CN101778066B - 基于物理层前导优化的同步方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于物理层前导优化的同步方法及系统。其中，物理层为IEEE802.16e协议的物理层，该方法包括如下步骤：基于IEEE802.16e协议，设定前导格式为[B B A A A A B B B B]；其中，B和A为短训练序列，长度均为32；且B是A的共轭对称序列；接收OFDM时域信号r，依据前导格式，计算定时同步点d；依据定时同步点d，确定时域信号r同步后的时域信号r₁，然后对时域信号r₁进行频率频偏补偿运算，获取频偏补偿的时域信号r₂。基于本发明，可以大大降低OFDM系统的复杂度并实现在恶劣条件下的精确OFDM定时同步和频率同步。

Description

基于物理层前导优化的同步方法及系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种基于物理层前导优化的同步方法及系统。

背景技术

随着宽带无线通信技术的不断发展和广泛应用，正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术成为新一代无线移动通信系统最有前途的核心技术。OFDM系统的一大缺点是容易受同步偏差影响，对于基于OFDM的通信系统而言，符号和频率同步是非常重要的。由于子信道的频谱相互覆盖，这就对它们之间的正交性提出了严格的要求。由于无线信道的时变性，传输过程中出现的无线信号频谱偏移或发射机与接收机本地振荡器之间存在的频率偏差，都会使OFDM系统子载波之间的正交性遭到破坏，产生子信道间干扰ICI。没有正确的符号定时同步，系统也不可能估计出正确的帧起始位置，系统性能的稳定性会随着定时误差的出现而降低。所以，同步问题是OFDM系统需要解决的重要问题。

在无线OFDM系统中，目前国内外实现OFDM的同步方法主要分为2类：数据辅助方法、非数据辅助方法。数据辅助方法的思想是引入特殊的同步块，采用PN序列或导频等附加信息，通过改变导频或训练符号的结构、码型，以便更容易进行同步信息的提取和提高同步估计的准确度，其性能较好，捕获时间短，估计精度高，但会造成带宽和功率的损失。非数据辅助方法的思想是从发送信号已有的结构(如CP)、接收机其他处理部分(如信道估计处)、或者对经过FFT变换后的信号本身进行处理，进一步提取同步信息，可分为全盲或半盲两种方法，这种方法简单，容易实现，但通常需要接收到几十个或上百个OFDM符号后才能达到一个较高的估计精度，捕获时间长，同步范围较小，性能稍差。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于物理层前导优化的同步方法及系统。基于本发明，可以大大降低OFDM系统的复杂度并实现在恶劣条件下的精确OFDM定时同步和频率同步。

本发明一种基于物理层前导优化的同步方法中，所述物理层为IEEE802.16e协议的物理层，所述同步方法包括如下步骤：前导格式设定步骤，基于所述IEEE802.16e 协议，设定前导格式为[BBAAAABBBB]；其中，B和A为短训练序列，长度均为32；且B是A的共轭对称序列；定时同步步骤，接收OFDM时域信号r，依据所述前导格式，计算定时同步点d；频偏补偿步骤，依据所述定时同步点d，确定所述时域信号r同步后的时域信号r₁，然后对所述时域信号r₁进行频率频偏补偿运算，获取频偏补偿的时域信号r₂。

上述同步方法，优选所述定时同步步骤中，依据如下步骤计算定时同步点d：

确定 $M\left(d\right)=\frac{{\left|P\left(d\right)\right|}^2}{{(2*R\left(d\right))}^2}$ 的最大值，并确定当M(d)取最大值时，所对应的d值；并且，P(d)为互相关能量值；R(d)为自相关能量值，

$P\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d-i-1)r(d+i+192)+r(d-i+95)r(d+i+96);$

$R\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d+i)r*(d+i).$

上述同步方法，优选所述频偏补偿步骤中，依据如下步骤获取频偏补偿的时域信号r₂：

计算同步后的时域信号r₁相邻2个相同的短训练序列的相关值，确定f₂；对所述f₂进行频偏估计，确定ε₂；依据 $r_2\left(k\right)=r_1\left(k\right)e^{-j2{\mathrm{\π\ϵ}}_2/256}.$ 获取频偏补偿的时域信号r₂；其中，f₂为互相关值；ε₂为频率偏移量

$f_2=\underset{k=65}{\overset{96}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(k\right)r_1*(k+32);$

${\mathrm{\ϵ}}_2=-\arg \left(f_2\right)*\frac{256}{2\mathrm{\π}\·32}.$

另一方面，本发明还提供了一种基于物理层前导优化的同步系统，所述物理层为IEEE802.16e协议的物理层，所述同步系统包括：前导格式设定模块，用于基于所述IEEE802.16e协议，设定前导格式为[BBAAAABBBB]；其中，B和A为短训练序列，长度均为32；且B是A的共轭对称序列；定时同步模块，用于接收OFDM时域信号r，依据所述前导格式，计算定时同步点d；频偏补偿模块，用于依据所述定时同步点d，确定所述时域信号r同步后的时域信号r₁，然后对所述时域信号r₁进行频率频偏补偿运算，获取频偏补偿的时域信号r₂。

上述同步系统，优选所述定时同步模块中，依据如下方式计算定时同步点d：

确定 $M\left(d\right)=\frac{{\left|P\left(d\right)\right|}^2}{{(2*R\left(d\right))}^2}$ 的最大值，并确定当M(d)取最大值时，所对应的d值；并且，P(d)为互相关能量值；R(d)为自相关能量值

$P\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d-i-1)r(d+i+192)+r(d-i+95)r(d+i+96);$

$R\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d+i)r*(d+i).$

上述同步系统，优选所述频偏补偿模块中，依据如下方式获取频偏补偿的时域信号r₂：

计算同步后的时域信号r₁相邻2个相同的短训练序列的相关值，确定f₂；对所述f₂进行频偏估计，确定ε₂；依据 $r_2\left(k\right)=r_1\left(k\right)e^{-j2{\mathrm{\π\ϵ}}_2/256}$ 获取频偏补偿的时域信号f₂；其中，f₂为互相关值；ε₂为频率偏移量

$f_2=\underset{k=65}{\overset{96}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(k\right)r_1*(k+32);$

${\mathrm{\ϵ}}_2=-\arg \left(f_2\right)*\frac{256}{2\mathrm{\π}\·32}.$

本发明具有下述优点：

第一、改进型的同步方法改进了802.16协议的短前导格式，使得OFDM同步方法运算的复杂度降低。

第二、改进型的同步方法可以准确的定位，实现在恶劣信道条件下准确的OFDM定时同步以及频偏补偿，具有更良好的性能。

第三、由于减小短训练序列的长度，还可以增大频率同步的范围。

附图说明

图1为本发明基于物理层前导优化的同步方法实施例的步骤流程图；

图2为本发明基于物理层前导优化的同步方法实施例所适用的OFDM系统的收发框图；

图3是本发明基于物理层前导优化的同步方法中，所设定的前导格式；

图4是本发明基于物理层前导优化的同步系统实施例的结构框图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)技术是一种克服信道时延扩展的传输手段。它采用串并变换将高速串行数据流分解成若干并行低速数据流，以降低每个子载波的符号速率，其码元周期会变得相对较长，再加上循环前缀CP(Cyclic Prefix)作为保护间隔所构成的特殊符号结构，使得ISI明显降低，甚至可以消除。但这种技术同样也存在一些缺点和不足：易受同步偏差的影响。本发明正是基于OFDM系统中对同步的严格要求所提出的，优化的OFDM同步方法。该方法大大降低了系统的复杂度并能够精确实现OFDM同步。

参照图1，图1为本发明基于物理层前导优化的同步方法实施例的步骤流程图，其中的物理层为IEEE802.16e协议的物理层，该同步方法包括如下步骤：

前导格式设定步骤110，基于所述IEEE802.16e协议，设定前导格式为[BBAAAABBBB]；其中，B和A为短训练序列，长度均为32；且B是A的共轭对称序列。

定时同步步骤120，接收OFDM时域信号r，依据所述前导格式，计算定时同步点d。

频偏补偿步骤130，依据所述定时同步点d，确定所述时域信号r同步后的时域信号r₁，然后对所述时域信号r₁进行频率频偏补偿运算，获取频偏补偿的时域信号r₂。

下面结合图2、图3对上述各个步骤进行详细的说明。

参照图2，图2为本发明基于物理层前导优化的同步方法实施例所适用的OFDM系统的收发框图，现进行简单说明：在发送端进行数据的成帧过程，由前导信息和数据信息构成，经过编码、交织、然后进行QAM的数字调制、串并变换、插入导频模、IFFT变换、进行并串变换、插入循环前缀后，经过D/A变换，通过对生成的OFDM时域数据流信号转换为中频信号，发送出去。信号经过信道传输后，在接收端，首先就是要进行同步和信道估计的工作，其中包括定时和频率同步，信道估计，再进行去除循环前缀，串并变换、进行FFT变换后，进行信道均衡、并串变换、数字解调，解调出QAM符号，再进行解交织、译码，最后估计出误码率。

首先要建立OFDM系统的物理层基本框图，包括信道编码、星座调制、OFDM调制、同步、信道估计等，可参照图2所示的OFDM系统的收发框图和传输信号原理进行系统设计。改进的802.16e的短前导序列格式如图3所示，该发明是在此格式图的基础上提出的。其中，A1，A2，A3，A4为相同的32点的短训练序列，B1，B2，B3，B4为相同32点段训练序列，B与A是共轭对称的序列。

802.16e协议中规定的数据的传输是按帧来进行的。每帧中都有固定的2个前导，一个短前导和一个长前导。802.16e协议规定的短前导序列就是用来进行定时同步和频率补偿的，本方法是基于数据辅助型的方法，在原协议规定的基础上对前导格式稍作修改并提出新的方法实现精确的OFDM定时同步和频率补偿。我所改进的短前导训练序列格式为[B3 B4 A1 A2 A3 A4 B1 B2 B3 B4]，其中B是A的共轭对称序列，B和A都是短训练序列，每个序列的长度为32。B与A之间有相关性，故此发明采用的方法为：

$P\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d-i-1)r(d+i+192)+r(d-i+95)r(d+i+96)---\left(1\right)$

$R\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d+i)r*(d+i)---\left(2\right)$

$M\left(d\right)=\frac{{\left|P\left(d\right)\right|}^2}{{(2*R\left(d\right))}^2}---\left(3\right)$

当M(d)取最大值时，即准确判断出定时同步点97。本方法的提出主要是利用了A1和B4的共轭对称性，以及A4和B1的共轭对称性。选择2组短训练序列来进行极值的判断主要是为了减小噪声的干扰，以便准确定位。

频率补偿的方法也是根据短训练序列而来：

$f_2=\underset{k=65}{\overset{96}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(k\right)r_1*(k+32)---\left(4\right)$

${\mathrm{\ϵ}}_2=-\arg \left(f_2\right)*\frac{256}{2\mathrm{\π}\·32}---\left(5\right)$

$r_2\left(k\right)=r_1\left(k\right)e^{-j2{\mathrm{\π\ϵ}}_2/256}---\left(6\right)$

本方法的具体实施步骤：

公式(1)中的r为接收到的OFDM时域信号，通过把时域信号进行自相关运算，利用前半部分A和后半部分B的共轭相关特性，进行相关值的运算，只有当d值为97时，P(d)取最大值，而且没有“平台区”。

通过计算一个短训练序列的自相关值R(d)，用来实现P(d)的归一化的值M(d)，其中M(d)与P(d)的峰值在时域的位置相同，只是峰值的最大值为1。

通过找到起始的位置d，得到同步后的时域信号r₁，再进行频率频偏补偿的运算，仅需计算相邻2个相同的短训练序列的相关值，得到公式(4)中的f₂，再对f₂进行频率偏差的估计，得到公式(5)中的ε₂。

对r₁进行频率补偿，如公式(6)，得到补偿后的OFDM时域信号r₂。

本实施例根据下一代无线通信系统对传输高质量信息准确性的要求，针对现有OFDM无线通信系统中存在的问题和挑战，在频率选择性衰落信道下的OFDM系统模型，以精确实现OFDM同步为出发点，在802.16e协议的基础上，提出一种改进型前导格式的OFDM同步方法，该方法克服了传统的OFDM同步方法准确度低，不能准确判断出同步的起始点的缺点，大大提高定位的准确度，并且降低了系统的复杂度。并且，由于减小短训练序列的长度，还可以增大频率同步的范围。

将上述方法matlab中进行仿真试验，仿真的信道可以为高斯信道加瑞利信道，试验结果证明了同步方法的正确性，且显示可以在较长的时域范围实现精确的OFDM定时同步；试验结果中的误码率图形，通过对比接收端和发送端的数据，验证了该同步方法在恶劣信道条件具有较好的性能。总之，通过仿真验证此算法在低复杂度的情况下可以达到比较好的效果，可以被用于OFDM系统中。

另一方面，本发明还提供了一种基于物理层前导优化的同步系统，参照图4，图4是本发明基于物理层前导优化的同步系统实施例的结构框图。其中的物理层为IEEE802.16e协议的物理层，所述同步系统包括：

前导格式设定模块40，用于基于所述IEEE802.16e协议，设定前导格式为[BBAAAABBBB]；其中，B和A为短训练序列，长度均为32；且B是A的共轭对称序列。

定时同步模块42，用于接收OFDM时域信号r，依据所述前导格式，计算定时同步点d。

频偏补偿模块44，用于依据所述定时同步点d，确定所述时域信号r同步后的时域信号r₁，然后对所述时域信号r₁进行频率频偏补偿运算，获取频偏补偿的时域信号r₂。

所述定时同步模块中，依据如下方式计算定时同步点d：确定 $M\left(d\right)=\frac{{\left|P\left(d\right)\right|}^2}{{(2*R\left(d\right))}^2}$ 的最大值，并确定当M(d)取最大值时，所对应的d值；并且，P(d)为互相关能量值；R(d)为自相关能量值

$P\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d-i-1)r(d+i+192)+r(d-i+95)r(d+i+96);$

$R\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d+i)r*(d+i).$

其中，频偏补偿模块中，依据如下方式获取频偏补偿的时域信号r₂：

计算同步后的时域信号r1相邻2个相同的短训练序列的相关值，确定f₂；对所述f₂进行频偏估计，确定ε₂；依据 $r_2\left(k\right)=r_1\left(k\right)e^{-j2{\mathrm{\π\ϵ}}_2/256}$ 获取频偏补偿的时域信号r₂；其中，f₂为互相关值；ε₂为频率偏移量

$f_2=\underset{k=65}{\overset{96}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(k\right)r_1*(k+32);$

${\mathrm{\ϵ}}_2=-\arg \left(f_2\right)*\frac{256}{2\mathrm{\π}\·32}.$

上述系统实施例的原理、有益效果与方法实施例相同，相关之处互相参照即可。在此不再赘述。

以上对本发明所提供的一种基于物理层前导优化的同步方法及系统进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (2)

1.一种基于物理层前导优化的同步方法，其特征在于，所述物理层为IEEE802.16e协议的物理层，所述同步方法包括如下步骤：

前导格式设定步骤，基于所述IEEE802.16e协议，设定前导格式为[B B A A A A B B B B]；其中，B和A为短训练序列，长度均为32；且B是A的共轭对称序列；

定时同步步骤，接收OFDM时域信号r，依据所述前导格式，计算定时同步点d；

频偏补偿步骤，依据所述定时同步点d，确定所述时域信号r同步后的时域信号r₁，然后对所述时域信号r₁进行频率频偏补偿运算，获取频偏补偿的时域信号r₂；

其中，

所述定时同步步骤中，依据如下步骤计算定时同步点d：

确定

的最大值，并确定当M(d)取最大值时，所对应的d值；并且，P(d)为互相关能量值；R(d)为自相关能量值，

$P\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}(r(d-i-1)r(d+i+192)+r(d-i+95)r(d+i+96));$

$R\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d+i)r*(d+i);$

所述频偏补偿步骤中，依据如下步骤获取频偏补偿的时域信号r₂：

计算同步后的时域信号r₁相邻2个相同的短训练序列的相关值，确定f₂；对所述f₂进行频偏估计，确定ε₂；依据

获取频偏补偿的时域信号r₂；其中，f₂为互相关值；ε₂为频率偏移量

$f_2=\underset{k=65}{\overset{96}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(k\right)r_1*(k+32);$

${\mathrm{\ϵ}}_2=-\arg \left(f_2\right)*\frac{256}{2\mathrm{\π}\·32}.$

2.一种基于物理层前导优化的同步系统，其特征在于，所述物理层为IEEE802.16e协议的物理层，所述同步系统包括：

前导格式设定模块，用于基于所述IEEE802.16e协议，设定前导格式为[B B A A A A B B B B]；其中，B和A为短训练序列，长度均为32；且B是A的共轭对称序列；

定时同步模块，用于接收OFDM时域信号r，依据所述前导格式，计算定时同步点d；

频偏补偿模块，用于依据所述定时同步点d，确定所述时域信号r同步后的时域信号r₁，然后对所述时域信号r₁进行频率频偏补偿运算，获取频偏补偿的时域信号r₂；

其中，

所述定时同步模块中，依据如下方式计算定时同步点d：

确定

的最大值，并确定当M(d)取最大值时，所对应的d值；并且，P(d)为互相关能量值；R(d)为自相关能量值

$P\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}(r(d-i-1)r(d+i+192)+r(d-i+95)r(d+i+96));$

$R\left(d\right)=\underset{i=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}r(d+i)r*(d+i);$

所述频偏补偿模块中，依据如下方式获取频偏补偿的时域信号r₂：

计算同步后的时域信号r₁相邻2个相同的短训练序列的相关值，确定f₂；对所述f₂进行频偏估计，确定ε₂；依据

获取频偏补偿的时域信号r₂；其中，f₂为互相关值；ε₂为频率偏移量

$f_2=\underset{k=65}{\overset{96}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(k\right)r_1*(k+32);$

${\mathrm{\ϵ}}_2=-\arg \left(f_2\right)*\frac{256}{2\mathrm{\π}\·32}.$

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