CN1972269A - 多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法，所述方法包括：在发送端，生成第一前导序列；生成第二前导序列，所述第二前导序列为所述第一前导序列和第三前导序列的叠加；通过串并变换、经由多个发射天线空分地将第一前导序列和第二前导序列依次发送出去；而在接收端，经由多个接收天线接收第一前导序列和第二前导序列，并通过空分处理，从第二前导序列中分离出第三前导序列，以便实现利用第一前导序列和第三前导序列的导频相关操作。

Description

多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法

技术领域

本发明涉及一种多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法。更具体地，涉及一种多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法，可适用于各种蜂窝体制下的高速无线通信系统及高吞吐量无线局域网系统，特别适合于采用多天线的IEEE 802.11协议下的导频生成，例如OFDM-MIMO系统中的导频生成。

背景技术

正交频分复用(OFDM)系统和MIMO(多输入多输出)都是未来无线通信的关键技术，将OFDM系统和MIMO系统相结合，可以有效地提高频谱效率，并简化系统的实现。由于MIMO系统同时有多个无线物理信道传输数据，前导序列的生成要比SISO(单输入单输出)系统复杂，它是在频域、空域和时域上的联合生成。

在无线通信系统中，导频和训练序列具有十分重要的作用。为进行估计和检测，系统生成了多种类型导频，有进行信道估计的，有定时同步的，还有频偏估计的(参见Richard van Nee、Ramjee Prased所写的“OFDM wireless multimedia communications，Boston，London：Artech House，2000”)，不同前导序列具有不同的生成方法，他们占用了不同的信道资源。为了保证同步、频偏和信道估计的精度，同样长度的前导序列和数据序列，导频要占用更多的资源，比如，导频的能量要高于数据的能量，在OFDM通信系统中，短训练序列的载波间隔为正常符号子载波间隔的4倍。

对于MIMO系统来说，更多的研究关注在信道估计时前导序列的生成，这些研究针对MIMO信道环境，确定信道估计前导序列的生成方式，并由此得到前导序列的最优解。而在去频偏方面，通常采用单入单出系统的去频偏方法(参见IEEE C802.16e-04/192，“Preamble design toimprove MIMO support”，2004年6月26日)。图1给出了IEEE 802.11协议中导频生成的策略，在IEEE 802.11协议中，去频偏导频和信道估计导频占用不同符号资源，它为信道估计所需的导频安排了8微秒的长前导序列，而在10个短前导序列中分别包括了4个进行频率偏移估计的训练序列。

目前的MIMO系统在对两种前导序列进行生成时，也是分开考虑的。本发明利用MIMO系统多天线的特性，将信道估计导频和去频偏导频联合实现，利用MIMO系统空分的特性，不增加符号序列长度，使得该符号序列既包括信道估计导频和去频偏导频，系统不需为两者分别分配符号资源，从而节约了系统资源。

发明内容

鉴于上述问题，完成了本发明。本发明的目的是提出一种多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法，利用MIMO系统多天线的特性，将信道估计导频和去频偏导频联合发送，利用MIMO系统空分的特性，不增加符号序列长度，使得该符号序列既包括信道估计导频和去频偏导频，系统不需为两者分别分配符号资源，从而节约了系统资源。

根据本发明，提出了一种多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法，所述方法包括：在发送端，生成第一前导序列；生成第二前导序列，所述第二前导序列为所述第一前导序列和第三前导序列的叠加；通过串并变换、经由多个发射天线空分地将第一前导序列和第二前导序列依次发送出去；而在接收端，经由多个接收天线接收第一前导序列和第二前导序列，并通过空分处理，从第二前导序列中分离出第三前导序列，以便实现利用第一前导序列和第三前导序列的导频相关操作。

优选地，所述第一前导序列为长前导序列而所述第三前导序列为短前导序列。

优选地，所述长前导序列包含信道估计前导序列而所述短前导序列包含去频偏前导序列。

优选地，所述利用第一前导序列和第三前导序列的导频相关操作为信道估计操作和去频偏操作。

优选地，所述第一前导序列和第三前导序列的叠加为串并变换后的第一前导序列和第三前导序列的时域上的相乘。

优选地，所述第一前导序列和第三前导序列的叠加为串并变换后的第一前导序列和第三前导序列的时域和频域上的相乘。

优选地，所述多天线通信系统为多输入多输出通信系统。

优选地，所述多天线通信系统为多输入多输出-正交频分复用通信系统。

附图说明

通过参考以下结合附图对所采用的优选实施例的详细描述，本发明的上述目的、优点和特征将变得显而易见，其中：

图1是示出了现有技术的IEEE 802.11中的前导符号的图；

图2是示出了现有技术的前导序列和数据传送在各导频和各符号周期的传送方式I的示意图；

图3是示出了现有技术的前导序列和数据传送在各导频和各符号周期的传送方式II的示意图；

图4是示出了OFDM-MIMO发射端的结构框图；

图5是示出了OFDM-MIMO接收端的结构框图；

图6是示出了V-BLAST结构的系统模型图；

图7是示出了根据本发明实施例的两个前导序列生成的方框图；

图8是示出了根据现有技术，在IEEE 802.11协议下，单输入单输出系统导频结构的详细示意图；

图9是示出了根据现有技术，在MIMO系统中的导频结构的详细示意图；以及

图10是示出了根据本发明实施例，在MIMO系统中的导频结构的详细示意图。

具体实施方式

本发明是基于目前OFDM系统协议IEEE 802.11下单输入单输出系统中的导频生成结构，在V-BLAST系统下，发送IEEE 802.11短前导序列和长前导序列的叠加序列，利用V-BLAST系统多天线具有空间分辨的能力，区分出短前导序列和长前导序列，从而节约无线资源。另外，针对第三代移动通信长期演进计划建议书中的导频架构，将本发明的方法推广到该时频导频架构中。

对于OFDM系统来说，各载波可以同时发送导频信号，也可以部分载波发送导频信号，其他载波发送数据信号。图2和图3示出了本发明中导频信号和数据信号在各载波和各符号周期的安排方式。图中带阴影的圆圈表示导频，空白的圆圈表示数据信号，横轴为时间轴，纵轴上各值对应了不同载波。图2中所有的载波要么均传送导频信号，要么均传送数据信号，图3中导频和数据散布在各个时间和载波点上，这种结构被称为时频导频架构。

本发明基于IEEE 802.11协议和第3代移动通信长期演进计划建议书中的导频架构，针对多天线系统结构，联合生成多种导频。在第一前导序列中，本发明发送信道估计前导序列，即，长前导序列，与传统的方法不同在于：它的第二前导序列不只是重复第一前导序列(如传统方法那样)，而是在第二前导序列中，还携带了串并变换的去频偏导频信息，即短前导序列(第三前导序列)。然后，在接收端通过空分处理，从第一、第二前导序列中分离出信道估计导频(长前导序列)和去频偏导频(短前导序列，即第三前导序列)，然后分别利用这些信道估计导频(长前导序列)和去频偏导频(短前导序列)进行信道估计和频偏检测。

下面将参考附图来详细描述根据本发明实施例的多种导频联合生成和检测方法。

本发明发射端OFDM实现的系统模型如图4所示，而接收端的OFDM系统的实现方式如图5所示。在发送端，经过IFFT变换，加入长度为L的循环前缀，并串变换后，数据由天线发射出去。在接收端，接收到带有噪声的各天线发射的信号，假设噪声为高斯白噪声。串并变换，去除循环前缀，以及FFT变换后，在一个符号块中，得到接收向量。

下面将描述IEEE 802.11协议下MIMO系统中的导频生成。

V-BLAST系统的示意图如图6所示，假设系统有R个发送天线。前导序列经过串并变换，在分层调制/编码器中生成MIMO系统下的前导序列，分别从多个天线中发送出去。

在IEEE 802.11协议下，为信道估计安排了两个重复发送的前导序列，本发明的联合导频生成针对该导频架构而设计，其实现框图如图7所示。图7的(a)给出了第一前导序列(长前导序列)的发送方法。长前导序列经过串并变换后，由各个天线发送出去，供MIMO系统进行信道估计，其中天线i发送的序列为

系统有N个接收天线，接收到信号为：

$R=[{\stackrel{\_}{s}}_{\mathrm{Ti}}{\stackrel{\_}{s}}_{\mathrm{Ti}}...{\stackrel{\_}{s}}_{\mathrm{Ti}}]H+N_1=\mathrm{SH}+N_1---\left(1\right)$

其中H为发射天线到接收天线的信道衰落，它的第i行第j列元素表示发射天线i到接收天线j间的信道衰落，N₁为接收天线上收到的噪声信号，服从零均值高斯分布，各个接收天线上的噪声信号相互独立。

在第二前导序列中，将去频偏前导序列(短前导序列，即第三前导序列)也叠加到第一前导序列(长前导序列)上形成第二导频，其中去频偏导频生成和传统的生成方法相同，假设去频偏导频长度为天线个数。图7(b)给出了第二前导序列生成和发送方法，首先对N长的去频偏前导序列(短前导序列)(s_t1，s_t2…，s_tN)进行串并变换，将串并变换后的去频偏前导序列与串并变换后的长前导序列相乘，即叠加到第一前导序列上(参见图10)。在第二前导序列中，天线i发送的符号序列为 ${{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{\mathrm{Ti}}=s_{\mathrm{ti}}{\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti}},$ 接收到信号为

$\tilde{R}=[{{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{T1}{{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{T2}\·\·\·{{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{\mathrm{TN}}]H+N_2$

利用第一前导序列和第三前导序列的发射符号表示，第二前导序列可以表示为

$\tilde{R}=\mathrm{S\ΦH}+N_2---\left(2\right)$

其中

如所公知的，为了保证上式中对角阵Φ可解，要求矩阵S的行数应高于列数。也就是，发射天线的数量多于接收天线的数量。

下面将描述对由长前导序列和短前导序列生成的第二导频的检测方法。

从(1)式和(2)式中，可以看到两者相差一个对角线元素，利用R的逆右乘 得

$Y=\tilde{R}{R}^{-1}=\mathrm{S\Φ}{S}^{-1}+N$

已知信道前导序列S(长前导序列)，可从Y中得到对角阵Φ，从而分离出去频偏前导序列s_t(短前导序列)。然后，利用该去频偏前导序列进行频偏估计。在利用第二前导序列进行信道估计时，前导序列应修正为SΦ。

为了便于理解本发明的原理，图9和图10分别给出了传统MIMO系统下前导序列结构细化和本发明联合导频生成的导频结构细化对比，它们都是基于图8所示单输入单输出导频结构的细化得到的。在OFDM系统中，采用短前导序列先进行粗频偏估计，而未采用长前导序列，主要是为了提高可估计频偏的范围。从图9和图10的对比中，可以看出图10中的短前导序列并未加长，因此，不会降低粗频偏的估计范围。

下面将描述3GPP体系下MIMO系统中的导频生成。

V-BLAST系统的示意图如图6所示，设系统有R个发送天线。前导序列经过串并变换，在分层调制/编码器中生成MIMO系统下的前导序列，分别从多个天线中发送出去。

3GPP的协议中，导频结构多为图8所示的时频结构。由于V-BLAST系统采用了空分复用，提高了导频的传输速率，前导序列可在时域上循环重复发送。根据本发明，在发送第二前导序列时，与IEEE 802.11协议下MIMO系统的导频生成相同，将串并变换后的去频偏前导序列(短前导序列，即第三前导序列)与串并变换后的长前导序列(第一前导序列)相乘，即叠加到第一前导序列上。如果在第一前导序列中，第j个载波上，天线i发送的符号序列为

那么在第二前导序列中，天线i发送的符号序列为在第j个载波上 ${{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{\mathrm{Ti},j}=s_{\mathrm{ti}}{\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti},j}.$

对于第一前导序列，接收端经过傅立叶变换后，在第j个子载波上，接收到信号为

$R_j=[{{\stackrel{\‾}{s}}_{T1,j}\stackrel{\‾}{s}}_{T2,j}...{\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{TN},j}]H_j+N_1=S_j{H}_j+N_{j,1}---\left(3\right)$

其中H_j为发射天线到接收天线在子载波j上的信道衰落，它的第i行第k列元素表示发射天线i到接收天线k间的信道衰落，N_j，1为傅立叶变换后，接收天线上收到的载波j上的噪声信号，服从零均值高斯分布，各个接收天线上的噪声信号相互独立。S_j为子载波j各个天线发送的符号序列。

根据前文所述的发射方法，在第二前导序列上，接收到信号为

${\tilde{R}}_j=[{{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{T1,j}{{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{T2,j}\·\·\·{{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{\mathrm{TN},j}]H_j+N_{2,j}$

利用第一前导序列和第三前导序列的发射符号，第二前导序列可以表示为

${\tilde{R}}_j=S_j\mathrm{\Φ}{H}_j+N_{2,j}---\left(4\right)$

其中

为了保证上式中对角阵Φ可解，要求矩阵S_j的行数应高于列数，即，发射天线的数量多于接收天线的数量。

下面将描述在此情况下，由长前导序列和短前导序列(即，第一前导序列和第三前导序列)生成的第二前导序列的检测方法。

从(3)式和(4)式中，可以看到两者相差一个对角线元素，利用R_j的逆右乘

得

$Y={\tilde{R}}_j{R_j}^{-1}=S_j\mathrm{\Φ}{S_j}^{-1}+N$

利用信道前导序列S_j，可从Y中得到对角阵Φ，从而分离出去频偏前导序列s_t(第三前导序列)。然后，利用该序列进行频偏估计。需要注意的是，在利用第二前导序列进行信道估计时，前导序列应修正为S_jΦ。

需要注意的是，尽管以上描述了第一前导序列为长前导序列而第三前导序列为短前导序列的情况，但是本发明并不局限于此，明显地，第一前导序列可以为短前导序列而第三前导序列可以为长前导序列。

本发明基于目前OFDM系统协议IEEE 802.11中单输入单输出系统下的导频生成结构，以及当前正在制定的3GPP的长期演进计划，在V-BLAST系统下，将短前导序列和长前导序列的叠加序列同时发送，利用V-BLAST系统多天线具有空间分辨的能力，区分出短前导和长前导序列，从而节约无线资源。

它的信道估计的第二前导序列没有像传统的方法那样，只是重复第一前导序列，本发明利用多天线的空间特性，除了含有第一前导序列之外，让第二前导序列还携带了去频偏导频信息(第三前导序列)，并通过空分处理，从这两个前导序列中分离出信道估计导频和去频偏导频，从而节约导频个数，提高无线资源的使用效率。

尽管以上已经结合本发明的优选实施例示出了本发明，但是本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种修改、替换和改变。因此，本发明不应由上述实施例来限定，而应由所附权利要求及其等价物来限定。

Claims (8)

1、一种多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法，所述方法包括：

在发送端，

生成第一前导序列；

生成第二前导序列，所述第二前导序列为所述第一前导序列和第三前导序列的叠加；

通过串并变换、经由多个发射天线空分地将第一前导序列和第二前导序列依次发送出去；

在接收端，

经由多个接收天线接收第一前导序列和第二前导序列，并通过空分处理，从第二前导序列中分离出第三前导序列，以便实现利用第一前导序列和第三前导序列的导频相关操作。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述第一前导序列为长前导序列而所述第三前导序列为短前导序列。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于所述长前导序列包含信道估计前导序列而所述短前导序列包含去频偏前导序列。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述利用第一前导序列和第三前导序列的导频相关操作为信道估计操作和去频偏操作。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述第一前导序列和第三前导序列的叠加为串并变换后的第一前导序列和第三前导序列的时域上的相乘。

6、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述第一前导序列和第三前导序列的叠加为串并变换后的第一前导序列和第三前导序列的时域和频域上的相乘。

7、根据权利要求1或5所述的方法，其特征在于所述多天线通信系统为多输入多输出通信系统。

8、根据权利要求1或6所述的方法，其特征在于所述多天线通信系统为多输入多输出-正交频分复用通信系统。

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