CN101374130A - 多输入多输出正交频分复用系统的同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，包括以下步骤：S102，构造同步序列，并利用同步序列生成同步信号；S104，将同步信号分成多路，并分别对各路同步信号进行载波频偏盲补偿；以及S106，对各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行处理，并选择经过处理的同步信号之一进行粗时间同步，以得出符号定时同步时刻。通过本发明，可以将载波频偏限定在较小的范围内，从而可以降低载波频偏对符号定时同步的影响。

Description

多输入多输出正交频分复用系统的同步方法

技术领域

本发明涉及通信领域，更具体地涉及一种多输入多输出正交频分复用系统的同步方法。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)技术由于具有较高的频谱利用率、抗频率选择性衰落和窄带干扰等特点，被广泛应用于众多宽带数据通信系统和无线局域网标准WLAN IEEE802.11a/g中。另一方面，多输入多输出(MultipleInput Multiple Output，简称MIMO)技术在平坦衰落信道条件下，可以提供分集增益和复用增益，能够增加系统容量。由于OFDM技术可以将频率选择性衰落信道转化为一系列平坦衰落子信道，因此二者的结合被认为是下一代宽带无线移动通信系统中最有希望的物理层技术。

但与单天线OFDM系统对同步要求较为严格一样，MIMO-OFDM系统对于同步参数也比较敏感。Paul H.Moose.在IEEE 1994发表的“用于正交频分复用系统的频偏校正”(ATechnique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing FrequencyOffset Correction)给出了载波频偏估计的最大似然估计(MaximumLikelihood Estimation，简称MLE)方法；Thomas Keller，LorenzoPiazzo，Paolo Mandarini，Lajos Hanzo.在2001年6月6日在《IEEEJOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS》发表的“用于频率选择性衰落信道正交频分复用系统的同步技术”(Orthogonal Frequency Division Multiplex SynchronizationTechniques for Frequency-Selective Fading Channels)给出基于自相关运算的定时同步方法以及相应的载波频偏估计方法；En Zhou，XingZhang，Hui Zhao，Wenbo Wang.在《IEEE CommunicationsSociety/WCNC 2005》发表的“IMO-OFDM系统同步算法”(Synchronization Algorithms for MIMO OFDM Systems)给出了基于循环前缀(Cyclic Prefix，简称CP)的粗时间同步方法、小数倍频偏估计方法，而后进行符号定时同步。

可以看出，上述文献中的同步方法多是基于CP的，而在多径信道环境下，CP实际上是以“自我牺牲”的方式来抵抗符号间干扰的，也就是说CP中的信息是不可靠的。因此，有必要寻找具有良好性能的同步方法。

发明内容

鉴于以上所述的一个或多个问题，本发明提供了一种新的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法。

一种多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，包括以下步骤:S102，构造同步序列，并利用同步序列生成同步信号；S104，将同步信号分成多路，并分别对各路同步信号进行载波频偏盲补偿；以及S106，对各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行处理，并选择经过处理的同步信号之一进行粗时间同步，以得出符号定时同步时刻。

其中，步骤S106包括以下步骤:S1062，对各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行低通滤波、下采样、以及相关检测处理；S1064，选择经过处理的同步信号中的相关峰值最大的一个进行粗时间同步，得出粗时间同步时刻；S1066，根据粗时间同步时刻搜索最大相关峰值对应的时间，并根据最大相关峰值对应的时间得出符号定时同步时刻。在步骤S1064中，还可以对经过处理的同步信号中的相关峰值最大的一个进行载波频偏估计。

其中，同步序列为Frank序列: $S\left(m\right)=\exp (-j2\mathrm{\πr}\frac{i_m}{M_{\mathrm{seq}}})$ m＝0，1，…，N_seq-1，其中，N_seq为Frank序列的长度， $M_{\mathrm{seq}}=\mathrm{ceil}\left(\sqrt{N_{\mathrm{seq}}}\right),$ ceil(·)表示向上取整，r为小于M_seq的素数， $i_m=\mathrm{ceil}\left(\frac{m}{M_{\mathrm{seq}}}\right)({\left(m\right)}_{M_{\mathrm{seq}}}+1).$

其中，在步骤S1062中，通过以下方法对经过低通滤波和下采样处理的同步信号进行相关检测: $\mathrm{\Φ}\left(d\right)=\frac{{|S_0\·{\left(R_{\mathrm{org}}(d:d+N_{\mathrm{seq}}-1)\right)}^H|}^2}{{(\mathrm{abs}\left(S_0\right)\·{\left(\mathrm{abs}\left(R_{\mathrm{org}}(d:d+N_{\mathrm{seq}}-1)\right)\right)}^T)}^2},$ 其中，d为时间标示，R_org为经过低通滤波和下采样处理的同步信号，R_org(d:d+N_seq-1)表示以时间顺序依次从R_org中取N_seq个复数样值，(·)^H表示共轭转置，(·)^T表示转置。

其中，在步骤S1066中，根据粗时间同步时刻T_coarse确定最大相关峰值搜索范围为[T_coarse-G，T_coarse+G]，其中，G为经过处理的同步信号中的相关峰值最大的一个的循环前缀的长度。根据以下搜索方法在最大相关峰值搜索范围内搜索最大相关峰值对应的时间T_fine: $\mathrm{\Γ}\left(d\right)=\frac{{|S_1\·{\left(R_{\mathrm{low}}\left(d\right)\right)}^H|}^2}{{(\mathrm{abs}\left(S_1\right)\·{\left(\mathrm{abs}(R_{\mathrm{low}}\left(d\right)\right)}^T)}^2},$ 其中，R_low表示低通滤波后所得到的复数序列。其中，符号定时同步时刻T_time＝T_fine-D，D为对各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行低通滤波处理时产生的时延。

其中，可以将同步信号分成三路，并分别对各路同步信号进行0.5Δf、0、-0.5Δf的载波频偏盲补偿，其中，Δf为子载波间隔。

其中，可以通过以下频偏估计方法中的至少一种对经过处理的同步信号进行频偏估计:

，其中，f_d为载

波频偏估计值，

表示取

的相位。

通过本发明，可以将载波频偏限定在较小的范围内，从而可以降低载波频偏对符号定时同步的影响。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中:

图1是根据本发明实施例的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法的流程图；

图2是根据本发明实施例的粗时间同步和频偏估计过程的示意图；以及

图3A和图3B是4发4收MIMO-OFDM系统的符号定时同步检测错误概率曲线和载波频偏估计均方误差曲线。

具体实施方式

下面参考附图，详细说明本发明的具体实施方式。

为便于说明，设MIMO-OFDM系统有N_t根发射天线，N_r根接收天线，记为N_t×N_r。每根天线上用N点反离散傅立叶变换(IDFT)进行OFDM调制，OFDM调制表达式为:

$\begin{array}{cc}x\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πk}}{N}n\right)& n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1\end{array}---\left(1\right)$

其中，X(·)为二进制数据经过QPSK或QAM调制后得到的频域数据符号，k为子载波标示，n为经过OFDM调制后得到的复数样值标示。

设MIMO-OFDM系统工作在L径瑞利衰落信道环境下，第p根发射天线与第q根接收天线之间的冲击响应为:

$h^{(p,q)}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l^{(p,q)}\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l^{(p,q)})---\left(2\right)$

其中，

分别为第p根发射天线与第q根接收天线之间的第l径的衰落系数和传播时延。设第p根发射天线发送的某个OFDM符号由(1)式得到，记为 $x_{\left(n\right)}^{\left(p\right)}={\left\{x\left(n\right)\right\}}_{n=0}^{N-1}.$ 第q根接收天线上接收到的复数样值为:

$\begin{array}{cc}{r}_{\left(n\right)}^{\left(q\right)}=\underset{p=1}{\overset{N_l}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l^{(p,q)}{x}_{{(n-{\mathrm{\τ}}_l^{(p,q)})}_N}^{\left(p\right)}+w_n^{\left(p\right)}& n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1\end{array}---\left(3\right)$

其中，(·)_N表示对N取模，

为高斯白噪声。接收机接收到复数序列为:

$\begin{array}{cc}R\left(n\right)=\underset{q=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\left(n\right)}^{\left(q\right)}& n=\mathrm{0,1,2}\·\·\·N-1\end{array}---\left(4\right)$

参考图1，具体说明根据本发明实施例的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法。如图1所示，该多输入多输出正交频分复用系统的同步方法包括以下步骤:

S102，构造同步序列，并利用同步序列生成同步信号。可以选用Frank序列作为同步序列，长度为N_seq的Frank序列表达式为:

$\begin{array}{cc}S\left(m\right)=\exp (-j2\mathrm{\πr}\frac{i_m}{M_{\mathrm{seq}}})& m=\mathrm{0,1},\·\·\·,N_{\mathrm{seq}}-1\end{array}---\left(5\right)$

其中， $M_{\mathrm{seq}}=\mathrm{ceil}\left(\sqrt{N_{\mathrm{seq}}}\right),$ ceil(·)表示向上取整，r为小于M_seq的适当的素数， $i_m=\mathrm{ceil}\left(\frac{m}{M_{\mathrm{seq}}}\right)({\left(m\right)}_{M_{\mathrm{seq}}}+1).$

设同步信道对应的低频子载波数为2N_seq。首先，生成长度为N_seq的Frank序列，记为 $S_0={\left\{S\left(m\right)\right\}}_{m=0}^{N_{\mathrm{seq}}-1};$ 然后，将S₀重复一次，构成长度为2N_seq的序列S₁，记为S₁＝[S₀ S₀]；进而，对S₁进行2N_seq点离散傅立叶变换(DFT)，并将得到的序列映射到相应的低频子载波上，应用(1)式进行IDFT调制，即生成同步信号。

S104，将同步信号分成多路，并分别对各路同步信号进行载波频偏盲补偿。

假设MIMO-OFDM系统的载波频偏在[-Δf，Δf]之间，Δf为子载波间隔。如果将接收到的复数序列复用为三路，分别进行0.5Δf、0、-0.5Δf的载波频偏盲补偿，那么总有一路信号的载波频偏被限制在[-0.5Δf，0.5Δf]之间。

S106，对各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行处理，并选择经过处理的同步信号之一进行粗时间同步和频偏估计，以得出符号定时同步时刻。

具体地，步骤S106可以包括以下步骤:S1062，对各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行低通滤波、下采样、以及相关检测处理；S1064，选择经过处理的同步信号中的相关峰值最大的一个进行粗时间同步，得出粗时间同步时刻；S1066，根据粗时间同步时刻搜索最大相关峰值对应的时间，并根据最大相关峰值对应的时间得出符号定时同步时刻。

参考图2，说明根据本发明实施例的粗时间同步和频偏估计过程。在图2中，R表示接收机接收到的复数序列，I、II、III分别为三路信号路数标示。分别对三路信号进行低通滤波、2N_seq/N倍下采样，并对经过低通滤波和下采样处理得到的复数序列R_org0、R_org、R_org1进行互相关检测。

其中，①、②、③表示互相关检测方法，三路信号所用的互相关检测方法是一致的，我们给出②中的互相关检测方法:

$\mathrm{\Φ}\left(d\right)=\frac{{|S_0\·{\left(R_{\mathrm{org}}(d:d+N_{\mathrm{seq}}-1)\right)}^H|}^2}{{(\mathrm{abs}\left(S_0\right)\·{\left(\mathrm{abs}\left(R_{\mathrm{org}}(d:d+N_{\mathrm{seq}}-1)\right)\right)}^T)}^2}---\left(6\right)$

其中，d为时间标示，R_org(d:d+N_seq-1)表示以时间顺序依次从R_org中取N_seq个复数样值，(·)^H表示共轭转置，(·)^T表示转置。

进行相关检测后，分析三路信号的相关峰值以及各相关峰值对应的复数样值标示，返回相关峰值最大的路数标示Rout以及该相关峰值对应的复数样值标示d_opt。

④为载波频偏估计方法，分三种情形:

当Rout＝I时，应用载波频偏估计方法:

                                                         (7)

当Rout＝II时，应用载波频偏估计方法:

                                                          (8)

当Rout＝III时，应用载波频偏估计方法:

                                                           (9)

其中，f_d为载波频偏估计值，∠

表示取

的相位。

⑤表示粗时间同步方法，表达式为: $T_{\mathrm{coarse}}=\mathrm{ceil}(d_{\mathrm{opt}}\·\frac{N}{2N_{\mathrm{seq}}}).$

在步骤S1066中，根据粗时间同步时刻T_coarse，确定最大相关峰值搜索范围为[T_coarse-G，T_coarse+G]，G为循环前缀的长度。并根据以下检测方法搜索得出最大相关峰值对应的时间标示T_fine，进而得到符号定时同步时刻T_time。其中，T_time＝T_fine-D，D为低通滤波器群时延:

$\mathrm{\Γ}\left(d\right)=\frac{{|S_1\·{\left(R_{\mathrm{low}}\left(d\right)\right)}^H|}^2}{{(\mathrm{abs}\left(S_1\right)\·{\left(\mathrm{abs}(R_{\mathrm{low}}\left(d\right)\right)}^T)}^2}---\left(10\right)$

图3A和图3B给出了4发4收MIMO-OFDM系统符号定时同步检测错误概率曲线和载波频偏估计均方误差曲线。图3A为载波频偏为10kHz、进行16QAM调制、移动台速度为60km/h的情况下进行的1000次同步检测。可以看出，符号定时同步方法在较高信噪比下有着良好的性能，当信噪比为16dB时，同步检测错误概率达到0.002。图3B为载波频偏为10kHz、进行16QAM调制、移动台速度为60km/h的情况下载波频偏估计均方误差与信噪比之间的关系图示。可以看出，在较高的信噪比下，载波频偏估计具有良好的性能。

综上所述，本发明的基本思想在于，把载波频偏限定在较小的范围内，从而降低载波频偏对符号定时同步的影响。本发明在载波频偏较高的情况下具有明显的优势。而且在载波频偏估计出来之前，其大小是不可预知的，这也是进行载波频偏“盲”补偿的原因。

以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

S102，构造同步序列，并利用所述同步序列生成同步信号；

S104，将所述同步信号分成多路，并分别对各路所述同步信号进行载波频偏盲补偿；以及

S106，对各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行处理，并选择经过处理的同步信号之一进行粗时间同步，以得出符号定时同步时刻。

2.根据权利要求1所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，所述步骤S106包括以下步骤：

S1062，对所述各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行低通滤波、下采样、以及相关检测处理；

S1064，选择所述经过处理的同步信号中的相关峰值最大的一个进行粗时间同步，得出粗时间同步时刻；

S1066，根据所述粗时间同步时刻搜索最大相关峰值对应的时间，并根据所述最大相关峰值对应的时间得出所述符号定时同步时刻。

3.根据权利要求2所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，在所述步骤S1064中，还要对所述经过处理的同步信号中的相关峰值最大的一个进行载波频偏估计。

4.根据权利要求3所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，所述同步序列为Frank序列： $S\left(m\right)=\exp (-j2\mathrm{\πr}\frac{i_m}{M_{\mathrm{seq}}})$ m＝0，1，…，N_seq-1，其中，N_seq为所述Frank序列的长度， $M_{\mathrm{seq}}=\mathrm{ceil}\left(\sqrt{N_{\mathrm{seq}}}\right),$ ceil(·)表示向上取整，r为小于M_seq的素数， $i_m=\mathrm{ceil}\left(\frac{m}{M_{\mathrm{seq}}}\right)({\left(m\right)}_{M_{\mathrm{seq}}}+1).$

5.根据权利要求4所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，在所述步骤S1062中，通过以下方法对经过低通滤波和下采样处理的同步信号进行相关检测： $\mathrm{\Φ}\left(d\right)=\frac{{|S_0\·{\left(R_{\mathrm{org}}(d:d+N_{\mathrm{seq}}-1)\right)}^H|}^2}{{(\mathrm{abs}\left(S_0\right)\·{\left(\mathrm{abs}\left(R_{\mathrm{org}}(d:d+N_{\mathrm{seq}}-1)\right)\right)}^T)}^2},$ 其中，d为时间标示，R_org为经过低通滤波和下采样处理的同步信号，R_org(d:d+N_seq-1)表示以时间顺序依次从R_org中取N_seq个复数样值，(·)^H表示共轭转置，(·)^T表示转置。

6.根据权利要求5所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，在所述步骤S1066中，根据所述粗时间同步时刻T_coarse确定最大相关峰值搜索范围为[T_coarse-G，T_coarse+G]，其中，G为所述经过处理的同步信号中的相关峰值最大的一个的循环前缀的长度。

7.根据权利要求6所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，根据以下搜索方法在所述最大相关峰值搜索范围内搜索所述最大相关峰值对应的时间T_fine： $\mathrm{\Γ}\left(d\right)=\frac{{|S_1\·{\left(R_{\mathrm{low}}\left(d\right)\right)}^H|}^2}{{(\mathrm{abs}\left(S_1\right)\·{\left(\mathrm{abs}(R_{\mathrm{low}}\left(d\right)\right)}^T)}^2},$ 其中，R_low表示低通滤波后所得到的复数序列。

8.根据权利要求7所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，所述符号定时同步时刻T_time＝T_fine-D，其中D为对所述各路经过载波频偏盲补偿的同步信号进行低通滤波处理时产生的时延。

9.根据上述权利要求中任一项所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，将所述同步信号分成三路，并分别对各路所述同步信号进行0.5Δf、0、-0.5Δf的载波频偏盲补偿，其中，Δf为子载波间隔。

10.根据权利要求9所述的多输入多输出正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，通过以下频偏估计方法中的至少一种对所述经过处理的同步信号进行频偏估计：

，其中，f_d为载波频偏估计值，表示取

的相位。

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