CN101283535A - 多天线通信系统中的多导频生成方法及检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供多天线通信系统中的多导频生成方法和检测方法。根据该方法，在发送端将第一前导序列与第三前导序列重叠而生成第二前导序列，进行串并行转换后，将第一前导序列和第二前导序列从多个天线通过空分依次发送。然后，在接收端，由多个天线接收第一前导序列和第二前导序列，并通过空分处理从第二前导序列分离第三前导序列，利用第一前导序列和分离出的第三前导序列进行导频的相关处理。

Description

多天线通信系统中的多导频生成方法及检测方法

技术领域

本发明涉及多天线通信系统中的多导频生成方法及检测方法。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplex：OFDM)系统和MIMO(Multiple Input Multiple Output：多输入多输出)是未来无线通信中的核心技术。通过结合OFDM系统和MIMO系统，能够有效地提高频谱效率并简化系统。在MIMO系统中，同时通过多个无线物理信道传输数据，在频域、空域和时域同时进行前导序列(preamble sequence)的生成，所以比SISO(Single Input Single Output：单输入单输出)系统更为复杂。

在无线通信系统中，导频和训练序列具有十分重要的作用。在该无线通信系统中，生成用于信道估计的、用于定时同步的、以及用于频偏估计的(非专利文献1)等多种导频，各个前导序列的生成方法都不同，各自使用不同的信道资源。为了保证同步、频偏和信道估计的精度，对于相同长度的前导序列和数据序列，导频使用更多的资源。例如，因为导频能量高于数据能量，所以在OFDM通信系统中，短训练序列的载波间隔为正常码元的副载波间隔的四倍。

对于MIMO系统，大多数的研究关注于进行信道估计时的前导序列的生成。这些研究以MIMO信道环境为对象，确定信道估计用前导序列的生成方式，由此获得前导序列的最优解(optimal solution)。而关于频偏消除，一般使用SISO系统的频偏消除方法(非专利文献2)。图1表示IEEE802.11协议中的导频的结构。在IEEE802.11协议中，用于消除频偏的导频和用于信道估计的导频各自使用不同的码元资源，因此为用于信道估计的导频准备8ms的长前导序列，而在十个短前导序列中包括了四个用于频偏估计的训练序列。

(非专利文献1)Richard van Nee、Ramjee Prased“OFDM wirelessmultimedia communications，Boston，London：Artech House，2000”

(非专利文献2)IEEE C802.16e-04/192，“Preamble design to improveMIMO support”，2004.6.26

发明内容

本发明需要解决的问题

然而，在上述的MIMO系统中有以下问题：因为分别生成两种前导序列，需要对两个导频分别分配资源，所以相应地需要较多资源。

本发明的目的是，提供可节约系统资源的多导频生成方法和检测方法，

解决问题的方案

本发明的多天线通信系统中的多导频生成方法包括：生成第一前导序列的步骤；将所述第一前导序列与第三前导序列重叠，生成第二前导序列的步骤；以及，对所述第一前导序列和所述第二前导序列进行串并行转换，从多个天线通过空分依次发送第一前导序列和第二前导序列的步骤。

本发明的多天线通信系统中的多导频检测方法包括：用多个天线接收从多个天线发送的第一前导序列以及将所述第一前导序列与第三前导序列重叠而成的第二前导序列的步骤；以及，通过空分处理，从所述第二前导序列分离第三前导序列的步骤。

本发明的有益效果

根据本发明，能够节约系统资源。

附图说明

图1是表示IEEE802.11协议中的导频的结构的图。

图2是表示导频信号和数据信号的映射模式的图。

图3是表示导频信号和数据信号的映射模式的图。

图4是表示本发明的实施方式的OFDM-MIMO发送装置的系统模型的方框图。

图5是表示本发明的实施方式的OFDM-MIMO接收装置的系统模型的方框图。

图6是表示V-BLAST的系统模型的方框图。

图7A是表示第一前导序列的发送方法的图。

图7B是表示第二前导序列的发送方法的图。

图8是表示本发明的实施方式的MIMO系统中的导频的结构的图。

图9是表示以往的MIMO系统中的导频的结构的图。

图10是表示IEEE802.11协议中的SISO系统的导频的结构的图。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式)

在OFDM系统中，各个载波能够同时发送导频。也可以一部分载波发送导频信号，其它载波发送数据信号。图2和图3表示导频信号和数据信号的映射模式。在图2和图3中，实心圆圈代表导频信号，空心圆圈代表数据信号。横轴表示时间轴，纵轴表示载波。图2中，表示所有的载波都发送导频信号或者所有的载波都发送数据信号的情况。图3中，导频信号和数据信号分散在各个时间和载波上，这种结构称为时频导频结构。

在本发明的实施方式中，说明基于IEEE802.11协议和3GPP，以多天线通信系统为对象，同时生成多个导频的情况。此时，假设第一前导序列为估计用导频，即长前导序列。与以往的方法不同的是，第二前导序列不是重复第一前导序列，而是使第二前导序列包含S/P(串并行)转换后的频偏消除用导频，即短前导序列。在接收端通过空时处理从第一和第二前导序列中分离信道估计用导频(长前导序列)和频偏消除用导频(短前导序列，即第三前导序列)，并分别利用该信道估计用导频(长前导序列)和频偏消除用导频(短前导序列)，进行信道估计和频偏检测。

图4表示本发明的实施方式的OFDM-MIMO发送装置100的系统模型。如图4所示，OFDM-MIMO发送装置100按每个天线具备发送处理单元101-1～101-K，各个发送处理单元101具备IFFT单元102、CP插入单元103、P/S转换单元104。

IFFT单元102对输入的发送数据进行IFFT(nverse Fast FourierTransform：快速傅立叶逆变换)处理，将进行了IFFT处理的发送数据输出到CP插入单元103。

CP插入单元103将长度为L的CP(Cyclic Prefix：循环前缀)插入到从IFFT单元102输出的发送数据中，将插入了CP的发送数据输出到P/S转换单元104。P/S转换单元104对从CP插入单元103输出的发送数据进行P/S(并串行)转换处理，将进行P/S转换后的发送数据从天线发送出去。另外，图5表示本发明的实施方式的OFDM-MIMO接收装置200的系统模型。如图5所示，OFDM-MIMO接收装置200接收从OFDM-MIMO发送装置100的各个天线发送的、带有噪声的信号。这里，接收到的信号带有的噪声假设为高斯白噪声。

S/P转换单元201输入接收到的信号后，对接收信号进行S/P转换，将S/P转换后的接收信号输出到CP去除单元202。

CP去除单元202在从S/P转换单元201输出的接收信号中将CP去除，将去除过CP的接收信号输出到FFT单元203。

FFT单元203通过对从CP去除单元202输出的接收信号进行FFT(快速傅立叶变换)处理，在一个码元块中获得接收矢量。

下面，详细地说明IEEE802.11协议中的MIMO系统的导频的生成。

如图6所示，在V-BLAST(Vertical Bell Labs Layered Space Time：垂直分层空时)系统中，对前导序列进行S/P转换，在可扩展调制/编码器中生成MIMO系统的前导序列，分别从多个天线发送。

在IEEE802.11协议中，备有用于信道估计的两个前导序列。这两个前导序列被重复发送。图7A表示第一前导序列(长前导序列)的发送方法。对长前导序列进行S/P转换后，从各个天线发送出去，用于MIMO系统的信道估计。由下面的式(1)表示从天线i发送的序列。

${\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti}}$ …式(1)

系统具有N个发送天线，所以接收到的信号可由下面的式(2)表示。

$R=\left[\begin{array}{cccc}{\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti}}& {\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti}}& \·\·\·& {\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti}}\end{array}\right]H+N_1=\mathrm{SH}+N_1$ …式(2)

H是从发送天线到接收天线的信道衰落，它的第i行第j列的元素表示从发送天线i到接收天线j的衰落。N₁是接收天线接收到的噪声，基于零平均值的高斯分布，各个天线接收到的噪声信号互为独立。

第二前导序列是，将频偏消除用导频(短前导序列，即第三前导序列)重叠到第一前导序列(长前导序列)上而形成。对频偏消除用导频的生成适用以往的技术，并使其长度与天线的数量相对应。

图7B表示第二前导序列的发送方法。首先，对长度为N的频偏消除用前导序列(短前导序列)(s₁₁，s₁₂，…，s_tN)进行S/P转换，将S/P转换后的频偏消除用导频与S/P转换后的长前导序列相乘。也就是说，将第三前导序列与第一前导序列重叠(参照图8)。在第二前导序列中，从天线i发送的码元序列可由下面的式(3)表示，接收信号可由下面的式(4)表示。

${{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{\mathrm{Ti}}=s_{\mathrm{ti}}{\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti}}$ …式(3)

$\tilde{R}=\left[\begin{array}{cccc}{{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{T1}& {{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{T2}& \·\·\·& {{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{\mathrm{TN}}\end{array}\right]H+N_2$ …式(4)

利用第一前导序列和第三前导序列的发送码元，第二前导序列可以表示为如下面的式(5)。

$\tilde{R}=\mathrm{S\ΦH}+N_2$ …式(5)

其中，Φ为如式(6)所示。

…式(6)

如所周知，为了求式(6)的对角阵Φ，矩阵S的行数应多于列数。也就是说，发送天线的数量必须多于接收天线的数量。下面，说明基于IEEE802.11协议中的MIMO系统的第二前导序列检测方法。

从式(2)和式(5)可知，两者之间差一个对角元素。对R~右乘R的逆矩阵R^-1，则得到下面的式(7)。

$Y=\tilde{R}{R}^{-1}=S{\mathrm{\ΦS}}^{-1}+N$ …式(7)

因为已知信道估计用前导序列S(长前导序列)，所以通过从Y求对角矩阵Φ，能够分离频偏消除用前导序列s_t(短前导序列)。然后，利用该频偏消除用前导序列进行频偏估计。在利用第二前导序列进行信道估计时，将前导序列修正为SΦ。

这里，为了便于理解本发明的原理，将图8所示的本实施方式的导频的结构与图9所示的以往的MIMO系统中的前导序列的结构相比较。其中，两者都是基于图10所示的SISO系统中的导频结构获得的。

在OFDM系统中，使用短前导序列粗略地估计频偏。不使用长前导序列的理由是，为了扩大频偏的估计范围。从图8与图9的比较可知，因为不增加图8的短前导序列的长度，所以频偏的估计范围不会缩小。

下面，说明基于3GPP的MIMO系统中的导频的生成。

在3GPP协议中，导频结构的多半为如图3所示的时频结构。V-BLAST系统通过使用空分复用，提高了导频的传输速率。并且，能够将前导序列在时域上重复发送。根据本实施方式，在发送第二前导序列之前，与IEEE802.11协议下的MIMO系统中的导频生成相同，将S/P转换后的频偏消除用前导序列(短前导序列，即第三前导序列)与S/P转换后的长前导序列(第一前导序列)相乘。也就是说，将第三前导序列重叠到第一前导序列上。在第一前导序列中，第j个载波上从天线i发送的码元序列，可由下面的式(8)表示。

${\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti},j}$ …式(8)

由此，利用第二前导序列从天线i发送的码元序列，可由下面的式(9)表示。这里，假设它是第j个载波上的码元序列。

${{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{\mathrm{Ti},j}=s_{\mathrm{ti}}{\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{Ti},j}$ …式(9)

对第一前导序列在接收端进行傅立叶变换，在第j个载波上接收到的信号可由下面的式(10)表示。

…式(10)

H_j表示从发送天线到接收天线的副载波j上的衰落，第i行第k列的元素表示从发送天线i到接收天线k之间的衰落，N_j，i是傅立叶变换后，接收天线接收的第j个载波上的噪声信号，基于零均值高斯分布，各个天线上的噪声信号互为独立。S_j是副载波j上从各个天线发送的码元序列。

根据上述的发送方法，利用第二前导序列接收到的信号可由下面的式(11)表示。

${\tilde{R}}_j=\left[\begin{array}{cccc}{{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{T1,j}& {{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{T2,j}& \·\·\·& {{\stackrel{\‾}{s}}^{\′}}_{\mathrm{TN},j}\end{array}\right]H_j+N_{2,j}$ …式(11)

利用第一前导序列和第三前导序列，可以表示第二前导序列如下面的式(12)所示。其中，Φ为如式(13)所示。

${\tilde{R}}_j=S_j{\mathrm{\ΦH}}_j+N_{2,j}$ …式(12)

…式(13)

为了求式(13)的对角阵Φ，矩阵S_j的行数应多于列数。也就是说，发送天线的数量必须多于接收天线的数量。下面，说明基于3GPP的MIMO系统的第二前导序列检测方法。

如从式(10)和式(12)可知，两者之间差一个对角元素，对R～_j右乘R_j的逆矩阵R_j ^-1，则求得下面的式(14)。

$Y={\tilde{R}}_j{R_j}^{-1}=S_j\mathrm{\Φ}{S_j}^{-1}+N$ …式(14)

利用信道估计用前导序列S_i，可由Y获得对角阵Φ，因此能够分离频偏估计用前导序列S_t(第三前导序列)。然后，利用分离出的序列估计频偏。这里，在使用第二前导序列估计信道时，将前导序列修正为S_iΦ。

这样，根据本实施方式，基于目前的OFDM系统IEEE802.11协议下的SISO系统中的导频生成的结构，以及当前正在制定的3GPP，在V-BLAST系统下，同时发送短前导序列和长前导序列，并利用V-BLAST系统的多天线具有的空间分辨功能，区分短前导序列和长前导序列，从而能够节约无线资源。

另外，用于信道估计的第二前导序列不像以往的方法一样重复第一前导序列，本发明利用多天线的空间特性，除了第一前导序列以外，还使第二前导序列包含频偏消除用信息(第三前导序列)，并通过空分处理，从两个前导序列提取信道估计用导频和频偏消除用导频，因此能够减少导频的数量，提高无线资源的使用效率。

另外，在本实施方式中，说明了第一前导序列为长前导序列，且第三前导序列为短前导序列的情况，但本发明不限于此，例如，还可以第一前导序列为短前导序列，且第三前导序列为长前导序列。

本说明书基于2005年11月24日申请的中国专利申请第200510128636.5号，它所包括的说明书、附图以及说明书摘要所公开的内容，全部被引用于本申请中。

工业实用性

本发明的多天线通信系统中的多导频生成方法和检测方法可适用于各种小区方式中的高速无线通信系统以及高吞吐量的无线局域网系统，特别是，可适用于采用多天线的IEEE802.11协议下的导频生成，例如OFDM-MIMO系统中的导频生成。

Claims (13)

1.一种在多天线通信系统中的多导频生成方法，该方法包括：

生成第一前导序列的步骤；

将所述第一前导序列与第三前导序列重叠，生成第二前导序列的步骤；以及

对所述第一前导序列和所述第二前导序列进行串并行转换，从多个天线通过空分依次发送第一前导序列和第二前导序列的步骤。

2.如权利要求1所述的多天线通信系统中的多导频生成方法，其中，

所述第一前导序列为长前导序列。

3.如权利要求1所述的多天线通信系统中的多导频生成方法，其中，

所述第三前导序列为短前导序列。

4.如权利要求2所述的多天线通信系统中的多导频生成方法，其中，

所述长前导序列包含用于信道估计的前导序列。

5.如权利要求3所述的多天线通信系统中的多导频生成方法，其中，

所述短前导序列包含用于消除频偏的前导序列。

6.如权利要求1所述的多天线通信系统中的多导频生成方法，其中，

所述第二前导序列为，串并行转换后的第一前导序列和串并行转换后的第三前导序列在时域中的相乘结果。

7.如权利要求1所述的多天线通信系统中的多导频生成方法，其中，

所述第二前导序列为，串并行转换后的第一前导序列和串并行转换后的第三前导序列在时域和频域中的相乘结果。

8.一种在多天线通信系统中的多导频检测方法，包括：

由多个天线接收从多个天线发送的第一前导序列以及将所述第一前导序列与第三前导序列重叠而成的第二前导序列的步骤；以及

通过空分处理，从所述第二前导序列中分离第三前导序列的步骤。

9.如权利要求8所述的多天线通信系统中的多导频检测方法，其中，

所述第一前导序列为长前导序列。

10.如权利要求8所述的多天线通信系统中的多导频检测方法，其中，

所述第三前导序列为短前导序列。

11.如权利要求9所述的多天线通信系统中的多导频检测方法，其中，

所述长前导序列包含用于信道估计的前导序列。

12.如权利要求10所述的多天线通信系统中的多导频检测方法，其中，

所述短前导序列包含用于消除频偏的前导序列。

13.如权利要求8所述的多天线通信系统中的多导频检测方法，其中，

还包括：利用所述第一前导序列和所述第三前导序列，进行信道估计处理和频偏消除处理的步骤。

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