KR101148843B1

KR101148843B1 - 오에프디엠 수신기에 적용되는 최대 채널 딜레이를 추정하는 방법 및 시피에버리징 방법

Info

Publication number: KR101148843B1
Application number: KR1020090056831A
Authority: KR
Inventors: 김범진
Original assignee: (주)에프씨아이
Priority date: 2009-06-25
Filing date: 2009-06-25
Publication date: 2012-07-09
Also published as: TWI481220B; US20100329400A1; CN101938446B; KR20100138341A; TW201110606A; US8391423B2; CN101938446A

Abstract

본 발명은 OFDM 방식을 사용하는 통신시스템 상에서 동작되는 OFDM 수신기에서 최대 Channel Delay를 추정하는 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 SNR 향상과 ICI 감소를 위해 Cyclic Prefix와 Main OFDM 신호를 더함에 있어 필요한 최대 Channel Delay를 추정하는 방법을 제공하고, 아울러 측정된 최대 Channel Delay를 이용하여 CP Averaging에 사용될 Cyclic Prefix의 일부분을 취하는 방법을 제공함으로써 OFDM 수신기의 성능을 높일 수 있는 효과를 가진다.

OFDM 수신기, ICI, 최대 Channel Delay, CP Averaging

Description

오에프디엠 수신기에 적용되는 최대 채널 딜레이를 추정하는 방법 및 시피에버리징 방법 {Estimating method for max channel delay and CP averaging method in OFDM receiver}

본 발명은 OFDM 수신기에서 SNR 향상과 ICI 감소를 위해 Cyclic Prefix와 Main OFDM 신호를 더함에 있어 필요한 최대 Channel Delay를 정확하게 추정하는 방법과, 측정된 최대 Channel Delay를 이용하여 CP Averaging에 사용될 Cyclic Prefix의 일부분을 취하는 방법에 관한 것이다.

OFDM(직교 주파수 분할 다중화) 방식은 통신 세션을 위해 할당된 주파수 대역폭을 복수의 협대역 주파수 부대역으로 분할하는 광대역 변조 방식으로서, 각 부대역은 무선 주파수(RF) 부반송파를 포함하며, 각 부반송파는 다른 부채널들 각각에 포함된 RF 부반송파에 대해 수학적으로 직교한다. 상기 부반송파들의 직교성은 그들의 개별 스펙트럼들이 다른 반송파들과의 간섭없이 중첩됨을 허용한다. 주파수 대역폭을 복수의 직교 부대역들로 분할함으로 말미암아 OFDM 방식은 높은 데이터 전송 속도와 매우 효율적인 대역폭 사용이 가능하다.

이러한 OFDM 방식을 사용하는 시스템에서는 Multipath Fading에 의해 발생할 수 있는 ISI(Inter-symbol Interference, 심볼간간섭)를 없애기 위하여 발생 가능한 최대 Multipath Delay(이하, 이를 “최대 Channel Delay”라고 함)에 해당되는 길이의 Cyclic Prefix를 Main OFDM Symbol 앞에 위치시킨다. 이 방법은 Multipath Fading에 의해 발생하는 최대 Channel Delay가 Cyclic Prefix의 길이보다 작은 경우 완벽하게 ISI를 없앨 수 있게 해 준다. 하지만 이것은 System Redundancy가 되어 Spectral Efficiency를 떨어뜨리는 단점도 있다. 여기에서 CP(Cyclic Prefix, 주기적전치부호)는 채널 간 간섭을 방지하기 위하여 가드 인터벌(GI) 구간에 삽입하는 신호를 말하며, 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 전송 방식에서 다중 경로에 의한 심볼 간 간섭을 제거하기 위해 GI를 삽입한다. 그러나 GI 구간에 신호가 없으면 서브캐리어의 직교성이 무너져 채널 간 간섭이 발생한다. 이를 방지하기 위하여 심볼 구간 뒷부분의 신호 일부를 복사하여 삽입하며, 이 신호를 주기적 전치 부호(CP)라고 한다.

그리고, 이러한 OFDM 방식을 사용하는 시스템의 큰 약점 중의 하나는 Carrier Frequency Offset이 존재하거나 송수신기 사이의 상대적 움직임으로 인해 Channel Variation이 존재하면 이로 인해 ICI(Inter-carrier Interference)가 발생하여 수신기의 성능을 심각히 저하시킬 수 있다는 것이다.

이 경우, 만약 ISI가 없다면 Cyclic Prefix는 Main OFDM Symbol의 뒤 부분과 정확히 동일한 신호이다. 그래서 OFDM 수신기에서는 이 Cyclic Prefix를 그냥 버리지 않고 Main OFDM Symbol의 Cyclic Prefix와 동일한 부분에 더하여 평균을 취함으로써(이를 CP Averaging 이라고 하자) 다음과 같은 성능 향상을 얻을 수 있다. 먼 저, Main OFDM Symbol 중 더하여 평균을 취하는 부분의 SNR을 개선할 수 있다. 또한, ICI를 줄일 수 있다.

이러한 CP Averaging 방법을 적용하기 위해서는 Cyclic Prefix 중 ISI가 없는 부분만을 취할 수 있어야 하는데, 이는 ISI가 있는 부분으로 CP Averaging 하면 오히려 이로 인한 성능 저하가 발생할 수 있기 때문이다. 그러므로 이를 위해서는 최대 Channel Delay를 측정하여 ISI가 없는 부분만을 CP Averaging에 이용할 수 있도록 해야만 한다.

종래에도 이러한 CP Averaging과 동일하거나 유사한 방법을 제시한 바 있다. 그리고 이 때 Channel Delay Spread를 고려하여 Cyclic Prefix의 일부분을 취하는 방법을 제시한 바 있다. 하지만 Delay Spread가 아닌 최대 Channel Delay를 측정하여 사용하는 방법은 제시된 바가 아직은 없다. 또한 이러한 Delay Spread를 측정하는 방식은 기존에 많이 제시되어 있지만, OFDM 수신기에서 최대 Channel Delay를 측정하는 구체적인 방법과 이를 CP Averaging과 연계한 방법은 아직까지는 제시된 바가 없다.

본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 OFDM 수신기에서 CP Averaging 방법을 적용하여 최대 성능을 내기 위해 최대 Channel Delay를 측정하는 방법을 제공하고 이렇게 측정된 최대 Channel Delay를 이용하여 CP Averaging에 사용될 Cyclic Prefix의 일부분을 취하는 방법을 제공하 여 SNR의 개선과 ICI의 감소를 통해 OFDM 수신기의 성능을 향상시키는데 있다.

상기한 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 최대 채널지연를 추정하는 방법은, 오에프디엠(OFDM) 수신기에 적용되는 최대 채널지연(Channel Delay)를 추정하는 방법에 있어서, 채널충격응답(Channel Impulse Response, CIR)의 평균 전력을 추정하고 상기 추정된 값에 설정 가능한 수를 곱하여 첫 번째 문턱값(Threshold) T1를 결정한 후 개별 샘플(Sample) 전력이 상기 문턱값 T1보다 작은 경우 상기 샘플 값을 0으로 만들어 잡음(Noise)를 제거(Suppression) 하고 상기 잡음 제거된 채널충격응답을 이용하여 최대 채널지연을 추정하는 것을 특징으로 한다.
이 때, 상기 채널충격응답을 길이 1 이상의 지연그룹(Delay Group)으로 나누어 상기 지연그룹의 에너지를 이용하는 것을 특징으로 한다.

삭제

또한, 상기 지연그룹의 크기를 COST 207의 전형적 페이팅 채널(Fading Channel) 모형인 TU6(Typical Urban 6) 페이딩 채널 모형의 최대 채널 지연인 50us에 해당되는 값으로 설정하고 이보다 큰 최소 2의 멱승인 수로 설정하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 지연그룹의 에너지를 1개 이상의 오피디엠 심볼에 걸쳐 누적하고 상기 추정된 채널충격응답의 평균 전력을 여러 개의 오피티엠 심볼에 대해 누적한 누적 채널충격응답 평균 전력을 이용하는 것을 특징으로 한다.

또한, 누적 채널충격응답 평균 전력에 설정 가능한 수를 곱하여 두 번째 문턱값 T2를 결정한 후 누적된 지연그룹의 에너지들에 대해 지연(Delay)이 가장 큰 지연그룹의 에너지부터 상기 문턱값 T2와 비교하여 상기 문턱값 T2보다 큰, 지연이 가장 큰 지연그룹의 인덱스(Index)를 구하여 추정하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 문턱값 T2를 결정하는데 사용하는 설정 가능한 수를 도플러확산(Doppler Spread) 또는 채널변화(Channel Variation)이 클 때에는 상기 설정 가능한 수를 큰 값으로, 작을 때에는 작은 값으로 설정하여 사용하는 방식과, 고차원 변조 방식(Higher Modulation Scheme)일수록 작게 설정하여 사용하는 방식을 적용한 것을 특징으로 한다.

삭제

또한, 채널충격응답의 평균 전력을 추정하는 단계와; 상기 추정된 채널충격응답 평균 전력에 설정 가능한 상수를 곱하여 첫 번째 문턱값 T1을 결정하고 이를 이용하여 채널지연성분과 원하지 않는 잡음 성분을 구분한 후 만약 잡음 성분이라고 판단되면 이를 제거하는 잡음제거 단계와; 상기 채널충격응답의 샘플을 설정 가능한 크기 L의 지연그룹으로 나누고 상기 지연그룹 마다 지연그룹 내의 채널충격응답 성분의 에너지를 구하는 지연그룹 평균 전력 추정 단계와; 상기 추정된 지연그룹의 에너지 값을 정해진 수 만큼의 오에프디엠 심불 동안 누적 연산(Accumulation)을 수행하는 누적 지연그룹 연산 단계와; 추정된 채널충격응답 평균 전력을 정해진 수 만큼의 오에프디엠 심불 동안 누적 연산을 수행하는 누적 채널충격응답 평균 전력 추정 단계; 및 상기 추정된 누적 채널충격응답 평균 전력을 이용하여 두 번째 문턱값 T2를 결정하고 이것과 누적 지연그룹 에너지의 크기를 비교하여 T2보다 큰 에너지를 가진, 채널지연이 가장 큰 지연그룹을 찾아내어 이로부터 최대 채널지연을 결정하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 최대 채널지연을 추정하는 방법에 의하여 추정된 최대 채널지연을 하기 식 (1) 및 식 (2)에 의하여 순환 프리픽스 평균법(Cyclic Prefix Averaging)에 이용하는 것을 특징으로 한다.
이용할 순환 프리픽스의 시작점= L*(D+1) 식 (1)
이용할 순환 프리픽스의 끝점=순환 프리픽스의 끝점 식 (2)
이 때 L은 지연그룹의 크기이고, D는 최대 채널지연을 갖는 지연그룹의 인덱스(Index)를 나타낸다.

삭제

이상에서와 같이, 본 발명은 OFDM 수신기에서 CP Averaging 방법을 적용하여 최대의 성능을 내기 위해 정확한 최대 Channel Delay를 측정하는 방법 및 장치를 제공하고 측정된 최대 Channel Delay를 이용하여 CP Averaging에 사용될 Cyclic Prefix의 일부분을 취하는 방법과 그 장치를 제공함으로써 CP Averaging을 통해 SNR을 높이고 ICI를 감소시켜 OFDM 수신기의 성능을 향상시키는 효과를 가진다.

도 1은 전형적인 OFDM 송수신 시스템 구성도, 도 2는 CIR을 구하는 여러가지 예시도, 도 3은 IDFT에 의한 주파수 축 보간(Interpolation)을 사용하는 채널 추정 방법을 도시한 도면이다.

본 발명에 따른 최대 Channel Delay 추정 방법에 대한 실시 예 기술 전에 먼저 OFDM 수신기에 적용되는 종래의 일반적인 실시 예를 설명한다. 이는 본 발명에 대한 기술 전에 필수적으로 수행되는 구성 및 방법으로, 논리 전개 및 이해의 편의를 위하여, 이에 대한 설명 후, 본 발명에 대하여 상세하게 기술하기로 하겠다.

전형적인 OFDM 송수신 시스템은 도 1과 같다.

일반적인 OFDM 송신기는, 도 1에 도시된 바와 같이, Channel Encoder(110), Interleaver(120), Symbol Mapper(130), IDFT(140), Cyclic Prefix Insertion 모듈(150), DAC(Digital-to-Analog Converter, 160), BB-to-RF Converter 모듈(170), 안테나(180) 등으로 이루어진다.

이 경우, 상기 Channel Encoder(110)는 AWGN, Multipath 및 Time-Selective Fading, Interference 등에 대한 송수신 시스템의 Reliability를 높이기 위해 원래의 데이터에 잘 고안된 방법으로 약간의 Redundancy(또는 Parity)를 추가하는 과정이다.

상기 Interleaver(120)는 연집 오류를 산발 오류로 만드는 역할을 수행한다. 왜냐하면 일반적으로 사용되는 Channel Coding 기법은 연집 오류에 취약하기 때문이다. 상기 Symbol Mapper(130)는 Bit Stream을 Symbol로 Mapping 하는 모듈로서 M-ary QAM, M-ary PSK 등이 이에 해당된다.

상기 IDFT(140)는 OFDM Modulation을 수행하는 과정이고 Cyclic Prefix Insertion(150)은 일정 길이 이하의 Multipath Fading에 의해 발생하는 ISI의 영향을 없애기 위해 IDFT(140) 출력인 Main OFDM Symbol의 뒤부분을 Symbol 앞부분에 붙이는 역할을 수행한다. Cyclic Prefix Insertion(150) 까지는 디지털 신호의 흐름인데 DAC는 이를 아날로그 신호로 바꾸는 역할을 수행한다. 마지막으로 DAC된 아날로그 Baseband 신호를 BB-to-RF Converter 모듈(170)에 의해 RF 신호로 변환하여 안테나(180)를 통해 송신하게 된다.

일반적인 OFDM 수신기는, 도 1에 도시된 바와 같이, 안테나(210), RF-to-BB Converter 모듈(220), ADC(230), Digital Front-End(240), Cyclic Prefix Removal(250), DFT(260), Symbol Synchronizer(255), Channel Estimator(275), Symbol Demapper(270), Deinterleaver(280), Channel Decoder(290) 등으로 이루어진다.

과정을 간단하게 설명하면, 먼저 안테나(210)를 통해 수신한 신호를 RF-to-BB Converter 모듈(220)에 의해 아날로그 Baseband 신호로 변환하고 이를 ADC(230)를 거쳐 디지털 Baseband 신호로 변환한다. Digital Front-End 모듈(240)은 다양한 기능을 수행하는데 구체적으로는 AGC, DC Offset 제거기, IQ Imbalance 보상기, ACI(Adjacent Channel Interference)/CCI(Co-channel Interference) 제거 필터, Carrier 주파수 에러 보상기, Sampling 주파수 에러 보상기 등이 이에 포함될 수 있다.

이 경우, Symbol Synchronizer(255)와 Cyclic Prefix Removal 모듈(250)은 ISI가 발생하지 않는 Main OFDM Symbol의 시작점을 찾아 Cyclic Prefix는 제거하고 오직 Main OFDM Symbol 만을 다음 과정인 DFT 모듈(260)에 전달하는 역할을 수행한다.

상기 Channel Estimator(275)는 Channel의 주파수 응답을 추정하는 역할을 수행하고 이를 토대로 Symbol Demapper(270)는 원래의 Bit Stream을 복원해 내는 역할을 수행하는데 많은 경우 Soft Decision에 의해 Bit Stream을 이진수가 아닌 Soft Value 형태로 표현하여 다음 과정에 전달한다.

상기 Deinterleaver(280)는 송신기의 Interleaver(120)에 대응하여 정반대의 동작 을 수행하고 Channel Decoder(290)는 추가된 Redundancy(또는 Parity)를 이용하여 Channel에서 발생한 오류를 정정하거나 검출한다.

이러한 OFDM 수신기에서는 수신 신호를 DFT(260) 한 후 Symbol Demapper(270)를 거쳐 원래의 Bit Stream을 복조해 내게 되는데 PSK와 QAM 등의 Symbol Mapping 법을 사용하는 경우에는 채널의 주파수 응답을 추정해야 복조가 가능하다. 하지만 T-DMB 시스템과 같이 Differential Modulation을 적용한 시스템에서는 채널 주파수 응답을 추정하지 않고 원 데이터를 복조해 낼 수 있는 경우도 있다.

그리고, 일반적인 OFDM 수신기에서는 Channel Impulse Response(이하 “CIR”이라고 함)를 여러 가지 방법으로 구할 수 있다. 도 2는 이를 설명하고 있는데, 먼저, 채널의 주파수 응답을 추정해야 복조가 가능한 경우(Case I)에는 추정된 채널 주파수 응답을 IDFT하여 CIR을 구할 수 있고, 굳이 채널 주파수 응답 추정이 필요 없는 경우(Case II)에는 Symbol Demapper에 의해 복원된 원 데이터와 DFT의 출력을 이용하여 별도로 채널 주파수 응답을 얻은 후 이를 IDFT하여 CIR을 구할 수 있다.

그런데 많은 경우 Symbol 동기와 주파수 동기를 위해 일반 OFDM Symbol 이외에 수신기에서도 미리 알고 있는 특수한 Symbol을 주기적으로 배치하여 전송하는 방식을 이용한다. 예를 들면 CMMB Mobile TV System에서는 Beacon Symbol을 25ms 간격으로 주기적으로 전송하도록 되어 있고, T-DMB Mobile TV System에서는 Phase Reference Symbol을 주기적으로 전송하도록 되어 있고, WLAN System에서는 Long/Short Training Symbol들을 매 Frame 마다 전송하도록 되어 있다. 이러한 경우(Case III)에는 특수 Symbol을 DFT한 후 미리 알고 있는 주파수 Domain Data를 이용하여 채널 주파수 응답을 추정한 후 이를 마찬가지로 IDFT 하여 CIR을 구할 수 있다.

한편, Case I의 경우에 Channel Estimator 자체에 CIR을 구하는 과정을 포함하는 방법도 있다. 예를 들면 파일럿 부반송파가 주어진 시스템에서는 이를 이용하여 채널 주파수 응답을 추정하게 되는데 시간 축 Interpolation(310)과 주파수 축 Interpolation 방법이 많이 이용된다. 여기에서 주파수 축 Interpolation의 한 방법으로서 시간 축 Interpolation 된 결과를 IDFT 하여 CIR을 구한 다음 Alias와 같은 필요 없는 성분들을 제거하는 Noise Suppression(320) 방법이 널리 사용되고 있다. 이 때, 필요 없는 성분을 제거한 후의 CIR이 바로 구하고자 하는 CIR이 된다. 이는 도 3에서 확인할 수 있다.

본 발명에서는 위에서 기술한 예와 같은 다양한 여러 가지 방법으로 구한 CIR을 이용하여 최대 Channel Delay를 구하는 방법을 제공한다.

이하, 첨부되는 도면을 참조하여 본 발명에 따른 일 실시 예에 대하여 상세하게 설명한다. 도 4는 본 발명에 따른 최대 Channel Delay를 추정하는 방법을 도시한 도면, 도 5는 도 4에 따른 Noise Suppression을 나타내는 도면, 도 6은 본 발명에 따른 최대 Channel Delay를 나타내는 도면, 도 7은 본 발명에 따른 최대 Channel Delay를 측정하는 방법을 적용한 CP Averaging Scheme 도면, 도 8은 본 발명에 따른 최대 Channel Delay 추정 방법 단계 블록도이다.

도 4 및 도 8에서와 같이, CIR을 이용한 최대 Channel Delay를 구하는 방법은 여러 서브 모듈들로 이루어진다.

구체적으로 최대 Channel Delay 추정 방법에 대하여 설명하면 다음과 같다.

먼저, CIR의 평균 전력을 추정하는 모듈을 이용하는 CIR의 평균 전력을 추정하는 단계(S510)를 수행한다.

이어서, 상기 추정된 CIR 평균 전력에 T1 = ?x(x는 CIR 평균 전력)과 같이 설정 가능한 상수를 곱하여 첫 번째 Threshold T1을 결정하고 이를 이용하여 Delayed Channel Component와 원하지 않는 Noise 성분을 구분한 후 만약 Noise 성분이라고 판단되면 이를 제거하는 Noise Suppression 모듈을 이용한 Noise Suppression 단계(S520)를 거친다.

이어서, 상기 CIR의 샘플을 적절한 크기의 Delay Group으로 나누고 상기 Delay Group 마다 Group 내의 CIR 성분의 에너지를 구하는 Delay Group 평균 전력 추정 모듈을 이용한 Delay Group 평균 전력 추정 단계(S530)를 수행하며, 추정된 Delay Group들의 에너지 값을 정해진 수 만큼의 OFDM Symbol 동안 누적 연산(Accumulation)을 수행하는 누적 Delay Group 연산 모듈을 이용한 누적 Delay Group 연산 단계(S540)를 수행한다.

이어서, 추정된 CIR 평균 전력을 정해진 수 만큼의 OFDM Symbol 동안 누적 연산을 수행하는 누적 CIR 평균 전력 추정 모듈을 이용한 누적 CIR 평균 전력 추정 단계(S550)를 수행한다.

마지막으로 추정된 누적 CIR 평균 전력을 이용하여 두 번째 Threshold T2를 결정하고 이것과 누적 Delay Group 에너지의 크기를 비교하여 T2보다 큰 에너지를 가진, Delay가 가장 큰 Delay Group을 찾아내어 이로부터 최대 Channel Delay를 결정하는 모듈을 이용하여 OFDM 수신기에 적용되는 최대 Channel Delay를 추정(S560)할 수 있게 된다.

한편, 도 5에서 알 수 있듯이, 본 발명에서는 CIR에서 Delayed Channel Component와 Noise 성분을 구분하여 Noise 성분을 제거함으로써 보다 더 정확한 CIR을 구하여 최대 Channel Delay를 더 정확히 추정할 수 있게 한다. 이것은 CIR의 평균 전력 대비 CIR을 구성하는 개별 Sample 값의 전력이 얼마나 되는지를 보고 판정한다.

보통의 경우 수신기가 동작하는 SNR은 0dB 보다 큰 값이다. 그리고 CIR 신호에서 Delayed Channel Component에 해당하는 Sample 수가 전체 Sample 수에 비해 아주 작다. 즉, 전체 신호 전력이 단지 몇 Sample의 Delayed Channel Component들에게 집중되어 있다는 뜻이다.

그러므로 Delayed Channel Component가 존재하는 Sample의 평균 전력이 Noise만 있는 Sample의 평균 전력보다 훨씬 더 크다. 이 사실을 이용하여 적절한 Threshold를 정하여 그 보다 작은 전력을 갖는 Sample들은, 높은 확률로, Delayed Channel Component는 없고 Noise만 있다고 간주할 수 있는 것이다. 이것은 이후 Delay Group의 평균 전력을 구할 때 그 정확성을 높여주게 된다.

또한, 본 발명에서는 Noise가 제거된 CIR 신호를 일정한 수의 샘플들을 포함하는 Delay Group들로 나누고 각 Delay Group마다 에너지를 구한 후 이를 이용하여 최대 Channel Delay를 추정함으로써 Delayed Channel Component가 없을 때와 있을 때의 분별력을 높여준다.

즉, Delay Group 내에 Delayed Channel Component가 있는 경우 이들 대부분은 Noise Suppression 과정에 의해 제거되지 않고 살아 남는다. 보통의 Channel Delay Profile은 기본 Channel Impulse Response Profile이 있고, 그리고 이 기본 Channel Impulse Response Profile의 Delayed Version들로 구성된다.

예를 들어 TU6 Channel은 기본 Channel Impulse Response Profile이 되고 Mobile SFN Channel은 TU6 Channel Impulse Response Profile과 이것의 Delay Version이 더해진 형태로 구성되어 있다.

만약 Delay Group의 크기가 기본 Channel Impulse Response Profile을 충분히 포함할 수 있는 크기라면 Delay Group의 총 에너지는 개별 샘플별 Delayed Channel Component의 에너지보다 훨씬 더 큰 값을 가진다. 하지만 Noise의 경우에는 대부분 Noise Suppression 과정에서 제거되고 일부만 살아남고 개별 샘플에 포함된 Noise 자체가 신호에 비해 작기 때문에 Noise만 존재하는 Delay Group의 에너지는 살아남은 개별 샘플별 에너지와 별반 차이가 없다. 그러므로 각 샘플들을 Delay Group으로 묶은 후의 에너지는 Delayed Channel Component가 있을 때와 없을 때 그 차이가 매우 커지게 된다.

또한, 본 발명에서 제시하는 Delay Group으로 나누는 방법은 이후 과정에서 여러 OFDM Symbol에 걸친 누적 값을 구할 때 필요한 메모리 양을 줄일 수 있게 해 준다. 구체적으로는, 사용되는 Delay Group의 크기를 L이라고 할 때 필요한 메모리 양을 1/L로 줄일 수 있게 되는 것이다.

그리고, 이 경우, Delay Group의 크기는 앞서 언급한 기본 Channel Impulse Response의 Delay 크기로 결정하는 것이 좋다. 예를 들면 TU6 채널의 Delay 크기는 5us 인데 이 길이는 DVB-H의 8MHz Bandwidth + 8K Mode에서는 약 46 samples에 해 당되고 CMMB 8MHz Bandwidth Mode에서는 50 samples 에 해당된다.

그런데 Cyclic Prefix의 길이는 대개 2의 멱승인 수로 사용되기 때문에 Delay Group의 크기도 이것의 약수가 되면 편리하므로 기본 CIR의 Delay 크기보다 작지 않은 최소의 2의 멱승인 수로 결정하면 좋다. 즉, 앞서 언급한 DVB-H와 CMMB의 예에서는 64 sample로 결정하면 좋다.

또한, 본 발명에서는 OFDM 송수신기간의 상대적 움직임 등에 의해 시간에 따라 CIR이 변할 수 있는데 이 경우에 시간 관점에서 평균적인 최대 Channel Delay를 추정할 필요가 있을 때 CIR Delay Group의 에너지를 미리 정해진 수만큼의 OFDM Symbol들에 대해 누적하는 방법을 제공한다. 이 경우에, 최대 Channel Delay를 결정하는 데에 사용되는 Threshold인 T2를 결정하기 위한 CIR 평균 전력 또한 마찬가지로 같은 OFDM Symbol 들에 대해 누적해야만 한다.

한편, 본 발명에서 제시하는 최대 Channel Delay 추정의 마지막 과정에서는 각 Delay Group의 누적 에너지가 누적 CIR 평균 전력으로부터 도출된 Threshold T2보다 큰 최대 Delay를 결정한다. 이 때의 Threshold T2는 바람직하게는 αx(x는 누적 CIR 평균 전력)로 결정되는데, 이 경우 α 값은, 도 6에서와 같이, 고정적인 값으로 설정하여 사용할 수도 있고 적응적(Adaptive) 방식으로 운용할 수도 있을 것이다.

이 때, α 값을 크게 하면 작은 Delayed Channel Component가 무시될 확률이 커지게 되고 이에 따라 Cyclic Prefix의 좀더 많은 부분이 CP Averaging에 사용될 확률이 커지게 된다. 이렇게 되면 무시된 Delayed Channel Component에 의해 ISI가 발 생하게 되어 성능 저하를 유발한다. 반면에 Cyclic Prefix의 좀더 많은 부분이 이용되어 Noise Suppression 효과와 ICI Suppression 효과가 커지게 된다. 그래서 다음과 같은 방법으로 적응적으로 운용할 수 있다.

첫 번 째로, Channel Variation 또는 Doppler Spread를 측정하여 이들 값이 클수록 ICI의 영향이 크기 때문에 Cyclic Prefix의 보다 많은 부분이 CP Averaging에 이용되도록 α 값을 크게 설정한다.

두 번 째로, Higher Modulation Scheme(예를 들면 16-QAM이 QPSK 보다 Higher Modulation Scheme임)에서는 ISI의 영향을 민감하게 받으므로 α 값을 낮게 설정하여 작은 Delayed Channel Component라도 Detect 하여 ISI의 영향을 최대한 줄인다.

본 발명에서는, 본 발명이 제시하는 방법으로 얻은 최대 Channel Delay를 D라고 하면 이를 다음 수식과 같이 CP Averaging에 사용할 Cyclic Prefix 부분을 결정하는데 사용한다.

이용할 Cyclic Prefix의 시작점 = L*(D+1) 식 (1)

이용할 Cyclic Prefix의 끝점 = Cyclic Prefix의 끝점 식 (2)

이 때 D는 최대 Delayed Channel Component을 갖는 Delay Group의 Index를 나타낸다.

본 발명에서는 첫 번째 Threshold인 T1을 결정하는데 사용할 ? 값, 두 번째 Threshold인 T2를 결정하는데 사용할 α 값, Delay Group의 크기 L, 누적을 취할 OFDM Symbol 수 N을 Parametric 하게 구현하는 것을 제시한다.

예를 들면 Hard-wired Logic으로 구현될 경우 Register 형태로 설정할 수 있게 하 는 것을 의미한다. 그래서 사용되는 System, Channel 환경, Modulation Scheme 등의 특성에 따라 적절히 설정하여 사용할 수 있도록 하자는 것이다. 특히 α 값은 Doppler Spread 등을 측정하여 자동으로 설정되도록 하여 사용하면 CP Averaging의 성능을 더 높일 수 있다.

이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만 본 발명은 상술한 특정 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의하여 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고 이러한 변형 실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되서는 안 될 것이다.

도 1은 전형적인 OFDM 송수신 시스템 구성도

도 2는 CIR을 구하는 여러가지 예시도

도 3은 IDFT에 의한 주파수 축 보간(Interpolation)을 사용하는 채널 추정 방법을 도시한 도면

도 4는 본 발명에 따른 최대 Channel Delay를 추정하는 방법을 도시한 도면

도 5는 도 4에 따른 Noise Suppression을 나타내는 도면

도 6은 본 발명에 따른 최대 Channel Delay를 나타내는 도면

도 7은 본 발명에 따른 최대 Channel Delay를 측정하는 방법을 적용한 CP Averaging Scheme 도면

도 8은 최대 Channel Delay 추정단계 순서 블록도

< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 >

110: Channel Encoder 120: Interleaver

140: IDFT 150: CP Insertion

260: DFT 280: Deinterleaver

290: Channel Decoder 310: 시간 축 Interpolation

Claims

오에프디엠(OFDM) 수신기에 적용되는 최대 채널지연(Channel Delay)를 추정하는 방법에 있어서,

채널충격응답(Channel Impulse Response, CIR)의 평균 전력을 추정하고 상기 추정된 값에 설정 가능한 수를 곱하여 첫 번째 문턱값(Threshold) T1를 결정한 후 개별 샘플(Sample) 전력이 상기 문턱값 T1보다 작은 경우 상기 샘플 값을 0으로 만들어 잡음(Noise)를 제거(Suppression) 하고 상기 잡음 제거된 채널충격응답을 이용하여 최대 채널지연을 추정하는 것을 특징으로 하는 최대 채널지연을 추정하는 방법.
제 1항에 있어서,

상기 채널충격응답을 길이 1 이상의 지연그룹(Delay Group)으로 나누어 상기 지연그룹의 에너지를 이용하는 것을 특징으로 하는 최대 채널지연을 추정하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 지연그룹의 크기를 COST 207의 전형적 페이팅 채널(Fading Channel) 모형인 TU6(Typical Urban 6) 페이딩 채널 모형의 최대 채널 지연인 50us에 해당되는 값으로 설정하고 이보다 큰 최소 2의 멱승인 수로 설정하는 것을 특징으로 하는 최대 채널지연을 추정하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 지연그룹의 에너지를 1개 이상의 오피디엠 심볼에 걸쳐 누적하고 상기 추정된 채널충격응답의 평균 전력을 여러 개의 오피티엠 심볼에 대해 누적한 누적 채널충격응답 평균 전력을 이용하여 최대 채널지연을 추정하는 방법.
제 4항에 있어서,

상기 누적 채널충격응답 평균 전력에 설정 가능한 수를 곱하여 두 번째 문턱값 T2를 결정한 후 누적된 지연그룹의 에너지들에 대해 지연(Delay)이 가장 큰 지연그룹의 에너지부터 상기 문턱값 T2와 비교하여 상기 문턱값 T2보다 큰, 지연이 가장 큰 지연그룹의 인덱스(Index)를 구하여 추정하는 것을 특징으로 하는 최대 채널지연을 추정하는 방법.
제 5항에 있어서,

상기 문턱값 T2를 결정하는데 사용하는 설정 가능한 수를 도플러확산(Doppler Spread) 또는 채널변화(Channel Variation)이 클 때에는 상기 설정 가능한 수를 큰 값으로, 작을 때에는 작은 값으로 설정하여 사용하는 방식과, 고차원 변조 방식(Higher Modulation Scheme)일수록 작게 설정하여 사용하는 방식을 적용한 것을 특징으로 하는 최대 채널지연을 추정하는 방법.
제 1항 내지 제 6항 중 어느 한 항을 이용한 최대 채널지연을 추정하는 방법에 의하여 추정된 최대 채널지연을 하기 식 (1) 및 식 (2)에 의하여 순환 프리픽스 평균법(Cyclic Prefix Averaging)에 이용하는 방법.

이용할 순환 프리픽스(Cyclic Prefix)의 시작점= L*(D+1) 식 (1)

이용할 순환 프리픽스의 끝점= 순환 프리픽스의 끝점 식 (2)

이 때 L은 지연그룹의 크기이고, D는 최대 채널지연을 갖는 지연그룹의 인덱스(Index)를 나타낸다.
채널충격응답의 평균 전력을 추정하는 단계와;

상기 추정된 채널충격응답 평균 전력에 설정 가능한 상수를 곱하여 첫 번째 문턱값 T1을 결정하고 이를 이용하여 채널지연성분과 원하지 않는 잡음 성분을 구분한 후 만약 잡음 성분이라고 판단되면 이를 제거하는 잡음제거 단계와;

상기 채널충격응답의 샘플을 설정 가능한 크기 L의 지연그룹으로 나누고 상기 지연그룹 마다 지연그룹 내의 채널충격응답 성분의 에너지를 구하는 지연그룹 평균 전력 추정 단계와;

상기 추정된 지연그룹의 에너지 값을 정해진 수 만큼의 오에프디엠 심불 동안 누적 연산(Accumulation)을 수행하는 누적 지연그룹 연산 단계와;

추정된 채널충격응답 평균 전력을 정해진 수 만큼의 오에프디엠 심불 동안 누적 연산을 수행하는 누적 채널충격응답 평균 전력 추정 단계; 및

상기 추정된 누적 채널충격응답 평균 전력을 이용하여 두 번째 문턱값 T2를 결정하고 이것과 누적 지연그룹 에너지의 크기를 비교하여 T2보다 큰 에너지를 가진, 채널지연이 가장 큰 지연그룹을 찾아내어 이로부터 최대 채널지연을 결정하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 오에프디엠 수신기에 적용되는 최대 채널지연을 추정하는 방법.
제 8 항을 이용한 최대 채널지연을 추정하는 방법에 의하여 추정된 최대 채널지연을 하기 식 (1) 및 식 (2)에 의하여 순환 프리픽스 평균법(Cyclic Prefix Averaging)에 이용하는 방법.

이용할 순환 프리픽스의 시작점= L*(D+1) 식 (1)

이용할 순환 프리픽스의 끝점=순환 프리픽스의 끝점 식 (2)

이 때 L은 지연그룹의 크기이고, D는 최대 채널지연을 갖는 지연그룹의 인덱스(Index)를 나타낸다.