之示意圖；
第7圖繪示依據本發明之實施例中最大通道延遲的測量方法的CP求平均方案之示意圖；以及
第8圖繪示依據本發明之實施例中最大通道延遲的估計方法之步驟流程圖。
S510~S560．．．步驟

Claims (9)

  1. 一種適用於正交分頻多工(OFDM)接收器的最大通道延遲的估計方法，其特徵在於：對一通道脈衝響應(CIR)信號的一平均功率進行估計，並對估計的該平均功率乘以一可設定常數，以決定一第一臨限值T1，接著當該通道脈衝響應(CIR)的個別取樣功率值小於該第一臨限值T1時，使該個別取樣功率值設為0以抑制噪音，並對經過噪音抑制之後的該CIR信號執行一最大通道延遲之估計步驟。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之最大通道延遲的估計方法，其中將該通道脈衝響應(CIR)信號區分成長度大於1的複數延遲群，並利用該些延遲群的能量。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之最大通道延遲的估計方法，其中將該些延遲群的大小設置為相對應於典型的市區通道(TU6)的最大通道延遲值，亦即50μs，並且將該些延遲群的大小設置為大於該TU6的最大通道延遲值之最小的2冪次方。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之最大通道延遲的估計方法，其中將該些延遲群的能量經過複數個OFDM符元進行累積，並且當該些OFDM符元與該些延遲群的能量累積時，同步將估計的該通道脈衝響應(CIR)的該平均功率在相同的該OFDM符元期間進行累積，以求得一累積CIR平均功率，並利用該累積CIR平均功率進行估計。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之最大通道延遲的估計方法，其中對該累積CIR平均功率乘於該可設定常數，以決定一第二臨限值T2後，在累積的該些延遲群的能量中從延遲最大的延遲群的能量開始與該第二臨限值T2 進行比較，以求得大於該第二臨限值T2且求得延遲最大的延遲群的指數之後，以決定該最大通道延遲之估計步驟。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之最大通道延遲的估計方法，其中用於決定該第二臨限值T2所使用的該可設定常數係採用下列方式設定並使用：當多普勒擴展或通道波動較大時將該可設定常數設為較大的值之使用方式，當多普勒擴展或通道波動較小時將該可設定常數設為較小的值之使用方式，以及當利用較高階調變方案時將該可設定常數設為較小值之使用方式。
  7. 如申請專利範圍第1-6項中任一項所述之最大通道延遲的估計方法，其中被估計的該最大通道延遲利用下述公式1以及公式2，以用於執行循環字首(Cyclic Prefix,CP)求平均的方法：準備利用循環字首的開始點=L*(D+1) 【公式1】 準備利用循環字首的結束點=循環字首的結束點 【公式2】其中，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲通道成分的延遲群的指數。
  8. 一種適用於OFDM接收器的最大通道延遲的估計方法，其特徵在於該估計方法包括下列步驟：執行一通道脈衝響應(CIR)信號的一平均功率之估計步驟；將估計的該通道脈衝響應(CIR)信號的該平均功率乘於一可設定常數，以決定一第一臨限值T1，並利用該第一臨限值T1區分該通道脈衝響應(CIR)信號為一延遲通道成分與不需要的一噪音成分之後，當判斷為該噪音成分時，執行消除該噪音成分的噪音抑制之步驟； 將該通道脈衝響應(CIR)信號的取樣區分成適當大小的複數延遲群，並求得每一該些延遲群的群內CIR成分能量之延遲群平均功率之估計步驟；使估計的該些延遲群的能量在一預定數量的OFDM符元期間執行累積運算(Accumulation)的一累積延遲群運算步驟；使估計的該通道脈衝響應(CIR)的該平均功率在該預定數量的OFDM符元期間執行累積運算的一累積CIR平均功率之估計步驟；以及利用估計的該累積CIR平均功率，以決定一第二臨限值T2，並且比較該第二臨限值T2與該累積延遲群能量的大小之後，尋找出能量大於該第二臨限值T2且延遲最大的延遲群，以決定該最大通道延遲的步驟。
  9. 一種利用下列公式1及公式2以執行CP求平均的方法，其中係利用申請專利範圍第8項所述之最大通道延遲的估計方法所估計的最大通道延遲：準備利用的循環字首的開始點=L*(D+1)••••••••••••••••••••••••••••【公式1】 準備利用的循環字首的結束點=循環字首的結束點••••••••••【公式2】其中，L係指延遲群的大小，且D係指具有最大延遲通道成分的延遲群的指數。
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