CN102469060B - 一种ofdm系统同步估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信系统领域，特别提供一种OFDM系统同步估计方法，根据收到特定信道的译码正确的比特序列重构发送的频域数据，与接收的频域数据相关获得频域信道响应，根据频域信道响应计算时间和/或频率同步估计值，所述的特定信道为在本次更新周期内传输的比特序列不发生变化，并且终端确知下次更新周期到来时刻的信道；本发明还提供一种OFDM系统同步估计装置；本发明将信息未发生变化的重构生成的发送的频域数据存储在终端中，仅实时估计同步估计值，降低了实时运算的复杂度和计算时延，并能够在OFDM系统中获得更加精准的同步估计值，提高同步的准确性，提高终端的接入可靠性以及接收数据的性能。

Description

一种OFDM系统同步估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统领域，特别涉及一种应用于正交频分复用（OFDM，Orthogonal frequency-division multiplexing）系统中的小区初搜或者正常驻留下的下行同步估计方法和装置，包括时间同步和频率同步。 

背景技术

随着社会的发展和技术的进步，人们希望系统提供大容量，高速率，低延时的数据传输服务。目前，第三代伙伴计划（3GPP，3^rd Generation Partnership Project）长期演进（LTE，Long-Term Evolution）系统以及增强长期演进（LTE-Advanced）系统、全球微波互联接入（Wimax，Worldwide Interoperability for Microwave Access系统以及中国移动多媒体广播（CMMB，China MobileMultiMedia Broadcast）系统等都使用OFDM传输技术，在这种传输技术下，系统采用了相互正交的载波，提高了频谱效率以及系统对频率选择性信道的鲁棒性，但载波相互正交的特征使得OFDM系统对同步要求较高，现有的OFDM同步技术主要分为两种类型：数据辅助型和非数据辅助型。前者的典型技术如在发射信号的时域中间插入同步信号，使得发射信号在时域上表现为具有重复的一段信号。后者的典型技术如基于循环前缀（CP，Cyclic Prefix）的同步方法。这两种技术的根本点都在于利用时域上两段重复的信号，通过寻找滑动相关的峰值来进行时间同步。 

以OFDM作为传输技术的系统在设计导频信号时，为了降低信令和导频的开销，大多没有设计特定的重复信号，因此利用时域上重复信号来进行时间同步的方法不适用。基于CP的同步技术，由于其性能依赖于系统的子载波个数，对于OFDM系统所支持的较小带宽配置来说，其时间同步性能会由于子载波个数较少而有所恶化。利用频域上接收的导频与本地产生的导频相关来提取时间同步信息，同样考虑导频的开销，其块状导频或者梳妆导频所占用的物理资源的个数较少，估计时间同步的精度有限。 

中国专利200810232936.1提供了一种无线通信定时同步方法及小区搜索方法和系统，其利用译码正确的信息，重构发送的调制信号，并在重构调制信号的基础上完成频率同步的估计过程，但是其需要实时对接收的信号进行重构来估计频率同步信息，实时性导致其具有计算复杂度高，计算结果延迟大的缺点，在通信系统中增加了用户终端（UE，User Equipment）处理的复杂度。 

发明内容

鉴于此，本发明的目的是针对目前技术的不足，提供一种OFDM系统低时延、高精度的同步估计方法及装置，包括时间同步和/或频率同步。 

为解决以上问题，本发明提供一种OFDM系统终端同步估计方法，根据收到特定信道的译码正确的比特序列重构发送的频域数据，存储所述重构的发送的频域数据，在获取更新后的特定信道前，使用所述重构的发送的频域数据与接收的频域数据相关获得频域信道响应，根据频域信道响应计算时间和/或频率同步估计值，其特征在于，所述的特定信道为在本次更新周期内传输的比特序列不发生变化，并且终端确知下次更新周期到来时刻的信道； 

作为一种优选实现方案，所述特定信道为物理广播信道PBCH； 

优选的，若终端检测寻呼信道PCH得到系统消息更新的通知，则在下次更新周期读取更新的PBCH，并根据最近读取译码正确的PBCH的比特序列进行重构； 

优选的，所述根据频域信道响应计算时间同步估计值为：所述根据频域信道响应计算时间同步估计值为：将频域信道响应每个OFDM符号经过N′点的离散傅立叶变换DFT，得到时域信道响应功率值；将时域信道响应功率值的所有OFDM符号对应合并，得到合并后的时域信道响应功率值；检测合并后的时域信道响应功率值的峰值，确定峰值出现位置的索引n_max，计算得出时间同步的估计值 

${\hat{d}}_{\mathrm{PBCH}}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }$

其中，N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，N′为DFT变换点数。优选的，所述根据频域信道响应计算时间同步估计值为：将频域信道响应 每个OFDM符号经过N′点的DFT变换，计算时域信道响应功率值；将时域信道响应功率值中的所有OFDM符号对应合并，得到合并后的时域信道响应功率值；检测合并后的时域信道响应功率值的峰值，确定峰值出现位置的索引n_max，并搜索满足功率值超过th，且小于n_max的最小值n′_max，计算时间同步的估计值 

${\hat{d}}_{\mathrm{PBCH}}^{\′}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }^{\′}$

其中N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，N′为DFT变换点数，N′≥K，K表示PBCH所占用的子载波的个数， $\mathrm{th}=\mathrm{\α}\·\max \left\{h_{\mathrm{PBCH}}^{\′}\left(n\right)\right|0\≤n\≤N^{\′}\},\mathrm{\α}=0.5~0.9,$ max{·}表示取最大值， 

为合并后的时域信道响应功率值； 

作为另一种优选实现方式，所述特定信道为承载广播消息的物理下行共享信道PDSCH； 

优选的，若终端检测寻呼信道PCH得到系统消息更新的通知，则在下次更新周期读取更新的包含系统信息块SIB的PDSCH，并将最近读取译码正确的PDSCH的比特序列再进行一次重构过程，直到获取更新后的PDSCH，否则一直使用原先存储的PDSCH的比特序列重构的数据； 

优选的，所述根据频域信道响应计算时间同步估计值为：将频域信道每个OFDM符号经过N′点的离散傅立叶变化DFT，得到时域信道响应功率值；将时域信道响应功率值的所有OFDM符号对应合并，得到合并后的时域信道响应功率值h′_PDSCH(n)；确定峰值出现位置的索引n_max，并搜索满足功率值超过th，且小于n_max的最小值n′_max，根据公式计算时间同步的估计值； 

${\hat{d}}_{\mathrm{PDSCH}}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }^{\′}$

其中N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，N′为DFT变换的点数，N′≥K，K表示PDSCH所占用的子载波的个数，th=α·max{h′_PDSCH(n)|0≤n≤N′}，α=0.5～0.9，max{·}表示取最大值； 

为解决以上问题，本发明还提供一种OFDM系统终端同步估计装置，包括：接收模块、重构模块、序列点乘模块、时间同步模块和/或频率同步模块； 

接收模块用于对一个子帧长度的接收的频域数据进行采样，获取与该信道 所配置的带宽相等的接收序列； 

重构模块用于物理信道的重构，生成该物理信道的发送的频域数据； 

序列点乘模块用于将接收的频域数据与本地重构生成的共轭数据对应点相乘，得到乘积序列； 

时间同步模块用于完成时间同步的估计，包括四个单元：求和单元、DFT单元、峰值检测单元和除法单元； 

频率同步模块用于频率同步模块完成频率同步的估计，包括三个单元：序列点乘单元、角度计算单元，除法单元。 

本发明利用系统消息在本次更新周期内传输的信息不发生变化，并且终端确知下次更新周期到来时刻的信道所承载的比特序列重构生成发送的频域数据，并与接收的频域数据相关，获得同步估计值，并将信息未发生变化的重构生成的发送的频域数据存储在终端中，仅实时估计同步估计值，降低了实时运算的复杂度和计算时延。本发明可以适用于例如3GPP LTE以及LTE-Advanced系统、Wimax系统以及CMMB系统等使用OFDM作为传输技术的系统中。典型地，可用辅助数据法等高精度的快速跟踪方法完成粗同步，然后利用本发明实现精同步，本发明能够在OFDM系统中获得更加精准的同步估计值，提高同步的准确性，提高终端的接入可靠性以及接收数据的性能。 

附图说明

图1为LTE系统中短循环前缀物理广播信号及其子帧内的小区公共参考信号的映射图案，其中NRB表示LTE系统中资源块的个数，Nsc表示每个资源块中子载波的个数； 

图2为LTE系统中长循环前缀物理广播信号及其子帧内的小区公共参考信号的映射图，其中NRB表示LTE系统中资源块的个数，Nsc表示每个资源块中子载波的个数； 

图3为本发明同步估计方法优选实施例流程示意图； 

图4为物理信道重构优选实施例流程示意图； 

图5为本发明同步估计装置优选实施例结构图； 

图6为本发明具体实施例1在高斯白噪信道下的仿真结果； 

图7为本发明具体实施例1在扩展步行A（EPA，Extended Pedestrian A），伴有5Hz的多普勒频移信道（简称EPA5）下的仿真结果。 

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明OFDM系统同步估计方法及装置作进一步说明，应当清楚的是，所举实施例只是本发明的优选实施方式而已，并不成为对本发明的限制。 

具体实施例1： 

以LTE系统为例，重构物理信道为物理广播信道（PBCH，Physical Broadcast Channel），图1为LTE系统中短CP物理广播信号及其子帧内的小区公共参考信号的映射图案，图2为LTE系统中长CP物理广播信号及其子帧内的小区公共参考信号的映射图，下面将对技术方案的实施作进一步的详细描述。 

图3给出了本发明的同步估计方法优选实施方式流程示意图，如图所示，该方法包括： 

步骤1，终端根据接收且译码正确的比特序列重构生成PBCH的频域数据 

其中 

表示包括PBCH和小区参考信号(CRS，Cell-specific Reference Signals)在内的频域数据，i＝0,1,2,3，j=0,1,2,…,71，n_rf=0,1,2,3。其中i表示PBCH所占用的OFDM的符号个数的索引，j表示PBCH所占用的子载波的个数索引，n_rf表示系统信息映射在每个无线帧的PBCH的索引。 

终端在小区接入过程中，会最先盲检PBCH的天线个数，读取PBCH的信息。当PBCH译码正确后，把获得的PBCH的比特序列作为已知，并对该比特序列进行重构过程。若终端检测寻呼信道（PCH，Paging Channel）得到系统消息更新的通知，则在下一个调整周期读取更新的PBCH，并将最近读取译码正确的PBCH的比特序列再进行一次重构过程，并存储在终端中。若下一个调整周期开始时未获取更新的且译码正确的比特序列，则等待解析出译码正确的比特序列并完成重构过程，才能进行同步估计。 

其中，重构过程优选实施例如图4所示，包括附加CRC校验、信道编码、 速率匹配、加扰、调制、层映射和预编码以及资源单元映射的过程（详见3GPPTS36.211中的相关内容，这里不做详细介绍）。 

由于广播消息固定40毫秒（4个无线帧）周期的的调度方式，同时在这40毫秒中进行重复传输，因此需要重构40毫秒周期的广播消息，并将每个无线帧上的PBCH分别存储在终端中。 

所述资源单元映射的过程不仅包括PBCH数据的映射，还包括PBCH位置区域的CRS的映射过程。 

步骤2，终端根据接收到的PBCH位置的频域数据R_PBCH(i,j)，与系统帧号（SFN，System Frame Number）满足n_rf＝SFNmod4条件的PBCH位置的频域数据S_PBCH(i,j)共轭相乘，得到对应的频域信道响应H_PBCH(i,j)： 

$H_{\mathrm{PBCH}}(i,j)=R_{\mathrm{PBCH}}(i,j)S_{\mathrm{PBCH}}^{*}(i,j)$

其中R_PBCH(i,j)表示终端接收的PBCH位置的频域数据，i＝0,1,2,3，j=0,1,2,…,71。{·}^*表示取复共轭。 

步骤3，终端根据频域信道响应H_PBCH(i,j)，估计出时间同步估计值 该步骤具体又包括： 

步骤3.1，将频域信道响应H_PBCH(i,j)每个OFDM符号经过N′点的DFT变换，得到时域信道响应功率值h_PBCH(i,n)。 

$h_{\mathrm{PBCH}}(i,n)={\left|\underset{j}{\overset{72}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{PBCH}}(i,j)e^{j\frac{2\mathrm{\πn}}{N^{\′}}}\right|}^2$

其中n=0,1,2…,N′-1，N′为DFT变换的点数，N′≥72，|·|²表示取绝对值的平方。 

步骤3.2，将时域信道响应功率值h_PBCH(i,n)的所有OFDM符号对应合并，得到合并后的时域信道响应功率值h′_PBCH(n)。 

其中 其中j=0,1,2,…,71。 

步骤3.3，检测合并后的时域信道响应功率值 

的峰值，确定峰值出现位置的索引n_max，计算得出时间同步的估计值 

n_max=argmax{h′_PBCH(n)|0≤n≤N′-1} 

${\hat{d}}_{\mathrm{PBCH}}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }$

其中argmax{·}表示取最大值的索引值，N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，本实施例中，N＝2048。 

优选的，在实际系统中，由于衰落信道的影响。搜索的峰值位置可能不是信道环境中第一条传输路径的位置。因此为了寻找到首条到达终端的传输路径的位置，使得终端能够获得更好的接收性能，本发明在上述步骤3.2之后，则选择步骤3.3A。 

步骤3.3A，检测合并后的时域信道响应功率值 

的峰值，确定峰值出现位置的索引n_max，并搜索满足功率值超过th，且小于n_max的最小值n′_max，计算出时间同步的估计值 

${\hat{d}}_{\mathrm{PBCH}}^{\′}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }^{\′}$

N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，本实施例中，N＝2048，  $\mathrm{th}=\mathrm{\α}\·\max \left\{h_{\mathrm{PBCH}}^{\′}\left(n\right)\right|0\≤n\≤N^{\′}\},\mathrm{\α}=0.5~0.9,$

优选的，为了提高时间同步估计值的精度，进一步抵抗衰落信道环境对估计值的影响，使得终端能够获得更好的接收性能，本发明可在上述步骤3之后，进一步选择步骤4和步骤5。 

步骤4，利用PBCH所在子帧中接收的CRS与本地产生的CRS共轭相乘，来提取时间同步估计值 

通过CRS获得时间同步估计值 

为现有技术，这里不做详细介绍。 

步骤5，联合PBCH估计的时间同步估计值 和CRS估计的时间同步估计值 

最终获得时间同步估计值 

其中λ₁+λ₂=1。 

步骤6，终端根据频域信道响应H_PBCH(i,j)，估计出频率同步估计值 

该步骤具体又包括： 

步骤6.1，将一个OFDM符号上的序列，与前一个OFDM符号上的共轭序列相乘，得到相关序列和值H_f(m)。 

$H_f\left(m\right)=\underset{j=0}{\overset{71}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{PBCH}}(i+1,j)H_{\mathrm{PBCH}}^{*}(i,j)$

其中i＝0,1,2,3，j=0,1,2,…,71，i表示PBCH所占用的OFDM的符号个数的索引，j表示PBCH所占用的子载波的个数索引，m=0,1,2，m表示相关序列和值的个数。 

步骤6.2，利用相关序列和值H_f(m)估计频率偏移的结果 

${\hat{f}}_{\mathrm{PBCH}}=\frac{N}{6\mathrm{\π}(N+N_{\mathrm{CP}})}\∠\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{H}_f\left(m\right)$

其中N＝2048，N_CP表示该OFDM符号上CP的长度，∠表示计算角度值。 

优选的，为了提高频率同步估计值的精度，增加估计数据的样值，进一步抵抗衰落信道环境对估计值的影响，使得终端能够获得更好的接收性能，本发明可选择步骤6之后，选择步骤7和步骤8。 

步骤7，终端联合利用接收到的辅同步信号（SSS，Secondary Synchronization Signal）相关序列和PBCH重构得到频域信道响应H_PBCH(i,j)，来提取频率同步估计值 

步骤7.1，终端接收频域的SSS，并于本地生成的SSS的共轭值相乘，得到相关序列H_SSS(1,j)。 

其中j=0,1,2,…,71，j表示SSS所占用的子载波的个数索引。 

步骤7.2，将相关序列H_SSS(1,j)，与PBCH重构得到频域信道响应H_PBCH(i,j)的共轭值相乘，得到相关序列和值H_f,SSS(m)。 

$H_{f,\mathrm{SSS}}\left(m\right)=\underset{j=0}{\overset{71}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{SSS}}(1,j)H_{\mathrm{PBCH}}^{*}(i+m,j)$

其中i＝0,1,2,3，j=0,1,2,…,71，i表示PBCH以及SSS所占用的OFDM的符号个数的索引，j表示PBCH所占用的子载波的个数索引，m=0,1,2,3表示相关序列和值的个数。 

步骤7.3，利用相关序列和值H_f,SSS估计频率偏移的序列f_SSS(m)。 

$f_{\mathrm{SSS}}\left(m\right)=\frac{N}{2\mathrm{\π}(m+1)(N+N_{\mathrm{CP}})}\∠H_{f,\mathrm{SSS}}\left(m\right)$

N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，本实施例中，N=2048，m=0,1,2,3，∠表示计算角度值。 

步骤7.4，将估计频率偏移的序列f_SSS(m)进行加权合并，得到 

${\hat{f}}_{\mathrm{SSS}}=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{b}_m{f}_{\mathrm{SSS}}\left(m\right)$

其中b_m=0.1～1.5 

步骤8，联合PBCH估计的频率同步估计值 

和利用SSS估计的频率同步估计值 

最终获得频率同步估计值 

其中λ₁+λ₂=1。 

可选的，将步骤7和步骤8中的SSS替换成主同步信号（PSS，Primary Synchronization Signal），同样能够估计出频率偏移值。 

可选的，为了提高频率同步估计值的精度，增加估计的样本之，使得终端能够获得更好的接收性能，本发明可在上述步骤6之后，进一步选择步骤9和步骤10。 

步骤9，利用PBCH所在子帧中接收的CRS与本地产生的CRS共轭相乘，来提取频率同步估计值 

通过CRS获得频率同步估计值 

为现有技术，这里不做详细介绍。 

步骤10，联合PBCH估计的时间同步估计值 

和CRS估计的频率同步估计值 

最终获得频率同步估计值 其中λ₁+λ₂=1。 

具体实施例2： 

以LTE系统为例，重构物理信道为承载系统信息块（SIB，SystemInformationBlockType1）的物理下行共享信道（PDSCH，Physical Downlink Share Channel），下面将以承载SIB1的PDSCH为例对技术方案的实施作进一步的详细描述。 

可参考图3给出的本发明的同步估计方法优选实施例流程示意图，其不同之处在于将PBCH变成PDSCH，该方法包括： 

步骤1，终端根据接收包含SIB1信息且译码正确的比特序列重构生成PDSCH频域数据 

其中 

表示包括PDSCH和CRS在内的频域数据，i＝0,1,…,L，j=0,1,…,K，n_rf=0,1,2,…,7，其中L表示PDSCH所占用的OFDM的符号个数，K表示PDSCH所占用的子载波的个数。n_rf表示系统信息映射在每个无线帧的PDSCH的索引。 

终端在小区接入过程中，会检测包含SIB1信息的PDSCH，并读取该PDSCH的信息。当成功解调出该PDSCH的信息后，把解调得到的PDSCH的比特序列作为已知，并对该比特序列进行重构过程。若终端检测PCH得到系统消息更新的通知，则在下一个调整周期读取更新的包含SIB1的PDSCH，并将最近读取译码正确的PDSCH的比特序列再进行一次重构过程，存储在终端中。直到获取更新后的PDSCH，否则一直使用原先存储的PDSCH的比特序列重构的数据。 

其中，重构过程包括附加CRC校验、信道编码、速率匹配、加扰、调制、层映射以及预编码以及资源单元映射的过程。 

由于SIB1固定80毫秒周期的的调度方式，同时在这80毫秒（8个无线帧）中进行重复传输，因此需要重构80毫秒周期的广播消息，并将每个无线帧上的PDSCH分别存储在终端中。 

所述资源单元映射的过程不仅包括PDSCH数据的映射，还包括PDSCH位置区域的CRS的映射过程。 

步骤2，终端根据接收到的PDSCH位置的频域数据R_PDSCH(i,j)，与重构生成的SFN满足n_rf=SFNmod8相等的PDSCH位置的频域数据S_PDSCH(i,j)共轭相乘，得到对应的频域频域信道响应H_PDSCH(i,j)： 

$H_{\mathrm{PDSCH}}(i,j)=R_{\mathrm{PDSCH}}(i,j)S_{\mathrm{PDSCH}}^{*}(i,j)$

其中R_PDSCH(i,j)表示终端接收的PDSCH位置的频域数据，i＝0,1,…,L，j=0,1,…,K，其中L表示PDSCH所占用的OFDM的符号个数，K表示PDSCH所占用的子载波的个数。 

步骤3，终端根据频域信道响应H_PDSCH(i,j)，估计出时间同步估计值 

该步骤具体又包括： 

步骤3.1，将频域信道H_PDSCH(i,j)每个OFDM符号经过N′点的DFT变换，得到时域信道响应功率值h_PDSCH(i,n)。 

$h_{\mathrm{PDSCH}}(i,n)={\left|\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{H}_{\mathrm{PDSCH}}(i,j)e^{j\frac{2\mathrm{\πn}}{N^{\′}}}\right|}^2$

其中n=0,1,2…,N′-1，N′为DFT变换的点数，N′≥K。 

步骤3.2，将时域信道响应功率值h_PDSCH(i,n)的所有OFDM符号对应合并，得 到合并后的时域信道响应功率值h′_PDSCH(n)。 

其中 $h_{\mathrm{PDSCH}}^{\′}\left(n\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{h}_{\mathrm{PDSCH}}(i,n)$

步骤3.3，检测合并后的信道响应 

的峰值，确定峰值出现的位置索引n_max，计算得出时间同步的估计值 

$n_{\max }=\arg \max \left\{h_{\mathrm{PDSCH}}^{\′}\left(n\right)\right|0\≤n\≤N^{\′}\}$

${\hat{d}}_{\mathrm{PDSCH}}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }$

N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，本实施例中，N＝2048，N′为DFT变换的点数，N′≥K。 

可选的，在实际系统中，由于衰落信道的影响。搜索的峰值位置可能不是信道环境中第一条传输路径的位置。因此为了寻找到首条到达终端的传输路径的位置，使得终端能够获得更好的接收性能，本发明在上述步骤3.2之后，则选择步骤3.3A。 

步骤3.3A，检测合并后的信道响应 

的峰值，确定峰值出现位置的索引n_max，并搜索满足功率值超过th，且小于n_max的最小值n′_max，计算出时间同步的估计值 

${\hat{d}}_{\mathrm{PDSCH}}^{\′}=\frac{N}{N^{\′}}{n^{\′}}_{\max }$

N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，本实施例中，N＝2048，N′为DFT变换的点数，N′≥K， $\mathrm{th}=\mathrm{\α}\·\max \left\{h_{\mathrm{PBCH}}^{\′}\left(n\right)\right|0\≤n\≤N^{\′}\},\mathrm{\α}=0.5~0.9.$

可选的，为了提高时间同步估计值的精度，进一步抵抗衰落信道环境对估计值的影响，使得终端能够获得更好的接收性能，本发明可在上述步骤3之后，进一步选择步骤4和步骤5。 

步骤4，利用PDSCH所在子帧中接收的CRS与本地产生的CRS共轭相乘，来提取时间同步估计值 

通过CRS获得时间同步估计值 

为现有技术，这里不做详细介绍。 

步骤5，联合PDSCH估计的时间同步估计值 和CRS估计的时间同步估计值 

最终获得时间同步估计值 其中λ₁+λ₂=1。 

步骤6，终端根据频域信道响应H_PDSCH(i,j)，估计出频率同步估计值 

该步骤具体又包括： 

步骤6.1，将一个OFDM符号上的序列，与前一个OFDM符号上的共轭序列相乘，得到相关序列和值H_f(m)。 

$H_f\left(m\right)=\underset{j=0}{\overset{71}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{PDSCH}}(i+1,j)H_{\mathrm{PDSCH}}^{*}(i,j)$

其中i＝0,1,…,L-1，j=0,1,…,K-1，m=0,1,…,L-2，其中L表示PDSCH所占用的OFDM的符号个数，K表示PDSCH所占用的子载波的个数；m表示相关序列和值的个数。 

步骤6.3，利用相关序列和值H_f(m)估计频率偏移的结果 

${\hat{f}}_{\mathrm{PDSCH}}=\frac{N}{2\mathrm{\π}(L-1)(N+N_{\mathrm{CP}})}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}\∠H_f\left(m\right)$

N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，本实施例中，N＝2048，N_CP表示该OFDM符号上CP的长度，∠表示计算角度值。 

优选的，为了提高频率同步估计值的精度，进一步抵抗衰落信道环境对估计值的影响，使得终端能够获得更好的接收性能，本发明可在上述步骤6之后，进一步选择步骤7和步骤8。 

步骤7，利用PDSCH所在子帧中接收的CRS与本地产生的CRS共轭相乘，来提取频率同步估计值 

通过CRS获得频率同步估计值 

为现有技术，这里不做详细介绍。 

步骤8，联合PDSCH估计的频率同步估计值 和CRS估计的频率同步估计值 

最终获得频率同步估计值 

其中λ₁+λ₂=1。 

本法明还提供一种OFDM系统同步估计装置，优选实施方式如图5所示，包括：接收模块、重构模块、序列点乘模块、时间同步模块，频率同步模块。 

接收模块首先对一个子帧长度的接收的频域数据进行采样，获取与该信道所配置的带宽相等的接收序列； 

重构模块用于物理信道的重构，生成该物理信道的发送的频域数据。 

序列点乘模块是将接收的频域数据与本地重构生成的共轭数据，对应点相乘，得到乘积序列。 

时间同步模块完成时间同步的估计，包括四个单元：求和单元、DFT单元、峰值检测单元和除法单元。 

求和单元对序列点乘模块得到的乘积序列进行对应位置的求和；DFT单元对求和单元的结果进行DFT处理；峰值检测单元用来获得DFT单元的最大峰值位置，并判断峰值出现的位置，由此来估计时间同步估计值。 

频率同步模块完成频率同步的估计，包括三个单元：序列点乘单元、角度计算单元，除法单元。 

下面通过部分实验仿真数据来说明本发明的有益效果，仿真参数见下表。 

表1对比仿真参数 

参数	取值
		双工方式	TDD
循环前缀类型	短CP
		带宽	1.4M
资源块个数	6
		传输天线个数	1
接收天线个数	1
		时间同步偏差	[-116,116]时域采样值，均匀分布
频率同步偏差	[-500,500]Hz，均匀分布
		信道环境	高斯白噪；EPA5

其中时间同步的成功率满足小于等于12个时域采样值；频率同步的成功率满足小于等于200Hz； 

图6为本发明的具体实施例1在高斯白噪的环境下仿真效果，与现有技术（仅采用CRS）相比时间同步的成功率为98%时至少提高了8个dB，频率同步的成功率为96%时提高了4dB。 

图7为本发明的具体实施例1在EPA5的环境下的仿真结果，与现有技术（仅采用CRS）相比，时间同步的成功率为95%时提高了8个dB，频率同步的成功率为80%时提高了2dB。 

通过本发明的上述技术方案，在OFDM系统中获得较为精准的同步估计值，提高同步的准确性，提高终端的接入可靠性以及接收数据的性能。 

综上所述，以上仅是本发明的较佳实施例，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改，等同替换、改进等均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (13)

1.一种正交频分复用OFDM系统同步估计方法，根据收到特定信道的译码正确的比特序列重构发送的频域数据，存储所述重构的发送的频域数据，在获取更新后的特定信道前，使用所述重构的发送的频域数据与接收的频域数据相关获得频域信道响应，根据频域信道响应计算时间和/或频率同步估计值，其特征在于，所述的特定信道为在本次更新周期内传输的比特序列不发生变化，并且终端确知下次更新周期到来时刻的信道。

2.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述特定信道为物理广播信道PBCH。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，若终端检测寻呼信道PCH得到系统消息更新的通知，则在下次更新周期读取更新的PBCH，并根据最近读取译码正确的PBCH的比特序列进行重构，并存储在终端中，直到获取更新后的PBCH，否则一直使用原先存储的PBCH的比特序列重构的数据。

4.根据权利要求2或3所述方法，其特征在于，所述根据频域信道响应计算时间同步估计值为：将频域信道响应每个OFDM符号经过N'点的离散傅立叶变换DFT，得到时域信道响应功率值；将时域信道响应功率值的所有OFDM符号对应合并，得到合并后的时域信道响应功率值；检测合并后的时域信道响应功率值的峰值，确定峰值出现位置的索引n_max，计算得出时间同步的估计值

${\hat{d}}_{\mathrm{PBCH}}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }$

其中，N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，N'为DFT变换点数。

5.根据权利要求2或3所述方法，其特征在于，所述根据频域信道响应计算时间同步估计值为：将频域信道响应每个OFDM符号经过N'点的DFT变换，计算时域信道响应功率值；将时域信道响应功率值中的所有OFDM符号对应合并，得到合并后的时域信道响应功率值；检测合并后的时域信道响应功率值的峰值，确定峰值出现位置的索引n_max，并搜索满足功率值超过th，且小于n_max的最小值n′_max，计算时间同步的估计值

${\hat{d}}_{\mathrm{PBCH}}^{\′}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }^{\′}$

其中N为系统快速傅立叶变换FFT的点数，N'为DFT变换点数，N'≥K，K表示PBCH所占用的子载波的个数，th=α·max{h′_PBCH(n)|0≤n≤N'}，α=0.5~0.9，max{·}表示取最大值，h′_PBCH(n)为合并后的时域信道响应功率值。

6.根据权利要求2或3所述方法，其特征在于，进一步利用PBCH所在子帧接收的小区参考信号CRS，与本地产生的CRS共轭相乘，共同计算时间同步估计值。

7.根据权利要求2或3所述方法，其特征在于，进一步利用PBCH所在子帧接收的小区参考信号CRS，与本地产生的CRS共轭相乘，共同计算频率同步估计值。

8.根据权利要求2或3所述方法，其特征在于，在计算频率同步估计值时，进一步利用接收到的辅同步信号SSS或者主同步信号PSS，共同计算频率同步估计值。

9.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述特定信道为承载广播消息的物理下行共享信道PDSCH。

10.根据权利要求9所述方法，其特征在于，若终端检测寻呼信道PCH得到系统消息更新的通知，则在下次更新周期读取更新的包含系统信息块SIB的PDSCH，并将最近读取译码正确的PDSCH的比特序列再进行一次重构过程，并存储在终端中，直到获取更新后的PDSCH，否则一直使用原先存储的PDSCH的比特序列重构的数据。

11.根据权利要求9或10所述方法，其特征在于，所述根据频域信道响应计算时间同步估计值为：将频域信道响应每个OFDM符号经过N'点的离散傅立叶变化DFT，得到时域信道响应功率值；将时域信道响应功率值的所有OFDM符号对应合并，得到合并后的时域信道响应功率值h'_PDSCH(n)；确定峰值出现位置的索引n_max，并搜索满足功率值超过th，且小于n_max的最小值n′_max，根据公式计算时间同步的估计值；

${\hat{d}}_{\mathrm{PDSCH}}=\frac{N}{N^{\′}}{n}_{\max }^{\′}$

其中，N为系统FFT的点数，N'为DFT变换的点数，N'≥K，K表示PDSCH所占用的子载波的个数，th=α·max{h'_PDSCH(n)|0≤n≤N'}，α=0.5~0.9，max{·}表示取最大值。

12.根据权利要求9－10任一所述方法，其特征在于，进一步利用PDSCH所在子帧接收的小区参考信号CRS，与本地产生的CRS共轭相乘，计算时间同步估计值。

13.根据权利要求9－10任一所述方法，其特征在于，进一步利用PDSCH所在子帧接收的小区参考信号CRS，与本地产生的CRS共轭相乘，计算频率同步估计值。

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