JP4000057B2 - Ofdm通信装置 - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式の通信装置(以下「OFDM通信装置」という。)に関し、特に同期検波を行うOFDM通信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来のOFDM方式の通信においては、例えばIEEE802.11等でも採用されているように、送信側装置は、所定の受信側装置に対して、例えば図1に示すようなバースト単位の信号を送信する。図1に示すように、バースト単位の信号は、ガード区間(GI)、伝送路推定用プリアンブルおよび情報信号(データ)を含むものである。バースト単位の信号において、伝送路推定用プリアンブルは、IFFT(逆高速フーリエ変換)処理がなされており、情報信号は、所定の変調処理およびIFFT処理がなされている。
【0003】
受信側装置は、IFFT処理された伝送路推定用プリアンブルと、受信したバースト単位の信号(受信信号)における伝送路推定プリアンブルとの相関値を算出することにより、FFT(高速フーリエ変換)処理の開始タイミングを検出する。この後、受信側装置は、検出された開始タイミングに従って、受信信号に対するFFT処理を行うことにより、受信信号から伝送路推定用プリアンブルおよび情報信号を抽出する。さらに、受信側装置は、抽出された伝送路推定用プリアンブルを用いて伝送路の推定を行い、伝送路の推定の結果を用いて情報信号の復調を行う。これにより、受信側装置は復調信号を取り出すことができる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のOFDM方式の通信においては、次のような問題がある。すなわち、上記従来のOFDM方式の通信では、バースト単位の信号における伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を固定値(図1では1シンボル)としている。
【0005】
伝送路推定用プリアンブルとして、一般に、より大きいシンボル数の伝送路推定用プリアンブルを固定的に用いた場合には、受信側装置により得られる復調信号の誤り率特性が良好なものとなる。ところが、伝送路推定用プリアンブルは情報信号ではないので、より大きいシンボル数の伝送路推定用プリアンブルを用いることは、バースト単位の信号における余分な情報が占める割合が大きくなることに相当する。すなわち、より大きいシンボル数の伝送路推定用プリアンブルを用いると、情報信号の伝送効率が低下することになる。
【0006】
一方、伝送路推定用プリアンブルとして、より小さいシンボル数の伝送路推定用プリアンブルを固定的に用いた場合には、バースト単位の信号における余分な情報が占める割合が小さくなるので、情報信号の伝送効率を向上させることができる。ところが、回線品質等の状態によっては、受信側装置により得られる復調信号の誤り率特性が劣化する可能性が高くなる。
【0007】
以上のように、上記従来のOFDM方式の通信においては、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることが困難であるという問題がある。
【0008】
本発明の目的は、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させるOFDM通信装置を実現することである。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、送信する複数種類の通信チャネルのうち、他の通信チャネルより良好な通信品質が要求される特定種類のチャネルに対しては、前記送信信号に挿入する伝送路推定用既知信号の数を、前記他の通信チャネルに挿入する伝送路推定用既知信号の数よりも多くすることにより達成される。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
【0011】
(実施の形態1)
本実施の形態では、回線品質に応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブル(伝送路推定用既知信号)を適応的に変化させる場合について説明する。
【0012】
まず、本実施の形態にかかるOFDM通信装置の概要について、図2を参照して説明する。図2は、回線品質と復調信号の誤り率との関係を伝送路推定用プリアンブルの数ごとに示す模式図である。図2には、バースト単位の信号に挿入される伝送路推定用プリアンブルの数が1および2である場合のそれぞれに対して、受信側装置における復調信号の誤り率と回線品質(Eb/No;1bpsの信号を伝送するために必要な電力と1Hz当たりの熱雑音電力との比)との関係についての計算機シミュレーション結果が示されている。なお、計算機シミュレーションにおける条件は、以下の通りである。
【0013】
FFTサンプル速度;20MHz、FFTサンプル数;64、ガード区間長;800ns、変調方式;16QAM、FEC;畳み込み符号化/ビタビ復号(符号化率;3/4、拘束長;7)、最大ドップラー周波数;50Hz、遅延分散;150ns
【0014】
図2から明らかなように、Eb/Noが約29dBまでの範囲では、所要のパケット誤り率を得るためのEb/Noは、伝送路推定用プリアンブルの数を2とした場合の方が、伝送路推定用プリアンブルの数を1とした場合よりも、約1dBだけ良好となっている。すなわち、Eb/Noが29dB以下のときには、復調信号の誤り率は、伝送路推定用プリアンブルの数を2とした場合の方が、伝送路推定用プリアンブルの数を1とした場合よりも、良好なものとなっている。ところが、Eb/Noが約30dB以上である範囲では、所要のパケット誤り率を得るためのEb/Noには、各場合における差がほとんど生じていない。このような現象は以下に示すような要因による。
【0015】
バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を増加させた場合には、受信側装置において、受信信号における各伝送路推定用プリアンブルを平均化することにより、各伝送路推定用プリアンブルに重畳されている熱雑音を低減することができる。よって、伝送路推定用プリアンブルにより推定された伝搬路の結果を用いて得られる復調信号は、熱雑音による劣化が抑えられるので、誤り率特性が良好となる。すなわち、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を増加させることは、復調信号における熱雑音による誤り率の劣化に対しては有効である。
【0016】
ところが、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を増加させても、熱雑音以外の劣化要因(例えば、マルチパスによる符号間干渉、同期誤差および周波数オフセット等)による誤り率特性の劣化を改善することはできない。すなわち、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を増加させることは、復調信号における熱雑音以外の劣化要因による誤り率の劣化に対しては無効である。
【0017】
図2において、Eb/Noが約20dB〜約30dBである範囲においては、誤り率の劣化の要因として熱雑音が支配的になっており、Eb/Noが約30dB以上である範囲においては、誤り率の劣化の要因として熱雑音以外の要因が支配的となっていることが明らかである。
【0018】
したがって、回線品質がある程度の範囲(図2では約20dB〜約30dB)にある場合には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を増加させることにより、復調信号の誤り率特性を向上させることは可能であるが、回線品質がある程度良好となった範囲(図2では約30dB以上)にある場合には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数をどれだけ増加させても、伝送効率が低下するだけで、復調信号の誤り率特性を向上させることはできない。
【0019】
以上の点に鑑みて、本実施の形態では、回線品質に応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を適応的に変化させる。具体的には、回線品質がある程度良好である場合(すなわち、誤り率特性の劣化の要因として熱雑音以外の要因が支配的となっていることに起因して、伝送路推定用プリアンブルの数を増加させても、復調信号の誤り率の改善が望めない場合)には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を、できるだけ小さく(本実施の形態では「1」)する。逆に、回線品質が良好でない場合(すなわち、誤り率特性の劣化の要因として熱雑音が支配的となっている場合)には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を増加させる。
【0020】
これにより、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0021】
以下、本実施の形態にかかるOFDM通信装置について、図3を参照して説明する。図3は、本発明の実施の形態1にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、受信系と送信系とを具備する。
【0022】
送信系において、変調部101は、情報信号に対して変調処理を行い、変調処理された情報信号を変換部103に出力する。選択部102は、後述する受信系における検出部115からの品質情報に基づいて、伝送路推定用プリアンブル1または伝送路推定用プリアンブル2のいずれかを変換部103に出力する。なお、後述するように、検出部115からの品質情報は、受信系における復調信号の品質を示す情報である。
【0023】
変換部103は、変調部101により変調処理された情報信号、または、選択部102からの伝送路推定用プリアンブルのいずれかを、選択してIFFT部104に出力する。IFFT部104は、変換部103からの変調処理された情報信号および伝送路推定用プリアンブルに対してIFFT処理を行ってOFDM信号を生成し、生成されたOFDM信号をガード区間(以下「GI」という。)挿入部105に出力する。GI挿入部105は、生成されたOFDM信号にガード区間を挿入して送信信号を生成する。生成された送信信号は、アンテナ106を介して通信相手に送信される。
【0024】
一方、受信系において、同期部108は、アンテナ107を介して受信された信号(受信信号)を平均部110および選択部111に出力するとともに、受信信号とIFFT処理された伝送路推定用プリアンブルとの相関値を算出し、算出された相関値が最大となるタイミングを検出する。具体的には、同期部108は、図4に示すように、受信信号とIFFT処理された伝送路推定用プリアンブルとの相関値を算出する相関器301と、相関器301により算出された相関値が最大となるタイミングを検出する最大値検出部(最大検出部)302とを具備する。なお、相関器301における伝送路推定用プリアンブルは、送信系においてバースト単位の信号に挿入される伝送路推定用プリアンブルと同一の信号パターンを有する。この同期部108は、最大値検出部302により検出されたタイミングをタイミング生成部109に出力する。
【0025】
タイミング生成部109は、検出されたタイミングを用いて、FFT部112におけるFFT処理の開始タイミングを示すタイミング信号を生成し、生成したタイミング信号を復調手段の一部を構成するFFT部112に出力する。
【0026】
平均部110は、2シンボル区間について、同期部108からの受信信号に対して平均化を行い、平均化した受信信号を選択部111に出力する。選択部111は、メモリ114に格納された、バースト単位の信号に挿入された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報に基づいて、同期部108からの受信信号、または、平均部110からの平均化された受信信号のいずれかを、FFT部112に出力する。
【0027】
FFT部112は、選択部111からの受信信号に対してFFT処理を行うことにより、各サブキャリアにより伝送された信号を抽出する。これによりタイミング生成部109からのタイミング信号に基づいて伝送路補償がなされる。FFT部112と共に復調手段を形成する復調部113は、FFT部112により抽出された信号に対して復調処理を行うことにより、復調信号を生成する。この復調部113は、生成した復調信号を検出部115に出力するとともに、生成した復調信号における伝送路推定用プリアンブルの数を示す情報をメモリ114に出力する。この伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、通信相手により報知チャネル等を介して通知されるものである。メモリ114は、この伝送路推定用プリアンブルの数を示す情報を、格納するとともに、上述した選択部111に出力する。
【0028】
検出部115は、復調部113からの復調信号の品質を検出し、検出結果を用いて復調信号の品質を示す情報(品質情報)を生成する。この品質情報は上述した受信系における選択部102に出力される。
【0029】
次いで、上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、さらに図5および図6を参照して説明する。図5は、本発明の実施の形態1にかかるOFDM通信装置により用いられるバースト単位の信号のフォーマットの様子(第1例)を示す模式図である。図6は、本発明の実施の形態1にかかるOFDM通信装置により用いられるバースト単位の信号のフォーマットの様子(第2例)を示す模式図である。
【0030】
送信系において、選択部102では、送信系における検出部115からの品質情報に基づいて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルが決定される。すなわち、受信系における復調信号の品質がしきい値以上である場合には、復調信号の誤り率の劣化の要因として熱雑音以外の要因が支配的になっているという認識のもと、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルとして、より小さいシンボル数(ここではシンボル数が「1」)の伝送路推定用プリアンブルが選択される。逆に、受信系における復調信号の品質がしきい値未満である場合には、復調信号の誤り率の劣化の要因として熱雑音が支配的になっているという認識のもと、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルとして、より大きいシンボル数(ここではシンボル数が「2」)の伝送路推定用プリアンブルが選択される。
【0031】
なお、選択部102において用いられるしきい値は、復調信号の誤り率の劣化の要因として、熱雑音が支配的になるか熱雑音以外の要因が支配的になるかの臨界点における回線品質(例えば図2ではEb/No=30dB)を用いて設定することが可能なものである。別言すれば、上記しきい値は、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用のプリアンブルの数を増やすことにより復調信号の誤り率特性が向上するか否かの臨界点における回線品質を用いて設定することが可能なものである。
【0032】
このように選択部102により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、通信開始時において、報知チャネルや制御チャネル等の所定のチャネルを介して、通信相手に対して送信されて、通信相手における受信系のメモリ114に格納されているものとする。また、以後、選択部102により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、通信開始時だけでなく、所定時間間隔をおいて、上記所定チャネルを介して、通信相手に送信されるようにすることが好ましい。
【0033】
選択部102により選択された伝送路推定用プリアンブルは、変換部103に出力される。情報信号は、所定の変調方式(例えばQPSKや16QAM等)により変調された後、変換部103に出力される。
【0034】
変調部101により変調処理された情報信号、または、選択部102からの伝送路推定用プリアンブルは、変換部103により選択されてIFFT部104に出力される。具体的には、選択部102によりシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルが選択された場合には、変換部103からIFFT部104に対して、2シンボルの伝送路推定用プリアンブルおよび変調処理された情報信号が順次出力される。逆に、選択部102によりシンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルが選択された場合には、変換部103からIFFT部104に対して、1シンボルの伝送路推定用プリアンブルおよび変調処理された情報信号が順次出力される。
【0035】
IFFT部104では、変換部103からの伝送路推定用プリアンブルおよび変調処理された情報信号に対するIFFT処理がなされる。具体的には、伝送路推定用プリアンブルおよび変調処理された情報信号は、まず一系列の信号から複数系列の信号に変換される。さらに、各系列の信号がIFFT処理されることにより、各系列の信号が系列固有のサブキャリアに重畳されたOFDM信号が生成される。
【0036】
IFFT部104により生成されたOFDM信号は、GI挿入部105によりガード区間が挿入される。これにより送信信号が生成される。具体的には、選択部102によりシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルが選択された場合には、図5に示すようなバースト単位の送信信号が生成される。すなわち、ガード区間、1シンボルの伝送路推定用プリアンブル、ガード区間、1シンボルの伝送路推定用プリアンブル、ガード区間、および、所定シンボル数の情報信号(データ)を含むバースト単位の送信信号が生成される。なお、図5に示すバースト単位の信号における各伝送路推定用プリアンブルは、ともに同一の信号パターンを有する。
【0037】
逆に、選択部102によりシンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルが選択された場合には、図6に示すようなバースト単位の送信信号が生成される。すなわち、ガード区間、1シンボルの伝送路推定用プリアンブル、ガード区間、および、所定シンボル数の情報信号(データ)を含むバースト単位の送信信号が生成される。なお、図5および図6における伝送路推定用プリアンブルおよび情報信号(データ)の部分については、IFFT処理がなされていることはいうまでもない。
【0038】
このように生成されたバースト単位の送信信号は、所定の送信処理がなされた後、アンテナ106を介して通信相手に対して送信される。
【0039】
一方、受信系において、通信相手により送信された信号は、アンテナ107を介して同期部108に送られる。なお、上記通信相手は、図3に示すものと同様の構成を有するものである。したがって、上記通信相手により送信された信号は、図3の送信系を参照して説明した処理がなされたものである。さらに、通信相手における送信部102により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、通信開始時において、報知チャネル等の所定のチャネルを介して、本OFDM通信装置に対して送信されており、本OFDM通信装置における受信系のメモリ114に格納されているものとする。
【0040】
アンテナ107からの受信信号は、同期部108を介して平均部110および選択部111に出力される。また、同期部108内において、相関器301では、受信信号とIFFT処理された伝送路推定用プリアンブルとの相関値が算出され、最大値検出部302では、算出された相関値が最大値となるタイミングが検出される。検出されたタイミングはタイミング生成部109に出力される。
【0041】
タイミング生成部109では、最大値検出部302により検出されたタイミングを用いて、FFT部112におけるFFT処理の開始タイミングを示すタイミング信号が生成される。生成されたタイミング信号はFFT部112に出力される。
【0042】
平均部110では、2シンボル区間について、同期部108からの受信信号に対して平均化がなされる。平均化された受信信号は選択部111に出力される。選択部111では、メモリ114に格納された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報に基づいて、FFT部112に出力すべき信号として、同期部108からの受信信号、または、平均部110からの平均化された受信信号のいずれかが選択される。
【0043】
具体的には、伝送路推定用プリアンブルが受信された時間においては、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が2である場合には、FFT部112に出力すべき信号として、平均部110からの平均化された受信信号が選択される。このときに平均部110からの平均化された受信信号とは、バースト単位の受信信号における、1シンボルの伝送路推定用プリアンブルに対応する信号と、もう1シンボルの伝送路推定用プリアンブルに対応する信号とが、平均化された信号に相当する。この平均化された受信信号は、平均化により、熱雑音が低減されたものとなる。逆に、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が1である場合には、FFT部112に出力すべき信号として、同期部108からの受信信号が選択される。
【0044】
他方、情報信号(データ)が受信された時間においては、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数とは無関係に、FFT部112に出力すべき信号として、同期部108からの受信信号(すなわち受信信号における情報信号に対応する信号)が選択される。このように選択部111により選択された信号は、FFT部112に出力される。
【0045】
FFT部112では、選択部111からの受信信号に対して、タイミング生成部109により生成されたタイミング信号に基づいたFFT処理がなされる。これは、受信信号に対して伝送路推定用既知信号(伝送路推定用プリアンブル)に基づいて伝送路補償していることに相当する。これにより、各サブキャリアにより伝送された信号が抽出される。各サブキャリアにより伝送された信号は、復調部113に出力される。
【0046】
復調部113では、FFT部112からの各サブキャリアにより伝送された信号に対する復調処理がなされることにより、復調信号が得られる。具体的には、各サブキャリアにより伝送された信号は、複数系列の信号から一系列の受信信号に変換される。この後、一系列の受信信号における伝送路推定用プリアンブルに対応する信号を用いて伝送路の推定がなされる。さらに、伝送路の推定の結果を用いて、一系列の受信信号における情報信号に対応する信号に対して伝送路補償がなされることにより、復調信号が得られる。
【0047】
なお、通信相手によりバースト単位の信号に2シンボルの伝送路推定用プリアンブルが挿入されている場合には、上述したように、選択部111からFFT部112に対して、2シンボル区間について、受信信号における伝送路推定用プリアンブルに対応する信号が平均化された信号が出力される。これにより、FFT部112から復調部113に出力される、受信信号における伝送路推定用プリアンブルに対応する信号は、熱雑音が低減されたものとなっている。したがって、復調部113において得られる復調信号もまた、熱雑音の影響が低減されたものとなる。なお、本実施の形態では、2シンボル区間について、FFT処理前の受信信号における伝送路推定用プリアンブルに対応する信号を平均化しているが、2シンボル区間について、FFT処理後の受信信号における伝送路推定用プリアンブルに対応する信号を平均化しても、同様の効果が得られる。
【0048】
復調部113により得られた復調信号は検出部115に出力される。なお、通信開始時に限定すれば、復調信号における伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、復調部113からメモリ114に出力される。この情報はメモリ114に格納される。
【0049】
検出部115では、復調部113からの復調信号の品質が検出され、検出された品質を示す情報(品質情報)が生成される。品質を示す指標としては、例えば、Eb/Noや受信レベル情報(RSSI)等を用いることが可能である。生成された品質情報は、上述した送信系における選択部102に出力される。
【0050】
上述したように、本実施の形態にかかるOFDM通信装置においては、回線品質に基づいて選択した伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、報知チャネルや制御チャネル等を介して通信相手に通知する必要がある。この伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を通信相手に通知するためには、1ユーザ(1通信相手)について1ビットのみの情報量が必要となる。しかるに、例えば、変調方式として16QAMを使用し、サブキャリア数を48とすると、1シンボルで192ビットの情報を伝送することができる。よって、通信相手に伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を通知するために必要な情報量は、通信全体に必要な情報量に比べると、無視できる程度に小さいものであるということができる。
【0051】
なお、本実施の形態では、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルとして、シンボル数が1および2の2種類の伝送路推定用プリアンブルを用いた場合を例にとり説明したが、本発明は、シンボル数が相互に異なる3種類以上の伝送路推定用プリアンブルを用いた場合にも適用可能である。この場合には、誤り率特性の劣化の要因として熱雑音以外の要因が支配的となっていることに起因して、伝送路推定用プリアンブルの数を増加させても、復調信号の誤り率の改善が望めない際には、最もシンボル数の小さい伝送路推定用プリアンブルを用いればよい。逆に、誤り率特性の劣化の要因として熱雑音が支配的となっている際には、復調信号の誤り率が所要品質(例えば0.01等)を満たすという条件のもと、最もシンボル数の小さい伝送路推定用プリアンブルを用いればよい。これにより、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0052】
本実施の形態では、複数の伝送路推定用プリアンブルを選択する際におけるしきい値を、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用のプリアンブルの数を増やすことにより復調信号の誤り率特性が向上するか否かの臨界点における回線品質を用いて設定した場合について説明した。本発明は、これに限定されず、複数の伝送路推定用プリアンブルを選択する際におけるしきい値を様々な方法により設定した場合にも適用可能なものである。例えば、上記しきい値として、復調信号についての所要の誤り率(例えば0.01)を得るために必要な回線品質(図2ではEb/No=22dB)を用いることも可能である。このときには、復調信号の品質がしきい値以上である場合には、より小さいシンボル数の伝送路推定用プリアンブルを用い、逆に、復調信号の品質がしきい値未満である場合には、より大きいシンボル数の伝送路推定用プリアンブルを用いることもできる。
【0053】
ここで、本実施の形態における伝送効率の向上における効果について、簡単に説明する。例えば、パケット長が54BYTEであり、16QAM−R=3/4である場合には、情報信号(データ)の伝送に必要なOFDMシンボル数は3となるので、1パケットの情報の伝送に必要なOFDMシンボル数は4となる。本実施の形態では、上述したように、回線品質がある程度良好となったときには、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を2から1に変更する。ここで、総ユーザ数を100とし、総ユーザのうち50のユーザが、回線品質が良好になったことに伴い、シンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルを用いた場合には、伝送可能な情報量は、9600ビット(192×50)増加する。すなわち伝送可能な情報量は16.5%増大する。また、100ユーザすべてがシンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルを用いた場合には、伝送可能な情報量は33%増大する。
【0054】
このように、本実施の形態においては、回線品質に応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を適応的に変化させている。具体的には、回線品質がある程度良好となった場合(すなわち、誤り率特性の劣化の要因として熱雑音以外の要因が支配的となっていることに起因して、伝送路推定用プリアンブルの数を増加させても、復調信号の誤り率の改善が望めない場合)には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数をより小さくする。逆に、回線品質が良好でない場合(すなわち、誤り率特性の劣化の要因として熱雑音が支配的となっている場合)には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を増加させる。これにより、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0055】
なお、本実施の形態では、回線品質を示す指標として、自局におけるOFDM通信装置(自OFDM通信装置)における受信信号から得られた復調信号の品質(すなわち、通信相手により送信された信号の受信品質)を用いた場合について説明したが、本発明は、回線品質を示す指標として、通信相手における受信品質から得られた復調信号の品質(すなわち、自装置が送信した信号の通信相手における受信品質)を用いることも可能であることはいうまでもない(これは、本実施の形態にだけでなく以下に述べる実施の形態にも当てはまることである)。この場合でも同様に、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0056】
(実施の形態2)
本実施の形態では、実施の形態1に加えて、回線品質を示す指標として、受信レベル情報だけでなく、マルチパスの遅延時間(遅延分散)をも用いる場合について説明する。
【0057】
復調信号の誤り率特性は、受信レベル情報だけでなくマルチパスの遅延時間(すなわち主波と希望波との間における到達時間の差)によっても、変化する可能性がある。よって、受信レベル情報のみにより、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの数を決定することが、最適ではないこともある。すなわち、一般に、マルチパスの遅延時間が長い場合には、復調信号の誤り率特性の劣化が大きくなり、逆に、マルチパスの遅延時間が短い場合には、復調信号の誤り率特性の劣化は小さくなる。
【0058】
そこで、本実施の形態では、マルチパスの遅延時間が長い場合には、シンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルとシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルとの切換の際に用いるしきい値として、実施の形態1におけるものよりも大きいしきい値を用いる。すなわち、図2を例にとれば、実施の形態1ではしきい値をEb/No=30dBとしているのに対して、本実施の形態ではしきい値をEb/No≧30dB(例えば32dB)とする。なお、マルチパスの遅延時間が短い場合に、シンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルとシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルとの切換の際に用いるしきい値として、実施の形態1におけるものよりも小さいしきい値を用いるようにしてもよい。
【0059】
図7は、本発明の実施の形態2にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図7における実施の形態1(図3)と同様の構成については、図3におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0060】
図7に示すように、本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、実施の形態1にかかるOFDM装置において、各サブキャリアにより伝送された信号を用いて遅延分散(マルチパスの遅延時間)を検出する遅延分散検出部601と、検出された遅延分散としきい値REFとの比較を行う大小比較部602と、検出部115により得られた品質情報に対して比較結果に基づく演算を行い、演算後の品質情報を選択部102に出力する演算部603と、を付加した構成を有する。
【0061】
次いで、上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、実施の形態1と相違する点のみに着目して、さらに図8〜図20を参照して説明する。図8は、本発明の実施の形態2にかかるOFDM通信装置における各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの様子(第1例)を示す模式図である。図9は、本発明の実施の形態2にかかるOFDM通信装置における各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの様子(第2例)を示す模式図である。図20は、本発明の実施の形態2にかかるOFDM通信装置における遅延分散検出部601の構成を示すブロック図である。
【0062】
遅延分散検出部601では、FFT部112からの各サブキャリアにより伝送された信号を用いて、遅延分散が検出される。具体的には、遅延分散すなわちマルチパスの遅延時間は、各サブキャリアにより伝送された信号間における受信レベルの差を用いることにより検出される。すなわち、マルチパスの遅延時間が短い場合には、図8に示すように、隣接するサブキャリアにより伝送された信号間における受信レベルの差は小さくなり、逆に、マルチパスの遅延時間が長い場合には、図9に示すように、隣接するサブキャリアにより伝送された信号間における受信レベルの差は大きくなる。
【0063】
そこで、図10に示すように、まず、各サブキャリアにより伝送された信号の絶対値は、順次、減算部902に出力されるとともに、遅延部901により所定時間だけ遅延された後減算部902に出力される。
【0064】
減算部902では、隣接するサブキャリアにより伝送された信号(絶対値)間における受信レベルの差が算出される。算出された受信レベルの差は、絶対値算出部903により絶対値がとられた後、平均部904により平均化される。これにより、遅延分散が検出される。検出された遅延分散を示す情報は、大小比較部602に出力される。大小比較部602では、遅延分散検出部601により検出された遅延分散と、しきい値との比較がなされる。比較結果は演算部603に出力される。
【0065】
演算部603では、大小比較部602における比較の結果に基づいて、検出部115からの品質情報に対する演算がなされる。具体的には、遅延分散がしきい値以上である場合(すなわちマルチパスの遅延時間が長い場合)には、品質情報から所定値が減算される。このように品質情報に対して減算を行うことは、実質的に、選択部102におけるしきい値を増加させること(すなわち、シンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルとシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルとの切換の際に用いるしきい値として、実施の形態1におけるものよりも大きいしきい値を用いること)に相当する。逆に、遅延分散がしきい値未満である場合(すなわちマルチパスの遅延時間が短い場合)には、品質情報に対する演算はなされない。演算部603により演算された品質情報は、送信系における選択部102に出力される。
【0066】
このように、本実施の形態によれば、回線品質を示す指標として、受信レベル情報だけでなく、マルチパスの遅延時間(遅延分散)をも用いることにより、マルチパスの遅延時間によらず、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0067】
(実施の形態3)
本実施の形態では、実施の形態2において、算出されるマルチパスの遅延時間における誤差を低減する場合について説明する。
【0068】
一般に、受信系においては、無線部における自動利得制御の誤差等により、受信レベルに誤差が生ずる場合がある。この場合には、図7に示した遅延分散検出部601により検出される遅延分散に誤差が生ずることになる。そこで、本実施の形態では、算出された遅延分散を、各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの平均値で除算する。
【0069】
本実施の形態にかかるOFDM通信装置の構成は、遅延分散検出部601を除いて、実施の形態2におけるものと同様である。よって、遅延分散検出部601の内部構成のみについて、図11を参照して説明する。図11は、本発明の実施の形態3にかかるOFDM通信装置における遅延分散検出部601の内部構成を示すブロック図である。なお、図11における実施の形態2(図10)と同様の構成については、図10におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0070】
図11において、各サブキャリアにより伝送された信号の絶対値は、絶対値算出部1001により、絶対値がとられ(すなわち受信レベルが算出され)た後、平均部1002により平均化される。これにより、各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの平均値が算出される。除算部1003では、平均部904により算出された遅延分散が、平均部1002からの受信レベルの平均値で除算される。以上のようにして得られた新たな遅延分散は、図7における大小比較部602に出力される。
【0071】
このように、本実施の形態においては、算出された遅延分散を受信信号のレベル(各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの平均値)で除算し、この除算により得られた値を新たな遅延分散として用いる。これにより、受信レベルに誤差が生ずる場合においても、高精度なマルチパスの遅延時間を算出することができる。したがって、受信レベルにおける誤差によらず、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0072】
(実施の形態4)
本実施の形態では、実施の形態1〜3において、実際に通信を行っている通信相手(ユーザ)の総数に応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を選択する場合について説明する。
【0073】
実環境においては、必ずしも全ユーザが通信を行っている(または全ユーザと通信を行っている)わけではないので、単位フレームにおいて通信が行われていない時間帯が存在することがある。ここでの単位フレームとは、図5または図6に示したバースト単位の信号を所定数だけ含むものである。具体的には、例えば、通信を行っている通信相手が多い場合、単位フレームには、より多くのバースト単位の信号が含まれているとともに、通信に使われない時間帯がより少なく含まれている。逆に、通信を行っている通信相手が少ない場合、単位フレームには、より少ないバースト単位の信号が含まれているとともに、通信に使われない時間帯が多く含まれている。
【0074】
したがって、実際に通信を行っている通信相手が少ない場合には、所定の通信相手についてのバースト単位の信号にシンボル数の大きい伝送路推定用プリアンブルを挿入すれば、全体の伝送効率が低下する。一方、実際に通信を行っている通信相手が多い場合には、所定の通信相手についてのバースト単位の信号にシンボル数の大きい伝送路推定用プリアンブルを挿入しても、全体の伝送効率はほとんど低下しない。
【0075】
そこで、本実施の形態では、実際に通信を行っている通信相手(ユーザ)の総数に応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を選択する。すなわち、実際に通信を行っている通信相手の総数が多い場合には、シンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルとシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルとの切換の際に用いるしきい値として、実施の形態1におけるものよりも小さいしきい値を用いる。なお、実際に通信を行っている通信相手の総数が少ない場合に、シンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルとシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルとの切換の際に用いるしきい値として、実施の形態1におけるものよりも大きいしきい値を用いるようにしてもよい。
【0076】
このような選択は、実施の形態1〜実施の形態3のいずれにも適用することが可能なものであるが、本実施の形態では、このような選択を実施の形態1に適用した場合を例にとり、図12を参照して説明する。図12は、本発明の実施の形態4にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図12における実施の形態1(図3)と同様の構成については、図3におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0077】
本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、実施の形態1にかかるOFDM通信装置において、アンテナ107からの受信信号の受信レベルを算出する受信レベル算出部1101と、算出された受信レベルに対して平均化を行い、単位フレームについての受信レベルを算出する平均部1102と、算出された単位フレームについての受信レベルとしきい値との比較を行う大小比較部1103と、比較の結果に基づいて検出部115からの品質情報に対して演算を行い、演算された品質情報を選択部102に出力する演算部1104と、を付加した構成を有する。
【0078】
次いで、上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、実施の形態1と相違する点のみに着目して説明する。受信レベル算出部1101では、各フレームについてアンテナ107からの受信信号の受信レベルが算出される。算出された各フレームについての受信信号の受信レベルは、平均部1102により、平均化されて、単位フレームについての受信レベルが算出される。単位フレームについての受信レベルは、大小比較部1103に出力される。大小比較部1103では、単位フレームについての受信レベルとしきい値との比較がなされる。比較の結果は演算部1104に出力される。
【0079】
演算部1104では、大小比較部1103における比較の結果に基づいて、検出部115からの品質情報に対する演算がなされる。具体的には、単位フレームについての受信レベルがしきい値以上である場合(すなわち実際に通信を行っている通信相手の総数が多い場合)には、品質情報に対して所定値が加算される。このように品質情報に対して加算を行うことは、実質的に、選択部102におけるしきい値を減少させること(すなわち、シンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルとシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルとの切換の際に用いるしきい値として、実施の形態1におけるものよりも小さいしきい値を用いること)に相当する。逆に、単位フレームについての受信レベルがしきい値未満である場合(すなわち実際に通信を行っている通信相手の総数が少ない場合)には、品質情報に対する演算はなされない。演算部1104により演算された品質情報は、送信系における選択部102に出力される。
【0080】
このように、本実施の形態によれば、実際に通信を行っている通信相手(ユーザ)の総数に応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を選択している。これにより、実際に通信を行っている通信相手の総数が少ない場合には、所定の通信相手についてのバースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を大きくすることにより、各フレームにおける通信に使われていない時間帯を削減することができるとともに、上記所定の通信相手における復調信号の誤り率特性を向上させることができる。逆に、実際に通信を行っている通信相手の総数が多い場合には、所定の通信相手についてのバースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を小さくすることにより、各フレームに含まれるバースト単位の信号の総数を増加させることができるので、伝送効率を向上させることができる。したがって、本実施の形態によれば、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とをさらに両立させることができる。
【0081】
(実施の形態5)
本実施の形態では、通信チャネルに応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を変化させる場合について説明する。
【0082】
OFDM方式の通信においては、通常のチャネルよりもより良い通信品質が要求される特定チャネルがある。例えば、特定チャネルとしては、制御チャネル(受信すべきバーストを示す情報、情報信号に適用されている変調方式を示す情報等を通信するために用いられるチャネル)や再送チャネル(再送を要求するための情報を通信するために用いられるチャネル)等がある。
【0083】
このような特定チャネルの数は、全体のチャネル数に比べて小さいものである。よって、特定チャネルにおけるバースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、固定的に大きく(本実施の形態では2シンボル)としても、全体の伝送効率はほとんど低下しない。これにより、全体の伝送効率にほとんど影響を与えることなく、より良い通信品質が要求される特定チャネルにおける復調信号の誤り率を向上させることができる。
【0084】
このような特定チャネルについてバースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を固定的に大きくすることを、実施の形態4に適用した(実施の形態1〜実施の形態3のいずれにも適用可能であることはいうまでもない)場合を例にとり、図13を参照して説明する。図13は、本発明の実施の形態5にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図13における実施の形態4(図12)と同様の構成については、図12におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0085】
本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、実施の形態4にかかるOFDM通信装置において、演算部1104に代えて、大小比較部1103からの比較結果および通信チャネルを示す情報に基づいて検出部115からの復調信号に対する演算を行う演算部1201を備えた構成を有する。
【0086】
次いで、上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、実施の形態4と相違する点のみに着目して説明する。演算部1201では、大小比較部1103における比較の結果、および、通信チャネルを示す情報に基づいて、検出部115からの品質情報に対する演算がなされる。具体的には、実施の形態4と同様に、単位フレームについての受信レベルがしきい値以上である場合には(すなわち実際に通信を行っている通信相手の総数が多い場合)には、品質情報に対して所定値が加算される。
【0087】
さらに、通信チャネルを示す情報により、通信チャネルが特定チャネルであることが認識された場合にのみ、品質情報から十分に大きい所定値が減算される。このように、品質情報から十分に大きい所定値が減算されることは、実質的に、選択部102におけるしきい値を十分に増加させることに相当する。これにより、バースト単位の信号に挿入させる伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を固定的に2シンボルとすることができる。このように演算部1201により演算された品質情報は、送信系における選択部102に出力される。
【0088】
なお、例えばMAC(Media Access Control)部では、特定チャネルを介して送信された信号が本OFDM通信装置に受信されるタイミングが既知となっている。よって、演算部1201に入力される通信チャネルを示す情報としては、MAC部により生成されたものを用いることが可能である。
【0089】
このように、本実施の形態においては、通信相手についてのバースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、前記バースト単位の信号の送信に用いる通信チャネルに応じて変化させている。すなわち、例えば、通信チャネルが特定チャネルである場合には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を固定的に大きくするので、より良い通信品質が要求される特定チャネルにおける復調信号の誤り率特性を向上させることができる。逆に、通信チャネルが通常のチャネルである場合には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を実施の形態1〜実施の形態4で説明したように変化させる。これにより、全体の伝送効率にほとんど影響を与えることなく、より良い通信品質が要求される特定チャネルにおける復調信号の誤り率を向上させることができる。
【0090】
なお上述の実施の形態では、プリアンブルの数を多くする特定チャネルとして制御チャネルや再送チャネルを例に挙げたが、本発明の特定チャネルはこれらに限らず、例えば報知チャネル(ブロードキャストチャネル)等も含み、要は、上述したように通常のチャネル(例えばユーザチャネル)よりもより良い通信品質が要求されるチャネルを広く含むものとする。
【0091】
(実施の形態6)
本実施の形態では、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手からの通知により認識するのではなく、上記通信相手により送信された信号を用いて算出した相関値により推定する場合について説明する。
【0092】
実施の形態1〜実施の形態5では、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数は、上記通信相手からの伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報により認識されている。上記各実施の形態では、2種類の伝送路推定用プリアンブル(すなわちシンボル数が1および2の伝送路推定用プリアンブル)を用いているので、上記情報の伝送に必要な情報量は、1つの通信相手について1ビットのみを用意すればよい。よって、本発明により向上する伝送効率の点から見れば、この情報量はわずかなものである。
【0093】
ところが、さらなる伝送効率の向上を図るためには、このような情報を用いることなく、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を認識できる必要がある。このような情報を不要にできれば、例えば、通信相手の総数を200とすると、200ビットの情報量を削減することができる。
【0094】
そこで、本実施の形態では、通信相手により送信されたバースト単位の信号と、IFFT処理された伝送路推定用プリアンブルとを用いて算出した相関値により、上記通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を推定する。
【0095】
図14は、本発明の実施の形態6にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図14における実施の形態1(図3)と同様の構成については、図3におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0096】
本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、実施の形態1にかかるOFDM通信装置において、メモリ114を除去し、同期部108に代えて同期部1301を用い、選択部111に代えて選択部1303を用い、さらに、相関ピーク数検出部1302を備えた構成を有する。
【0097】
同期部1301は、算出した相関値を相関ピーク数検出部1302に出力する点を除いて、実施の形態1における同期部108と同様の構成を有する。相関ピーク数検出部1302は、同期部1301により算出された相関値におけるピーク数を検出し、検出結果を選択部1303に出力する。選択部1303は、相関ピーク数検出部1302による検出結果に基づいて、同期部1301からの受信信号、または、平均部110からの平均化された受信信号のいずれかをFFT部112に出力する点を除いて、実施の形態1における選択部111と同様の構成を有する。
【0098】
上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、さらに図15〜図17を参照して説明する。図15は、本発明の実施の形態6にかかるOFDM通信装置の同期部1301により算出された相関値の様子(第1例)を示す模式図である。図16は、本発明の実施の形態6にかかるOFDM通信装置における同期部1301により算出された相関値の様子(第2例)を示す模式図である。図17は、本発明の実施の形態6にかかるOFDM通信装置における相関ピーク数検出部1302の構成を示すブロック図である。
【0099】
送信系において、本実施の形態では実施の形態1とは異なり、選択部102により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、通信開始時においても所定時間間隔ごとにおいても、通信相手に対して通知されない。
【0100】
一方、受信系において、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数は、上記通信相手についての受信信号と、IFFT処理された伝送路推定用プリアンブルとを用いて算出した相関値により検出することが可能である。具体的には、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が2(1)である場合には、図15(図16)に示すように、受信信号において伝送路推定用プリアンブルに対応する信号が2シンボル分(1シンボル分)だけ含まれているので、算出された相関値に2つの(1つの)ピークが発生する。
【0101】
そこで、相関ピーク数検出部1302では、図17に示すように、同期部1301により算出された相関値は、大小比較部1601によりしきい値と比較される。比較結果はカウンタ1602に出力される。カウンタ1602では、比較結果に基づいて、相関値がしきい値以上である回数が計数される。計数結果は判定部1603に出力される。判定部1603では、計数結果が判定されて、相関値におけるピーク数が検出される。検出結果は選択部1303に出力される。この検出結果により、選択部1303では、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が検出される。すなわち、相関値におけるピーク数が1である場合には、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が1であることが認識され、相関値におけるピーク数が2である場合には、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が2であることが認識される。選択部1303における以後の動作については、実施の形態1と同様であるので、詳しい説明を省略する。
【0102】
このように、本実施の形態においては、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手からの通知により認識するのではなく、上記通信相手により送信された信号を用いて算出した相関値により推定する。これにより、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報を伝送することが不要となるので、伝送効率の低下をさらに防止することができる。
【0103】
(実施の形態7)
本実施の形態では、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数の推定が誤ることを防止する場合について説明する。
【0104】
実施の形態6では、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手により送信された信号を用いて算出した相関値により推定している。ところが、回線品質が悪い場合には、算出される相関値において誤差が生ずることにより、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を正確に推定できないことがある。これにより、復調信号の誤り率特性が劣化するおそれがある。
【0105】
そこで、本実施の形態では、回線品質が悪い場合には、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を固定的に大きく(ここでは2シンボル)する。これにより、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数の推定を誤ることを防止することができる。以下、このように通信品質の悪い通信相手に対する信号に、シンボル数の大きい伝送路推定用プリアンブルを挿入することを、実施の形態1に適用した場合(実施の形態2〜実施の形態6に適用することも可能である)を例にとり説明する。
【0106】
図18は、本発明の実施の形態7にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図18における実施の形態1(図3)と同様の構成については、図3におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0107】
本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、実施の形態1にかかるOFDM通信装置において、検出部115からの品質情報としきい値との比較を行い、比較結果を選択部1702に出力する大小比較部1701と、大小比較部1701ににおける比較結果に基づいて、選択部102からの伝送路推定プリアンブルまたはシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルのいずれかを変換部103に出力する変換部103と、を備えた構成を有する。
【0108】
次いで、上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、実施の形態1と相違する点のみに着目して説明する。検出部115により生成された品質情報は、大小比較部1701および選択部102に出力される。実施の形態1と同様の動作がなされて、選択部102から選択部1702に対して伝送路推定用プリアンブルが出力される。
【0109】
大小比較部1701では、品質情報としきい値との比較がなされる。この比較の結果は選択部1702に出力される。選択部1702では、大小比較部1701における比較結果に基づいて、選択部102からの伝送路推定用プリアンブル、または、シンボル数が2である伝送路推定用プリアンブルのいずれかが、変換部103に出力すべき伝送路推定用プリアンブルとして選択される。具体的には、大小比較部1701における比較結果により、回線品質が悪いことが認識された場合にのみ、シンボル数が2である伝送路推定用プリアンブルが選択される。これ以外の場合(すなわち回線品質が良いことが認識された場合)には、選択部102からの伝送路推定用プリアンブルが変換部103に出力すべき伝送路推定用プリアンブルとして選択される。選択部1702に選択された伝送路推定用プリアンブルは、変換部103に出力される。
【0110】
なお、本実施の形態においても、実施の形態1と同様に、選択部1702により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、通信開始時および所定時間間隔ごとに、所定チャネルを介して、通信相手に送信される。こうように送信された伝送路推定用プリアンブルを示す情報は、通信相手における受信系のメモリ114に格納される。
【0111】
このように、本実施の形態においては、通信品質が悪い通信相手については、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を固定的に大きくしている。これにより、上記通信相手においては、受信信号に含まれている伝送路推定用プリアンブルの数を確実に認識できるので、復調信号の誤り率特性が劣化することを防止することができる。伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を固定的に大きくするのは、通信品質の悪い通信相手についてのバースト単位の信号のみに限定されるので、全体の伝送効率の低下はわずかなものである。
【0112】
(実施の形態8)
本実施の形態では、回路規模を削減しつつ、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手からの通知により認識するのではなく、上記通信相手により送信された信号を用いて推定する場合について説明する。
【0113】
実施の形態6では、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手により送信された信号を用いて算出した相関値により推定している。ところが、相関値を算出する相関器を構成するためには、FFTサンプル数が例えば64であるとすると、複素相関器が64個必要になる。よって、このような相関器を備えたOFDM通信装置の回路規模は非常に大きくなる。
【0114】
そこで、本実施の形態では、通信相手についての受信信号の受信レベルがしきい値以上である場合には、上記通信相手についての受信信号により小さいシンボル数の伝送路推定用プリアンブルが挿入されているものと推定する。この推定は、上記通信相手における回線品質が良好であることに起因して、上記通信相手がよりシンボル数の小さい伝送路推定用プリアンブルを選択している、という点に着目してなされるものである。
【0115】
逆に、通信相手についての受信信号の受信レベルがしきい値未満である場合には、上記通信相手についての受信信号により大きいシンボル数の伝送路推定用プリアンブルが挿入されているものと推定する。この推定は、上記通信相手における回線品質が悪いことに起因して、上記通信相手がよりシンボル数の大きい伝送路推定用プリアンブルを選択している、という点に着目してなされるものである。
【0116】
図19は、本発明の実施の形態8にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図19における実施の形態1(図3)と同様の構成については、図3におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0117】
本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、実施の形態1にかかるOFDM通信装置において、メモリ114を除去し、選択部111に代えて選択部1803を用い、さらに、レベル算出部1801および大小比較部1802を備えた構成を有する。
【0118】
選択部1803は、大小比較部1802における比較結果に基づいて、同期部108からの受信信号、または、平均部110からの平均化された受信信号のいずれかをFFT部112に出力する点を除いて、実施の形態1における選択部111と同様の構成を有する。レベル算出部1801は、同期部108からの受信信号の受信レベルを算出し、算出された受信レベルを大小比較部1802に出力する。大小比較部1802は、算出された受信レベルとしきい値との比較を行い、比較の結果を選択部1803に出力する。
【0119】
次いで、上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、実施の形態1と相違する点のみに着目して説明する。送信系において、本実施の形態では実施の形態1と異なり、選択部102により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、通信開始時においても所定時間間隔ごとにおいても、通信相手に対して通知されない。
【0120】
一方、受信系において、レベル算出部1801では、同期部108からの受信信号の受信レベルが算出される。算出された受信レベルは、このレベル算出部1801に格納されるとともに大小比較部1802に出力される。このレベル算出部1801は、算出された受信レベル(I+Q)を格納するメモリ1個により構成することが可能なものである。または、このレベル算出部1801は、2個の乗算器(すなわち受信信号のI成分とI成分とを乗算する乗算器、受信信号のQ成分とQ成分とを乗算する乗算器)、および、1個の加算器(すなわち各乗算器による乗算結果を加算する加算器)により構成することが可能なものである。
【0121】
大小比較部1802では、算出された受信レベルとしきい値との比較がなされる。比較の結果は選択部1803に出力される。選択部1803では、大小比較部1802における比較の結果に基づいて、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が検出される。具体的には、受信信号の受信レベルがしきい値以上である場合には、受信信号により小さいシンボル数(ここでは1)の伝送路推定用プリアンブルが挿入されていることが検出される。逆に、受信信号の受信レベルがしきい値未満である場合には、受信信号により大きいシンボル数(ここでは2)の伝送路推定用プリアンブルが挿入されていることが検出される。選択部1803における以後の動作については、実施の形態1と同様であるので、詳しい説明を省略する。
【0122】
このように、本実施の形態においては、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手からの通知により認識するのではなく、上記通信相手により送信された信号の受信レベルにより推定する。これにより、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報を伝送することが不要となるので、伝送効率の低下をさらに防止することができる。さらに、相関器を用いることなく、上記通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルの数を推定することにより、実施の形態6よりも回路規模を削減することができる。
【0123】
(実施の形態9)
本実施の形態では、処理遅延を削減しつつ、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手からの通知により認識するのではなく、上記通信相手により送信された信号を用いて推定する場合について説明する。
【0124】
実施の形態6では、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手についての受信信号と、IFFT処理された伝送路推定用プリアンブルとの相関値を用いて推定している。この場合には、1OFDM信号分に相当する時間だけ処理遅延が発生する。
【0125】
上記実施の形態では、シンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルを用いる場合には、図5に示したようなフォーマットを用いている。最近、シンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルを用いる際のフォーマットとして、図20に示すようなフォーマットが提案されている。図20は、本発明の実施の形態9にかかるOFDM通信装置におけるバースト単位の信号のフォーマットの様子を示す模式図である。
【0126】
図20に示すように、1シンボル目の伝送路推定用プリアンブルは、2シンボル目の伝送路推定用プリアンブルのガードインターバルの役目を果たしている。よって、1シンボル目の伝送路推定用プリアンブルと2シンボル目の伝送路推定用プリアンブルとの間に、ガードインターバルを挿入する必要がない。したがって、図5に示したフォーマットとは異なり、図20に示すフォーマットにおいては、1シンボル目の伝送路推定用プリアンブルの直前に、ガード区間が2つまとめて挿入されている。そこで、本実施の形態では、シンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルを用いる際に、図20に示すようなフォーマットを用いる場合について説明する。
【0127】
通信相手が図20に示すようなフォーマットに従って送信を行った場合(すなわち、バースト単位の信号にシンボル数が2の伝送路推定用プリアンブルを挿入した場合)には、受信信号とガードインターバルとの相関値においては、図20に示すように、ガード区間の中央に対応するタイミングにおいて、所定の大きさを有するピークが発生する。一方、通信相手が図6に示すようなフォーマットに従って送信を行った場合(すなわち、バースト単位の信号にシンボル数が1の伝送路推定用プリアンブルを挿入した場合)には、受信信号とガードインターバルとの相関値においては、上記所定の大きさを有するピークが発生しない。本実施の形態では、受信信号とガード区間との相関値を用いて、通信相手に選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を推定する。
【0128】
図21は、本発明の実施の形態9にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図21における実施の形態1(図3)と同様の構成については、図3におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0129】
本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、実施の形態1にかかるOFDM通信装置において、メモリ114を除去し、選択部102に代えて選択部2001を用い、選択部111に代えて選択部2006を用い、GI挿入部105に代えてGI挿入部2002およびGI挿入部2007を用い、選択部2003、相関部2004および大小比較部2005を備えた構成を有する。
【0130】
選択部2001は、伝送路推定用プリアンブルの選択結果を選択部2003に通知する点を除いて、実施の形態1(図3)における選択部102と同様の構成を有する。
【0131】
GI挿入部2002は、図20に示すようなフォーマットに従って、生成されたOFDM信号にガード区間を挿入して、送信信号を生成する。GI挿入部2007は、図6に示すようなフォーマットに従って、生成されたOFDM信号にガード区間を挿入して、送信信号を生成する。
【0132】
選択部2003は、選択部2001における伝送路推定用プリアンブルの選択結果に基づいて、GI挿入部2007またはGI挿入部2002によりガード区間が挿入されたOFDM信号を送信信号とする。
【0133】
相関部2004は、同期部108からの受信信号とガード区間との相関値を算出する。大小比較部2005は、相関部2004により算出された相関値におけるピークとしきい値との比較を行う。選択部2006は、大小比較部2005における比較の結果に基づいて、同期部108からの受信信号、または、平均部110からの平均化された受信信号のいずれかをFFT部112に出力する点を除いて、実施の形態1における選択部111と同様の構成を有する。
【0134】
次いで、上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、実施の形態1と相違する点のみに着目して説明する。送信系において、本実施の形態では実施の形態1とは異なり、選択部2001により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報は、通信開始時においても所定時間間隔ごとにおいても、通信相手に対して通知されない。また、選択部2001における伝送路推定用プリアンブルの選択結果は、選択部2003に出力される。
【0135】
GI挿入部2002では、IFFT部104により生成されたOFDM信号に対して、図20に示すようなフォーマットに従ってガード区間が挿入されることにより、送信信号が生成される。GI挿入部2007では、IFFT部104により生成されたOFDM信号に対して、図6に示すようなフォーマットに従ってガード区間が挿入されることにより、送信信号が生成される。なお、図20に示すフォーマットにおける伝送路推定用プリアンブルの直前に挿入されるガード区間は、図6に示すフォーマットにおける伝送路推定用プリアンブルの直前に挿入されるガード区間を2つ連結させて生成されるものである。
【0136】
選択部2003では、選択部2001における伝送路推定用プリアンブルの選択の結果に基づいて、GI挿入部2002またはGI挿入部2007のいずれかにより生成された送信信号が、実際に送信すべき送信信号として選択される。具体的には、選択部2001によりシンボル数が2(1)の伝送路推定用プリアンブルが選択された場合には、GI挿入部2002(GI挿入部2007)により生成された送信信号が、送信すべき送信信号として選択される。選択部2003により選択された送信信号は、所定の送信処理がなされた後、アンテナ106を介して通信相手に送信される。
【0137】
一方、受信系において、相関部2004では、同期部108からの受信信号とガード区間との相関値が算出される。なお、ここでのガード区間は、送信系においてGI区間挿入部2007またはGI区間挿入部2002により用いられるガード区間と同様の信号パターンを有することはいうまでもない。
【0138】
大小比較部2005では、相関部2004により算出された相関値におけるピークとしきい値との比較がなされる。比較の結果は選択部2006に出力される。選択部2006では、大小比較部2005における比較の結果に基づいて、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が検出される。すなわち、相関値において所定の大きさを有するピークが発生した場合には、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が2であることが認識され、相関値において所定の大きさを有するピークが発生していない場合には、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が1であることが認識される。選択部2006における以後の動作については、実施の形態1と同様であるので、詳しい説明を省略する。
【0139】
このように、本実施の形態では、送信系において、回線品質に従って選択した伝送路推定用プリアンブルのシンボル数に応じて、バースト単位の信号における所定の位置(本実施の形態ではバースト単位の信号における先端部)に挿入するガード区間のシンボル数(本実施の形態では1または2)を変化させている。また、受信系においては、受信信号とガード区間との相関値における所定の大きさを有するピークの数に応じて、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を推定している。これにより、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報を伝送することが不要となるので、伝送効率の低下をさらに防止することができる。
【0140】
さらに、伝送路推定用プリアンブルに代えてガード区間を用いて受信信号との相関値を算出し、算出された相関値を用いて通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を推定しているので、実施の形態6よりも、発生する処理遅延の時間を抑えることができる。
【0141】
加えて、相関部2004を構成するために必要な、乗算器、加算器および遅延器の総数(ガード区間のサンプル数/2)は、同期部108を構成するために必要な、乗算器、加算器および遅延器の総数よりも少なくすることができる。
【0142】
(実施の形態10)
本実施の形態では、装置規模を簡略化しつつ、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を、上記通信相手からの通知により認識するのではなく、上記通信相手により送信された信号を用いて推定する場合について説明する。
【0143】
実施の形態9では、選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数に応じて、バースト単位の信号に挿入するガード区間のシンボル数を変化させている。よって、実施の形態9では、送信系における処理が複雑になる可能性がある。
【0144】
そこで、本実施の形態では、選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数に応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの信号パターンを変化させる。
【0145】
図22は、本発明の実施の形態10にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図22における実施の形態1(図3)と同様の構成については、図3におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0146】
本実施の形態にかかるOFDM通信装置は、実施の形態1にかかるOFDM通信装置において、メモリ114を除去し、選択部102に代えて選択部2101を用い、同期部108に代えて同期部2102を用い、選択部111に代えて選択部2105を用い、相関部2103および大小比較部2104を備えた構成を有する。
【0147】
選択部2101は、検出部115からの品質情報に基づいて、伝送路推定用プリアンブル1または伝送路推定用プリアンブル3のいずれかを変換部103に出力する点を除いて、実施の形態1における選択部102と同様の構成を有する。ここで、伝送路推定用プリアンブル3は、伝送路推定用プリアンブル1の2倍の信号長(すなわち上述した伝送路推定用プリアンブル2と同一の信号長)を有し、かつ、伝送路推定用プリアンブル1と異なる信号パターンを有する。具体的には、伝送路推定用プリアンブル3は、伝送路推定用プリアンブル1と同一の信号長を有しかつ異なる信号パターンを有する信号を、2つ結合させることにより生成される。ここでは、伝送路推定用プリアンブル1のシンボル数は1であり、伝送路推定用プリアンブル3のシンボル数は2である。
【0148】
同期部2102は、受信信号とIFFT処理された伝送路推定用プリアンブル1との相関値を算出するだけでなく、受信信号とIFFT処理された伝送路推定用プリアンブル3との相関値を算出し、各相関値が最大となるタイミングを検出する点を除いて、実施の形態1における同期部108と同様の構成を有する。
【0149】
相関部2103は、同期部2102からの受信信号と伝送路推定用プリアンブル3との相関値を算出する。大小比較部2104は、相関部2103により算出された相関値における所定の大きさを有するピークとしきい値との比較を行う。選択部2105は、大小比較部2104における比較の結果に基づいて、同期部2102からの受信信号、または、平均部110からの平均化された受信信号のいずれかをFFT部112に出力する点を除いて、実施の形態1における選択部111と同様の構成を有する。
【0150】
次いで、上記構成を有するOFDM通信装置の動作について、実施の形態1と相違する点のみに着目して説明する。送信系において、受信系における復調信号の品質がしきい値以上である場合には、伝送路推定用プリアンブル1が選択される。逆に、受信系における復調信号の品質がしきい値未満である場合には、伝送路推定用プリアンブル3が選択される。選択された伝送路推定用プリアンブルは、変換部103に出力される。
【0151】
一方、受信系において、同期部2102では、受信信号と伝送路推定用プリアンブル1との相関値、および、受信信号と伝送路推定用プリアンブル3との相関値が算出される。さらに、算出された各相関値が最大値となるタイミングが検出される。これにより、受信信号に伝送路推定用プリアンブル1および伝送路推定用プリアンブル3のいずれが挿入されていても、相関値が最大値となるタイミングが検出される。検出されたタイミングはタイミング生成部109に出力される。
【0152】
相関部2103では、同期部2103からの受信信号と伝送路推定用プリアンブルとの相関値が算出される。ここで、通信相手により伝送路推定用プリアンブル3が用いられている場合には、算出された相関値に所定の大きさを有するピークが発生することになる。逆に、通信相手により伝送路推定用プリアンブル1が用いられている場合には、算出された相関値に所定の大きさを有するピークが発生することがない。算出された相関値は大小比較部2104に出力される。
【0153】
大小比較部2104では、相関部2103により算出された相関値におけるピークとしきい値との比較がなされる。比較の結果は選択部2105に出力される。
【0154】
選択部2105では、大小比較部2104における比較の結果に基づいて、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数(すなわち通信相手により用いられた伝送路推定用プリアンブル)が検出される。すなわち、相関値において所定の大きさを有するピークが発生した場合には、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が2であること(すなわち、通信相手により伝送路推定用プリアンブル3が用いられたこと)が認識され、相関値において所定の大きさを有するピークが発生していない場合には、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数が1であること(すなわち、通信相手により伝送路推定用プリアンブル1が用いられたこと)が認識される。選択部2105における以後の動作については、実施の形態1と同様であるので、詳しい説明を省略する。
【0155】
このように、本実施の形態では、送信系において、回線品質に従って選択した伝送路推定用プリアンブルのシンボル数に応じて、バースト単位の信号に挿入する伝送路推定用プリアンブルの信号パターンを変化させている。また、受信系においては、送信系において用いられるいずれかの伝送路推定用プリアンブルの信号パターン(本実施の形態では、伝送路推定用プリアンブル3を用いているが、伝送路推定用プリアンブル1を用いることも可能である。)と受信信号との相関値を算出し、算出された相関値における所定の大きさを有するピークの数に応じて、通信相手により選択された伝送路推定用プリアンブルを推定している。
【0156】
これにより、伝送路推定用プリアンブルのシンボル数を示す情報を伝送することが不要となるので、伝送効率の低下をさらに防止することができる。加えて、送信系におけるガード区間の挿入方法は、選択された伝送路推定用プリアンブルのシンボル数とは無関係となるので、実施の形態9に比べて、装置構成を簡略化することができる。
【0157】
(実施の形態11)
本実施の形態では、実施の形態1〜実施の形態10において、乗算器を用いることなく相関器を構成して、回路規模を削減する場合について、図23および図24を参照して説明する。図23は、OFDM通信装置に用いられる相関器の構成の一例を示すブロック図である。図24は、本発明の実施の形態11にかかるOFDM通信装置における相関器の構成を示すブロック図である。なお、図23および図24において、入力信号とは、アンテナ107からの受信信号に相当し、係数1〜係数kとは、IFFT処理された伝送路推定用プリアンブルに相当する。
【0158】
上記実施の形態1〜実施の形態10で用いられる相関器の構成においては、図23に示すように、乗算器が支配的となっている。相関器の回路規模を削減するためには、乗算器を用いることなく相関器を構成することが有効である。
【0159】
IFFT処理された伝送路推定用プリアンブルは、マルチキャリア信号であるので、その極性がサンプル点によって激しく変動する。よって、係数1〜係数kとして、IFFT処理された伝送路推定用プリアンブルを硬判定することにより得られた信号を用いることができる。
【0160】
図24において、判定部2303−n(n=1〜k)は、IFFT処理された伝送路推定用プリアンブルにおける係数nに対して硬判定を行い、硬判定結果を選択部2302−nに出力する。
【0161】
選択部2302−nには、遅延部2201−(n−1)により遅延された受信信号と、この遅延された受信信号が極性反転部2301−nにより極性反転された信号(以下「極性反転信号」という。)と、が入力されている。ただし、遅延部2201−1には、遅延がなされていない受信信号が入力されている。なお、各遅延部(図24中では、遅延部2201−1および遅延部2201−2)は、所定時間だけ受信信号を遅延させる。
【0162】
選択部2302−nは、判定部2303−nからの硬判定結果が「1」である場合には、遅延部2201−(n−1)により遅延された受信信号を加算部2203−(n−1)に出力する。逆に、選択部2302−nは、判定部2303−nからの硬判定結果が「0」である場合には、極性反転部2301−nからの極性反転信号を加算部2203−(n−1)に出力する。
【0163】
加算部2203−nは、選択部2302−nにより選択された信号と、選択部2302−(n+1)により選択された信号と、を加算する。さらに、加算部2203−n(n≠k)は、加算された信号を加算部2203−(n+1)に出力する。ただし、加算部2203−(k−1)は、加算された信号を相関結果として出力する。
【0164】
このように、本実施の形態によれば、乗算器を用いることなく相関器を構成しているので、実施の形態1〜実施の形態10よりも、装置規模を削減することができる。
【0165】
(実施の形態12)
本実施の形態では、実施の形態1〜実施の形態10において、OFDM−CDMA方式の通信を適用した場合について説明する。OFDM−CDMA方式の通信は、実施の形態1〜実施の形態10のいずれにも適用可能なものである。本実施の形態では、実施の形態1にOFDM−CDMA方式の通信を適用した場合を例にとり、図25を参照して説明する。
【0166】
図25は、本発明の実施の形態12にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図である。なお、図25における実施の形態1(図3)と同様の構成については、図3におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【0167】
送信系において、シリアル/パラレル変換部(以下「S/P部」という。)2401は、変調処理された情報信号を、一系列の信号から複数系列の信号に変換する。説明の簡略化のために系列数をnとする。系列1〜系列nの信号は、系列固有の拡散部2402に出力される。各拡散部2402は、系列1〜系列nの信号に対して、それぞれ拡散符号1〜拡散符号nを用いた拡散処理を行う。加算部2403は、拡散処理された系列1〜系列nの信号を多重する。これにより符号分割多重された信号(以下「多重信号」という。)が得られる。多重信号は変換部103に出力される。
【0168】
S/P部2404は、変換部103からの信号(加算部2403からの多重信号または選択部102からの伝送路推定用プリアンブル)を、拡散信号毎(チップ毎)に分解して拡散比(k)だけの複数系列の信号を生成する。すなわち、S/P部2404は、変換部103からの信号の第1チップ〜第kチップを、複数系列の信号として生成する。
【0169】
IFFT部104は、変換部103からの信号の第1チップ〜第kチップに対して、IFFT処理を行うことにより、周波数分割多重処理を行う。すなわち、IFFT部104は、上記第1チップ〜第kチップがそれぞれサブキャリア1〜サブキャリアkに重畳されたOFDM信号を生成する。生成されたOFDM信号は、GI挿入部105に出力される。
【0170】
一方、受信系において、FFT部112は、タイミング生成部109により生成されたタイミング信号に基づいて、選択部111からの受信信号に対してFFT処理を行うことにより、サブキャリア1〜サブキャリアkにより伝送された信号を抽出する。各伝送路補償部2405は、サブキャリア1〜サブキャリアkにより伝送された信号に対して伝送路補償処理を行う。この伝送路補償処理の詳細については後述する。
【0171】
パラレル/シリアル変換部(以下「P/S変換部」という。)2406は、伝送路補償された複数系列の信号(すなわちサブキャリア1〜サブキャリアkにより伝送された信号)を一系列の信号に変換して各逆拡散部2407に出力する。すなわち、P/S部2406は、時間t1では、各伝送路補償部2405からの信号における第1チップを出力し、時間tkでは、上記信号における第kチップを出力する。
【0172】
各逆拡散部2407は、P/S部2406からの一系列の信号に対して、それぞれ、拡散符号1〜拡散符号nを用いた逆拡散処理を行うことにより、復調信号1〜復調信号nを生成する。P/S部2408は、各逆拡散部2407からの復調信号1〜復調信号n(すなわち複数系列の信号)を、一系列の信号に変換し復調信号として復調部113に出力する。
【0173】
次いで、伝送路補償部2405の詳細について、図26〜図28を参照して説明する。図26は、本発明の実施の形態12にかかるOFDM通信装置における各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの様子(第1例)を示す模式図である。図27は、本発明の実施の形態12にかかるOFDM通信装置における各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの様子(第2例)を示す模式図である。図28は、本発明の実施の形態12にかかるOFDM通信装置における伝送路補償部2405の構成を示すブロック図である。
【0174】
通常のOFDM方式においては、伝送路補償を行う場合、各サブキャリアにより伝送された信号に対して位相および振幅を補償している。しかし、OFDM−CDMA方式においては、符号分割多重された信号(ここでは多重信号)の各チップ(ここでは第1チップ〜第kチップ)がそれぞれ異なるサブキャリアに重畳されている。よって、各サブキャリアにより伝送された信号に対して位相および振幅を補償すると、周波数ダイバーシチ効果が得られなくなる。
【0175】
一方、各サブキャリアにより伝送された信号に対して位相のみを補償した場合には、拡散符号間において直交生が崩れることになる。よって、符号多重数(すなわち、図25における加算部2403により多重される信号の総数)を小さくする必要性が発生するので、周波数利用効率が低下する。以上のように、OFDM−CDMA方式においては、通常のOFDM方式で用いられる伝送路補償を行うことは困難である。
【0176】
そこで、本実施の形態では、各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベル(例えば平均受信レベル)に応じて、各サブキャリアにより伝送された信号に対して位相のみの補償を行うかまたは位相および振幅の補償を行うか、を決定する。具体的には、上記受信レベルがしきい値以上である場合(図26)には、各サブキャリアにより伝送された信号に対して、位相および振幅の補償を行い、逆に、上記受信レベルがしきい値未満である場合(図27)には、各サブキャリアにより伝送された信号に対して、位相のみの補償を行う。これにより、周波数ダイバーシチ効果の向上と周波数利用効率の向上の両立を図ることができる。なお、通常のOFDM方式においては、1サブキャリアにより伝送される信号に複数の信号を多重することができないので、上記のような効果を得ることができない。
【0177】
本実施の形態にかかる伝送路補償回路について、図28を参照して説明する。ここでは、k個設けられた伝送路補償回路のうち、サブキャリアkにより伝送された信号に対して伝送路補償を行う伝送路補償回路を例にとり説明する。FFT後の信号、すなわち、サブキャリアkにより伝送された信号(ここでは、サブキャリアkにより伝送された信号とする。)は、電力算出部2701、振幅算出部2702、乗算部2706および乗算部2707に出力される。電力算出部2701は、サブキャリアkにより伝送された信号の電力を算出し、算出した電力を大小比較部2703および選択部2704に出力する。振幅算出部2702は、サブキャリアkにより伝送された信号の振幅を算出し、算出した振幅を選択部2704に出力する。
【0178】
大小比較部2703は、電力算出部2701により算出された電力(例えば平均電力)と、しきい値との比較を行い、比較結果を選択部2704に出力する。選択部2704は、大小比較部2703の比較の結果に基づいて、電力算出部2701により算出された電力、または、振幅算出部2702により算出された振幅のいずれかを除算部2705に出力する。具体的には、選択部2704は、上記電力がしきい値以上である場合には、電力算出部2701により算出された電力を除算部2705に出力し、逆に、上記電力がしきい値未満である場合には、振幅算出部2702により算出された振幅を除算部2705に出力する。
【0179】
乗算部2706は、サブキャリアkにより伝送された信号と伝送路推定用プリアンブルとの乗算を行うことにより、伝送路推定結果が得られる。得られた伝送路推定結果は除算部2705に出力される。
【0180】
除算部2705は、乗算部2706からの伝送路推定結果に対して、選択部2704からの算出された振幅または電力を用いた除算を行う。除算の結果は乗算部2707に出力される。乗算部2707は、サブキャリアkにより伝送された信号に対して除算部2705における除算の結果を乗算する。これにより、伝送路補償された信号が得られる。
【0181】
以上説明したように、実施の形態1〜実施の形態10において、OFDM−CDMA方式の通信を適用することが可能である。この場合には、所定サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルに応じて、上記所定サブキャリアにより伝送された信号に対して、位相のみの補償または位相および振幅の補償を行うことにより、周波数ダイバーシチ効果の向上と周波数利用効率の向上との両立を図ることができる。
【0182】
上記実施の形態にかかるOFDM通信装置は、ディジタル移動体通信システムにおける通信端末装置や基地局装置に搭載可能なものである。これにより、上記通信端末装置および基地局装置は、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができるので、良好な通信を効率的に行うことができる。
【0183】
また上述の実施の形態では、送信側で逆高速フーリエ変換(IFFT)を施すと共に受信側で高速フーリエ変換(FFT)を施すOFDM通信装置に本発明を適用した場合について述べたが、送信側で逆離散フーリエ変換(IDFT)を施すと共に受信側で離散フーリエ変換(DFT)を施すOFDM通信装置に適用することもできる。要は、送信側で逆フーリエ変換を行い、受信側でフーリエ変換を行うOFDM通信装置に広く適用することができる。
【0184】
本発明は、上述した実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。
【0185】
本発明のOFDM通信装置は、通信相手との間における回線品質に基づいて、送信信号に挿入すべき伝送路推定用既知信号の数を決定する決定手段と、情報信号および前記決定手段により決定された数の伝送路推定用既知信号に対して逆フーリエ変換処理を行い、前記通信相手に対する送信信号を生成する生成手段と、を具備する構成を採る。
【0186】
本発明のOFDM通信装置は、決定手段が、通信相手との間における回線品質を用いて、前記通信相手における復調信号の劣化要因を推定し、推定した劣化要因に基づいて伝送路推定用既知信号の数を決定する構成を採る。
【0187】
これらの構成によれば、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0188】
本発明のOFDM通信装置は、決定手段が、自OFDM通信装置における受信レベルまたは通信相手における受信レベルを用いて、前記通信相手との間における回線品質を検出する構成を採る。
【0189】
本発明のOFDM通信装置は、決定手段が、自OFDM通信装置における受信信号の遅延分散または通信相手における受信信号の遅延分散を用いて、前記通信相手との間における回線品質を検出する構成を採る。
【0190】
本発明のOFDM通信装置は、受信信号の遅延分散を検出する遅延分散検出手段をさらに具備し、決定手段が、自OFDM通信装置における受信信号の遅延分散を前記受信信号のレベルにより正規化した結果、または、通信相手における受信信号の遅延分散を前記通信相手における受信信号のレベルにより正規化した結果を用いて、前記通信相手との間における回線品質を検出する構成を採る。
【0191】
これらの構成によれば、通信相手との間における回線品質を確実に検出することができるので、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0192】
本発明のOFDM通信装置は、決定手段が、通信相手の総数に基づいて、伝送路推定用既知信号の数を決定する構成を採る。
【0193】
この構成によれば、実際に通信を行っている通信相手の総数が少ない場合には、所定の通信相手についての送信信号に挿入する伝送路推定用既知信号の数を大きくすることにより、各フレームにおける通信に使われていない時間帯を削減することができるとともに、上記所定の通信相手における復調信号の誤り率特性を向上させることができる。逆に、実際に通信を行っている通信相手の総数が多い場合には、所定の通信相手についての送信信号に挿入する伝送路推定用既知信号の数を小さくすることにより、各フレームに含まれる送信信号の総数を増加させることができるので、伝送効率を向上させることができる。したがって、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とをさらに両立させることができる。
【0194】
本発明のOFDM通信装置は、決定手段が、通信相手に対する送信信号の送信に用いる通信チャネルに基づいて、前記送信信号に挿入すべき伝送路推定用既知信号の数を決定する構成を採る。
【0195】
この構成によれば、全体の伝送効率にほとんど影響を与えることなく、より良い通信品質が要求される特定チャネルにおける復調信号の誤り率を向上させることができる。
【0196】
本発明のOFDM通信装置は、決定手段が、通信相手との間における回線品質が悪い場合に、伝送路推定用既知信号の数を固定的に大きくする構成を採る。
【0197】
この構成によれば、受信信号に含まれている伝送路推定用既知信号の数を確実に認識できるので、復調信号の誤り率特性が劣化することを防止することができる。
【0198】
本発明のOFDM通信装置は、伝送路推定用既知信号を、通信相手との間における回線品質に応じて決定された数含む信号を逆フーリエ変換して得られた送信信号を受信する受信手段と、受信信号と逆フーリエ変換した伝送路推定用既知信号との相関値に基づいて、前記送信信号に挿入された伝送路推定用既知信号の数を検出する検出手段と、前記検出手段により検出された数の伝送路推定用既知信号に基づいて前記受信信号に対して伝送路補償を行って前記受信信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。
【0199】
この構成によれば、通信相手により選択された伝送路推定用既知信号の数を、上記通信相手からの通知により認識するのではなく、上記通信相手により送信された信号を用いて算出した相関値により推定する。これにより、伝送路推定用既知信号の数を示す情報を伝送することが不要となるので、伝送効率の低下をさらに防止することができる。
【0200】
本発明のOFDM通信装置は、伝送路推定用既知信号を、通信相手との間における回線品質に応じて決定された数含む信号を逆フーリエ変換して得られた送信信号を受信する受信手段と、受信信号の受信レベルに基づいて、前記送信信号に挿入された伝送路推定用既知信号の数を検出する検出手段と、前記検出手段により検出された数の伝送路推定用既知信号に基づいて前記受信信号に対して伝送路補償を行って前記受信信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。
【0201】
この構成によれば、通信相手により選択された伝送路推定用既知信号のシンボル数を、上記通信相手からの通知により認識するのではなく、上記通信相手により送信された信号の受信レベルにより推定する。これにより、伝送路推定用既知信号の数を示す情報を伝送することが不要となるので、伝送効率の低下をさらに防止することができる。
【0202】
本発明のOFDM通信装置は、生成手段が、送信信号における所定位置に、決定手段により決定された数に基づくガード区間を挿入する構成を採る。
【0203】
本発明のOFDM通信装置は、上記OFDM通信装置の送信信号についての受信信号と、ガード区間との相関値に基づいて、前記送信信号に挿入された伝送路推定用既知信号の数を検出する検出手段と、前記検出手段により検出された数の伝送路推定用既知信号に基づいて前記受信信号に対して伝送路補償を行って前記受信信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。
【0204】
これらの構成によれば、送信系において、回線品質に従って選択した伝送路推定用既知信号の数に応じて、送信信号における所定の位置に挿入するガード区間の数を変化させている。また、受信系においては、受信信号とガード区間との相関値における所定の大きさを有するピークの数に応じて、通信相手により選択された伝送路推定用既知信号の数を推定している。これにより、伝送路推定用既知信号のシンボル数を示す情報を伝送することが不要となるので、伝送効率の低下をさらに防止することができる。
【0205】
本発明のOFDM通信装置は、生成手段が、決定手段により決定された数に基づいて、伝送路推定用既知信号の信号パターンを変化させる構成を採る。
【0206】
本発明のOFDM通信装置は、上記OFDM通信装置の送信信号についての受信信号と、生成手段により用いられた伝送路推定用既知信号を逆フーリエ変換した信号との相関値に基づいて、前記送信信号に挿入された伝送路推定用既知信号の数を検出する検出手段と、前記検出手段により検出された数の伝送路推定用既知信号に基づいて前記受信信号に対して伝送路補償を行って前記受信信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。
【0207】
これらの構成によれば、送信系において、回線品質に基づいて選択した伝送路推定用既知信号の数に応じて、送信信号に挿入する伝送路推定用既知信号の信号パターンを変化させている。また、受信系においては、送信系において用いられるいずれかの伝送路推定用既知信号の信号パターンと受信信号との相関値を算出し、算出された相関値における所定の大きさを有するピークの数に応じて、通信相手により選択された伝送路推定用既知信号を推定している。これにより、伝送路推定用既知信号の数を示す情報を伝送することが不要となるので、伝送効率の低下をさらに防止することができる。
【0208】
本発明のOFDM通信装置は、生成手段が、情報信号を一系列の信号から複数系列の信号に変換する変換手段と、各系列の信号に対して相互に異なる拡散符号を用いた拡散処理を行う拡散手段と、拡散処理された各系列の信号を多重して多重信号を生成する多重手段と、を具備し、生成された多重信号および決定手段により決定された数の伝送路推定用既知信号を用いた逆フーリエ変換処理を行う構成を採る。
【0209】
この構成によれば、上記OFDM通信装置をOFDM−CMDA方式の通信に適用することができる。
【0210】
本発明の通信端末装置は、上記いずれかのOFDM通信装置を備えた構成を採る。本発明の基地局装置は、上記いずれかのOFDM通信装置を備えた構成を採る。
【0211】
これらの構成によれば、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させるOFDM通信装置を備えたことにより、良好な通信を効率的に行うことが可能な通信端末装置および基地局装置を提供することができる。
【0212】
本発明のOFDM通信方法は、通信相手との間における回線品質に基づいて、送信信号に挿入すべき伝送路推定用既知信号の数を決定する決定工程と、情報信号および前記決定工程により決定された数の伝送路推定用既知信号を用いた逆フーリエ変換処理を行い、前記通信相手に対する送信信号を生成する生成工程と、を具備する。
【0213】
本発明のOFDM通信方法は、決定工程は、通信相手との間における回線品質を用いて、前記通信相手における復調信号の劣化要因を推定し、推定された劣化要因に基づいて伝送路推定用既知信号の数を決定する。
【0214】
これらの方法によれば、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0215】
以上説明したように、本発明のOFDM通信装置は、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させることができる。
【0216】
本明細書は、2000年11月17日出願の特願2000−351766に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
【0217】
【発明の効果】
本発明によれば、復調信号の誤り率特性の向上と情報信号の伝送効率の向上とを両立させるOFDM通信装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 従来のOFDM通信装置に用いられるバースト単位の信号のフォーマットを示す模式図
【図2】 回線品質と復調信号の誤り率との関係を伝送路推定用プリアンブルの数ごとに示す模式図
【図3】 本発明の実施の形態1にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図4】 本発明の実施の形態1にかかるOFDM通信装置における同期部の構成を示すブロック図
【図5】 本発明の実施の形態1にかかるOFDM通信装置により用いられるバースト単位の信号のフォーマットの様子(第1例)を示す模式図
【図6】 本発明の実施の形態1にかかるOFDM通信装置により用いられるバースト単位の信号のフォーマットの様子(第2例)を示す模式図
【図7】 本発明の実施の形態2にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図8】 本発明の実施の形態2にかかるOFDM通信装置における各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの様子(第1例)を示す模式図
【図9】 本発明の実施の形態2にかかるOFDM通信装置における各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの様子(第2例)を示す模式図
【図10】 本発明の実施の形態2にかかるOFDM通信装置における遅延分散検出部の構成を示すブロック図
【図11】 本発明の実施の形態3にかかるOFDM通信装置における遅延分散検出部の構成を示すブロック図
【図12】 本発明の実施の形態4にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図13】 本発明の実施の形態5にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図14】 本発明の実施の形態6にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図15】 本発明の実施の形態6にかかるOFDM通信装置の同期部により算出された相関値の様子(第1例)を示す模式図
【図16】 本発明の実施の形態6にかかるOFDM通信装置における同期部により算出された相関値の様子(第2例)を示す模式図
【図17】 本発明の実施の形態6にかかるOFDM通信装置における相関ピーク数検出部の構成を示すブロック図
【図18】 本発明の実施の形態7にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図19】 本発明の実施の形態8にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図20】 本発明の実施の形態9にかかるOFDM通信装置におけるバースト単位の信号のフォーマットの様子を示す模式図
【図21】 本発明の実施の形態9にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図22】 本発明の実施の形態10にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図23】 OFDM通信装置に用いられる相関器の構成の一例を示すブロック図
【図24】 本発明の実施の形態11にかかるOFDM通信装置における相関器の構成を示すブロック図
【図25】 本発明の実施の形態12にかかるOFDM通信装置の構成を示すブロック図
【図26】 本発明の実施の形態12にかかるOFDM通信装置における各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの様子(第1例)を示す模式図
【図27】 本発明の実施の形態12にかかるOFDM通信装置における各サブキャリアにより伝送された信号の受信レベルの様子(第2例)を示す模式図
【図28】 本発明の実施の形態12にかかるOFDM通信装置における伝送路補償部の構成を示すブロック図

Claims (5)

  1. 通信相手が伝送路推定のために用いる伝送路推定用既知信号を含むOFDM信号を送信するOFDM送信装置であって、
    送信する複数種類の通信チャネルのうち、他の通信チャネルより良好な通信品質が要求される特定種類のチャネルに対しては、前記送信信号に挿入する伝送路推定用既知信号の数を、前記他の通信チャネルに挿入する伝送路推定用既知信号の数よりも多く決定する決定手段と、
    情報信号および前記決定手段により決定された数の伝送路推定用既知信号に対して逆フーリエ変換処理を行うことで、OFDM送信信号を生成する送信信号生成手段と、
    を具備することを特徴とするOFDM通信装置。
  2. 前記特定種類のチャネルは、ブロードキャストチャネルであり、
    前記決定手段は、前記複数種類の通信チャネルのうち、ブロードキャストチャネルに対しては、前記送信信号に挿入する伝送路推定用既知信号の数を、前記他の通信チャネルに挿入する伝送路推定用既知信号の数よりも多くする、
    ことを特徴とする請求項1に記載のOFDM通信装置。
  3. 前記決定手段は、前記特定のチャネル以外の他の通信チャネルに対しては、前記送信信号に挿入する伝路推定用既知信号の数を適応的に変化させる、
    ことを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のOFDM通信装置。
  4. 通信相手との間における回線品質に基づいて、送信信号に挿入する伝送路推定用既知信号の数を決定する決定手段と、
    情報信号および前記決定手段により決定された数の伝送路推定用既知信号に対して逆フーリエ変換処理を行うことで、OFDM送信信号を生成する送信信号生成手段と、
    受信信号の遅延分散を検出する遅延分散検出手段とを具備し、
    前記決定手段は、自OFDM通信装置における受信信号の遅延分散または通信相手における受信信号の遅延分散を用いて、前記通信相手との間における回線品質を検出する、
    ことを特徴とするOFDM通信装置。
  5. 前記決定手段は、自OFDM通信装置における受信信号の遅延分散を前記受信信号のレベルにより正規化した結果、または、通信相手における受信信号の遅延分散を前記通信相手における受信信号のレベルにより正規化した結果を用いて、前記通信相手との間における回線品質を検出する、
    ことを特徴とする請求項4に記載のOFDM通信装置。
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Families Citing this family (51)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3628977B2 (ja) * 2001-05-16 2005-03-16 松下電器産業株式会社 無線基地局装置及び通信端末装置
US7003056B2 (en) * 2002-07-29 2006-02-21 Freescale Semiconducter, Inc. Symbol timing tracking and method therefor
KR100459715B1 (ko) * 2002-08-09 2004-12-03 삼성전자주식회사 고속의 디지털 RSSI(Received Signal Strength Indicator) 회로
US7139274B2 (en) 2002-08-23 2006-11-21 Qualcomm, Incorporated Method and system for a data transmission in a communication system
US8179833B2 (en) * 2002-12-06 2012-05-15 Qualcomm Incorporated Hybrid TDM/OFDM/CDM reverse link transmission
US7042857B2 (en) 2002-10-29 2006-05-09 Qualcom, Incorporated Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems
US6928062B2 (en) * 2002-10-29 2005-08-09 Qualcomm, Incorporated Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems
JP2004158901A (ja) * 2002-11-01 2004-06-03 Kddi Corp Ofdm及びmc−cdmaを用いる送信装置、システム及び方法
JP4256158B2 (ja) * 2002-12-26 2009-04-22 パナソニック株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
US8843142B2 (en) 2003-08-12 2014-09-23 Godo Kaisha Ip Bridge 1 Radio communication apparatus and pilot symbol transmission method
US8611283B2 (en) 2004-01-28 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of using a single channel to provide acknowledgement and assignment messages
CN1677969B (zh) * 2004-03-31 2010-10-13 因芬尼昂技术股份公司 反向兼容传输的改良操作
WO2005099290A1 (en) * 2004-04-05 2005-10-20 Nortel Networks Limited Methods for supporting mimo transmission in ofdm applications
KR100800795B1 (ko) * 2004-05-31 2008-02-04 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 상향 링크 응답 정보 송/수신 방법 및 장치
US9137822B2 (en) 2004-07-21 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
US8891349B2 (en) 2004-07-23 2014-11-18 Qualcomm Incorporated Method of optimizing portions of a frame
US8238923B2 (en) 2004-12-22 2012-08-07 Qualcomm Incorporated Method of using shared resources in a communication system
US8831115B2 (en) 2004-12-22 2014-09-09 Qualcomm Incorporated MC-CDMA multiplexing in an orthogonal uplink
KR100579526B1 (ko) * 2005-02-18 2006-05-08 삼성전자주식회사 샘플링주파수 오프셋 보상방법 및 이를 적용한 ofdm 수신장치
US8811273B2 (en) * 2005-02-22 2014-08-19 Texas Instruments Incorporated Turbo HSDPA system
US8065579B2 (en) * 2005-02-28 2011-11-22 Panasonic Corporation Retransmission control scheme and wireless communication apparatus
JP4463723B2 (ja) 2005-04-28 2010-05-19 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信機及び送信方法
EP1739907B1 (en) * 2005-06-29 2015-01-07 Apple Inc. Digital communication method, transmitter and receiver, wherein the amount of pilot symbols is selected based on the demodulator type at the receiver side
CN101248607B (zh) * 2005-08-26 2013-08-28 日本电气株式会社 一种在扩频通信系统中生成导频符号的方法及其基站
CN1972269A (zh) 2005-11-24 2007-05-30 松下电器产业株式会社 多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法
WO2007066757A1 (ja) 2005-12-09 2007-06-14 The Furukawa Electric Co., Ltd. 光中継装置及び光伝送システム
JP4615436B2 (ja) * 2005-12-27 2011-01-19 シャープ株式会社 無線送信機、無線受信機、無線通信システム、無線送信方法及び無線受信方法
CN101421956B (zh) * 2006-02-08 2013-05-22 日本电气株式会社 单载波传输系统、通信装置和用于其中的单载波传输方法
JP4899555B2 (ja) * 2006-03-17 2012-03-21 富士通株式会社 無線通信システム、送信装置及び受信装置
JP4850253B2 (ja) * 2006-09-29 2012-01-11 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信装置及び送信フレーム構成方法
CN102843770B (zh) * 2006-10-25 2016-06-22 三星电子株式会社 使用随机接入过程分配无线资源的方法和装置
WO2008133559A1 (en) * 2007-04-26 2008-11-06 Nanoradio Ab A method and an apparatus for estimating a delay spread of a multipath channel
EP2193640B1 (en) 2007-08-31 2020-02-12 Panasonic Corporation Communication apparatus, communication method, and integrated circuit
US7979032B2 (en) * 2007-12-18 2011-07-12 Intel Corporation Estimating statistical properties of noise in modulated data carrier signals
US8396180B2 (en) * 2008-12-18 2013-03-12 Kawasaki Microelectronics America Inc. High jitter tolerant phase comparator
CN102598613B (zh) * 2009-08-25 2016-01-06 韩国电子通信研究院 无线通信帧生成方法、传输方法及装置、无线通信的同步推定方法
JP4782229B2 (ja) * 2010-01-29 2011-09-28 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信機及び送信方法、移動通信システム
WO2011127621A1 (en) * 2010-04-12 2011-10-20 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Determination of frequency offset
JP2011237386A (ja) * 2010-05-13 2011-11-24 Gnss Technologies Inc ナビゲーション信号送信装置、ナビゲーション信号送信方法および位置情報提供装置
US8593992B2 (en) * 2010-08-26 2013-11-26 Marvell International Ltd. System and method for throughput enhancement
RU2496273C1 (ru) * 2012-05-24 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Способ передачи и приема радиосигналов
RU2496272C1 (ru) * 2012-05-24 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Способ передачи и приема радиосигналов
RU2496270C1 (ru) * 2012-05-24 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Радиотехническая система
RU2496271C1 (ru) * 2012-05-24 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Радиотехническая система
RU2496274C1 (ru) * 2012-08-15 2013-10-20 Владимир Петрович Панов Радиотехническая система
US9338668B2 (en) 2012-11-07 2016-05-10 Qualcomm Incorporated Gain control for intra-band carrier aggregation
US9929831B2 (en) * 2013-01-17 2018-03-27 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
US9301150B2 (en) 2013-06-03 2016-03-29 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for clear channel assessment
KR20150095539A (ko) * 2014-02-13 2015-08-21 삼성전자주식회사 송신 장치, 수신 장치 및 그 제어 방법
WO2015122668A1 (en) * 2014-02-13 2015-08-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitting apparatus, receiving apparatus, and control methods thereof
JP6123917B2 (ja) * 2014-02-14 2017-05-10 日本精工株式会社 環状部材の製造方法

Family Cites Families (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2904986B2 (ja) 1992-01-31 1999-06-14 日本放送協会 直交周波数分割多重ディジタル信号送信装置および受信装置
JPH08331095A (ja) * 1995-05-31 1996-12-13 Sony Corp 通信システム
JP3503723B2 (ja) 1996-05-17 2004-03-08 パイオニア株式会社 伝送モード識別機能を有するディジタル放送受信機
US6075814A (en) * 1997-05-09 2000-06-13 Broadcom Homenetworking, Inc. Method and apparatus for reducing signal processing requirements for transmitting packet-based data with a modem
JP2852295B2 (ja) 1997-05-26 1999-01-27 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ofdm信号復調装置
CN1980213B (zh) 1997-07-01 2010-12-15 松下电器产业株式会社 接收方法、接收装置
JP3913879B2 (ja) 1998-02-03 2007-05-09 富士通株式会社 移動速度に基づく通信制御装置および方法
JP3981898B2 (ja) * 1998-02-20 2007-09-26 ソニー株式会社 信号受信装置および方法、並びに記録媒体
EP0938208A1 (en) 1998-02-22 1999-08-25 Sony International (Europe) GmbH Multicarrier transmission, compatible with the existing GSM system
JPH11284597A (ja) * 1998-03-31 1999-10-15 Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho:Kk Ofdm伝送方式
EP0961448B1 (en) * 1998-05-26 2009-01-07 Panasonic Corporation Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission
JP2000068972A (ja) 1998-08-17 2000-03-03 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Ofdm変復調方法及びofdm変復調回路
FI110732B (fi) * 1998-09-15 2003-03-14 Domiras Oy Langaton tietoliikennejärjestelmä, lähetin ja päätelaite
JP2990182B1 (ja) 1998-09-30 1999-12-13 株式会社東芝 地上デジタル放送伝送システム
US6442222B1 (en) * 1998-12-24 2002-08-27 At&T Wireless Services, Inc. Method for error compensation in an OFDM system with diversity
US6654429B1 (en) * 1998-12-31 2003-11-25 At&T Corp. Pilot-aided channel estimation for OFDM in wireless systems
US6487252B1 (en) * 1999-01-29 2002-11-26 Motorola, Inc. Wireless communication system and method for synchronization
US7106689B1 (en) * 1999-03-02 2006-09-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. OFDM transmission/reception apparatus
US6952394B1 (en) * 1999-05-25 2005-10-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Method for transmitting and receiving orthogonal frequency division multiplexing signal and apparatus therefor
DE60029687T2 (de) * 1999-06-22 2007-10-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Symboltaktsynchronisierung in Mehrträgerempfängern
US6807147B1 (en) * 1999-06-23 2004-10-19 At&T Wireless Services, Inc. Methods and apparatus for use in obtaining frame synchronization in an OFDM communication system
US6363127B1 (en) * 1999-06-23 2002-03-26 At&T Wireless Services, Inc. Automatic gain control methods and apparatus suitable for use in OFDM receivers
KR100362571B1 (ko) * 1999-07-05 2002-11-27 삼성전자 주식회사 직교주파수분할다중 시스템에서 파일럿 심볼을 이용한 주파수 오류 보상장치 및 방법
JP3715141B2 (ja) * 1999-07-13 2005-11-09 松下電器産業株式会社 通信端末装置
US7027464B1 (en) * 1999-07-30 2006-04-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. OFDM signal transmission scheme, and OFDM signal transmitter/receiver
JP2001069117A (ja) * 1999-08-31 2001-03-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ofdm通信装置及び伝搬路推定方法
JP4284773B2 (ja) * 1999-09-07 2009-06-24 ソニー株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法及び通信方法
JP4284774B2 (ja) * 1999-09-07 2009-06-24 ソニー株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法及び通信方法
DE60038866D1 (de) * 1999-09-29 2008-06-26 Samsung Electronics Co Ltd System und verfahren zur kompensation von zeitfehlm/cdma kommunikationssystem
FR2799597B1 (fr) * 1999-10-08 2004-02-20 Mitsubishi Electric Inf Tech Procede de transmission de donnees sur porteuses multiples d'un emetteur a un recepteur et recepteur prevu pour la mise en oeuvre dudit procede
JP2001127692A (ja) * 1999-10-29 2001-05-11 Sony Corp 受信装置及び受信処理方法
JP2001148676A (ja) 1999-11-18 2001-05-29 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 地上デジタル放送受信装置
US6810020B2 (en) * 2000-01-28 2004-10-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for measuring bit error rate in an OFDM communication system
US6985432B1 (en) * 2000-01-28 2006-01-10 Zion Hadad OFDM communication channel
US6922388B1 (en) * 2000-02-11 2005-07-26 Lucent Technologies Inc. Signal construction, detection and estimation for uplink timing synchronization and access control in a multi-access wireless communication system
US6473467B1 (en) * 2000-03-22 2002-10-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for measuring reporting channel state information in a high efficiency, high performance communications system
US6961364B1 (en) * 2000-04-18 2005-11-01 Flarion Technologies, Inc. Base station identification in orthogonal frequency division multiplexing based spread spectrum multiple access systems
US6954481B1 (en) * 2000-04-18 2005-10-11 Flarion Technologies, Inc. Pilot use in orthogonal frequency division multiplexing based spread spectrum multiple access systems
JP3995390B2 (ja) 2000-05-26 2007-10-24 三洋電機株式会社 デジタル放送受信装置
SE517030C2 (sv) * 2000-06-06 2002-04-02 Ericsson Telefon Ab L M Metod och anordning för val av modulerings- och kodningsregler i ett radiokommunikationssystem
US6850481B2 (en) * 2000-09-01 2005-02-01 Nortel Networks Limited Channels estimation for multiple input—multiple output, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system

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