CN105791201A - Lte/lte-a系统中上行信号的盲同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LTE/LTE‑A系统中上行信号的盲同步方法，属于无线通信技术领域。本发明不需要提供当前传输所用的CP类型，也不需要提供用于同步的PUSCH所在的时隙号以及其所占用的频域RB的个数，是一种盲检的方法。采用初始同步、粗同步和精同步实现盲同步。本发明可以进行盲同步，可以盲检符号的起始位置，盲检CP的类型，盲检频域RB分配，盲检时隙号，盲检时隙的起始位置，最终确定准确的时间同步，并且具有计算量小的优点。

Description

LTE/LTE-A系统中上行信号的盲同步方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及LTE/LTE-A系统中上行信号的一种“三步式”的盲同步方法。

背景技术

在数字通信系统中，接收机的目标是解调和检测发射机发送的信息。然而，由于信道的作用，除了未知的信息以外，接收机接收到的信号还将包含其他一些未知的参数。比如，接收机应该确定什么时候是采样的最佳时刻，接收信号的载波频率是多少等等，确定这些参数的信号处理技术统称为同步。同步技术是数字通信系统中非常重要的一个环节。如果没有同步的话，数字通信系统将无法工作。同步的好坏也将大大影响接收机乃至整个通信系统的性能。

在整个数字通信系统中，存在着一系列的同步问题。一般而言，它可以分为载波同步和时间同步两个方面。对于载波同步而言，可分为相位同步和频率同步；而对于时间同步而言，又可分为采样点定时同步、符号块同步、帧同步和网同步。

数字通信系统中，为了恢复发送的信息，接收机要对接收到的波形进行周期性的采样，将接收到的基带模拟信号进行数字化。在采样的时候，每个采样间隔采样一次。为了减少误差，接收机需要知道最佳的采样时刻，这就是采样点定时同步。LTE/LTE-A(Long-TermEvolution/Long-Term Evolution Advanced)系统中上行通信是基于SC-FDMA(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术的，在这里面发射是逐块进行的。同时，接收端也要逐块地进行解调。因此接收机需要知道每个传输块的起始位置和终止位置，这就是符号块同步(也可以称作SC-FDMA符号同步)。另外，在LTE/LTE-A系统上行通信中，多个传输块会组成帧结构，因此接收机还要确定帧的起始和终止位置，即帧同步。在LTE/LTE-A系统上行通信中，会有多个移动终端同时与基站进行通信，因此上行信道是一个多址(multiple access)信道。此时，多个发射机(即移动终端)发射的信号被要求到达接收机(即基站)是同时的，这就是网同步。

在LTE/LTE-A系统中，上行网同步是通过上行定时提前(uplink timing advance)技术来实现的。但是网同步只是一个粗略的同步，其目的是使各个用户的信号大致保持正交，从而使基站可以分辨出各个用户的信号。如果想要解出各个用户所发送的信息，符号定时同步、符号块同步和帧同步都是必须的。另外，虽然在蜂窝通信系统中上行同步是基站已知的，但在一些特殊的应用场景下，比如“信号分析仪”这一类的应用，每个终端的发射时间都是未知的，需要进行盲同步。

在LTE/LTE-A下行信道中，有一些特定的物理信道(PSS和SSS)是专门用于信号同步功能的。然而在上行信道中，标准中并没有设定专门用于上行同步的信道，因此就需要从现有协议中已有的物理信道中选择一个合适的信道，来实现同步。

LTE/LTE-A系统上行信号的时域结构图如图1所示。在时域，LTE/LTE-A传输被组织在长度为10ms的无线帧内，每个无线帧被分为10个同样大小的长度为1ms的子帧，每个子帧有两个同样大小的时隙构成，每个时隙的长度为0.5ms，每个时隙由一定数量的SC-FDMA符号组成。SC-FDMA符号的数目由CP(cyclic prefix，循环前缀)类型决定，采用普通CP时，每个时隙包含7个SC-FDMA符号；采用扩展CP的时候，每个时隙包含6个SC-FDMA符号。

如图1所示，在LTE/LTE-A系统中，每个SC-FDMA符号由CP和符号主体两部分构成。其中CP是通过将SC-FDMA符号主体部分的末端复制，并插入到SC-FDMA符号主体部分的前端得到的。通过插入CP，可以在防止SC-FDMA符号间由时间色散引起的ISI(inter symbolinterference，符号间干扰)的同时，保证子载波之间的正交性。在LTE/LTE-A系统中，采样率设为30.72MHz的时候，普通CP长度为160/144点，扩展CP长度为512点，符号长度(即SC-FDMA符号主体部分)为2048点。

在LTE/LTE-A上行链路中，存在一个被称为PUSCH(物理上行共享信道)的信道，用于用户向基站上行传输数据。为了提高解调的准确度，当在某个时隙上传输PUSCH的信号时，会使用当前时隙中特定的一个SC-FDMA符号(普通CP时用第4个，扩展CP时用第3个)发送DM-RS(demodulation reference signal，解调参考信号)。DM-RS基于特定的ZC(Zadoff-Chu)序列生成。ZC序列在频域上功率恒定，可以使不同频点上的信号质量相同；在时域上的功率变化小，可以降低信号立方度量，有助于射频信号的发射。同时，ZC序列还有良好的自相关特性，即一个ZC序列与自身的相关值较大，与自身的循环位移序列以及其他ZC序列的相关值都比较小。

发明内容

本发明提出了一种利用LTE/LTE-A上行信道中PUSCH来进行上行信号时间同步的“三步式”的方法。特别的，本方法中不需要提供当前传输所用的CP类型，也不需要提供用于同步的PUSCH所在的时隙号以及其所占用的频域RB(resource block，资源块)的个数，是一种盲检的方法。

本发明提供一种LTE/LTE-A系统中上行信号的盲同步方法，采用“三步式”方法，具体步骤如下：

步骤1：初始同步。

设基带采样后的时域信号长度为N，对于第n个采样点，n∈[0,N-2191]，选择序号为n～n+143的时域采样点子序列，计算这段子序列与序号为n+2048～n+2191的子序列的相对应采样点的相关值cor[n]，并累加起来为总相关值，记为Cor[n]；同时计算这段子序列的信号总功率值为P_s[n]，如果Cor[n]≥0.75P_s[n]和P_s[n]≥P_n[n]同时得到满足的时候，则认为找到了有效时域采样点序列的大致起始位置n；否则将继续计算顺延的Cor[n+1]，P_s[n+1]和P_n[n+1]继续进行比较；其中，P_n[n]为子序列的噪声功率。

步骤2：粗同步。

从时域采样点序列的起始位置开始选取一个时隙长度的子序列，对子序列的每一点都进行CP长度的自相关，计算相关值，寻找峰值。

从子序列的起始位置(n＝0)开始，取144个点计算Cor[n]和P_s[n]，如果Cor[n]≤0.75P_s[n]，则滑动到下一个点(n＝n+1)继续计算Cor[n]和P_s[n]。直到满足Cor[n]＞0.75P_s[n]，标出第一个峰值的位置

选择一个跳过步长N^skip，选取原则是使在计算出后，直接跳到处开始计算Cor[n]和P_s[n]，可以得到一系列的并且这些中有且只有一个是时隙的起始位置；i＝1,2,…,N_slot，N_slot为峰值的位置的总数。

计算间的平均距离，当间的平均距离小于2376时，认为CP类型为普通CP，否则认为是扩展CP。

步骤3：精同步。

每个峰值的位置对应SC-FDMA符号的起始位置，将每个SC-FDMA符号的时域采样点子序列(后面简称为子序列)用表示。根据PUSCH的DM-RS所用的参数Δ_ss以及“跳组、跳序”是否开启，在每个时隙号下计算得到的标准SC-FDMA符号的子序列，用表示，其中j＝0,1,…，19。对每一个接收到的SC-FDMA符号的子序列与本地生成的SC-FDMA符号的子序列进行循环互相关，得到的相关值序列记为如果相关值序列中出现一个陡峰值，当前的时隙号是j。

对第i+N_slot个接收到的SC-FDMA符号的子序列设通过寻找循环互相关的峰值得到的时隙号为j'，则只有满足j+1＝j'时，才认为j和j'是正确的时隙号。

设当前处理的第i^*个接收到的SC-FDMA符号的子序列为并且已经确认其对应的时隙号为j^*(当前这个SC-FDMA符号是一个承载DM-RS的SC-FDMA符号)；根据时隙号j^*生成标准的本地SC-FDMA符号的子序列查看和的循环相关值结果根据其峰值的位置确定接收到的SC-FDMA符号的子序列相对于标准的本地SC-FDMA符号的子序列的循环位移值，即为当前承载DM-RS的SC-FDMA符号的精确起始位置与的点数差，从而得到当前承载DM-RS的SC-FDMA符号的精确起始位置。再根据CP的类型，得知当前承载DM-RS的SC-FDMA符号是一个时隙中的第几个SC-FDMA符号，从而推断出当前时隙的精确起始位置。再加上前面已经确定的时隙号j^*，就可以找到帧的精确起始位置。

本发明的优点在于：

1.可以进行盲同步。正如在前面的描述中所说，本同步方法可以盲检符号的起始位置，盲检CP的类型，盲检频域RB分配，盲检时隙号，盲检时隙的起始位置，最终确定准确的时间同步。

2.计算量小。

附图说明

图1为现有技术中LTE/LTE-A时域结构示意图；

图2为本发明提供的“三步式”同步方法流程图；

图3为步骤2中的检测相关峰值的示意图；

图4为步骤3中精同步的示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。

本发明中描述的同步方法是在数字域基带进行处理的，因此被处理的源数据应当是基带采样后时域信号，本发明中设采样率为30.72MHz。

本发明提供一种LTE/LTE-A系统中上行信号的盲同步方法，如图2所示流程，具体包括如下步骤：

步骤1、初始同步。通过功率检测以及CP长度的滑动自相关，找到接收信号中有效的上行信号的部分，以及SC-FDMA符号的粗略起始位置，称为初始同步。

基带采样后的时域信号是一个离散的序列，其长度为N，对于第n个采样点，选择序号为n～n+143的时域采样点子序列，计算这段子序列与序号为n+2048～n+2191的子序列的相对应采样点的相关值cor[n]，并累加起来为总相关值，记为Cor[n]。需要注意的是，为了防止子序列下标的越界，n+2191应当不超过序列总长度N，所以n有取值范围为：n∈[0,N-2191]且n为整数。

对于总相关值Cor[n]，此时有，

$Cor\[n\]=\underset{i=n}{\overset{n+143}{\Σ}}cor\[i\]$

同时计算这段子序列的信号总功率值为P_s[n]，与相关值的计算类似，子序列总功率是由各个采样点的信号功率p_s[i]累加得到，即，

$P_s\[n\]=\underset{i=n}{\overset{n+143}{\Σ}}{p}_s\[i\]$

另外，设噪声平均功率为σ²，则这144点的噪声功率为P_n[n]＝144σ²。设定检测门限为0.75，如果Cor[n]≥0.75P_s[n]和P_s[n]≥P_n[n]同时得到满足的时候，则认为找到了有效时域采样值的起始位置，大致起始位置就是n处；否则将继续计算顺延的Cor[n+1]，P_s[n+1]和P_n[n+1]继续进行比较。

注意到在这里判断是否找到了有效时域采样值的大致起始位置必须同时满足两个条件。其中P_s[n]≥P_n[n]的意义是要求当前的处理的这段时域采样值不只是有噪声，还要有信号，是一个功率检测条件。而Cor[n]≥0.75P_s[n]的意义则是根据SC-FDMA符号有循环前缀的特性，利用信号的特点加以判别。

根据总相关值和总功率的计算公式，有，

Cor[n+1]＝Cor[n]-cor[n]+cor[n+144]

P_s[n+1]＝P_s[n]-p_s[n]+p_s[n+144]

P_n[n+1]＝P_n[n]

利用上式可以通过简单的计算和递推得到新的相关值以及两个功率，从而节省计算量。

上述计算从时域采样值的起点，即从n＝0开始，直到满足条件Cor[n]≥0.75P_s[n]和P_s[n]≥P_n[n]或者到达时域采样值末尾n＝N-2191。

在上述方法中，利用CP的自相关特性，通过相关值与信号功率以及噪声功率的比较，可以定位一个SC-FDMA符号的大致起始位置。如前面所说，CP是通过将SC-FDMA符号主体部分的末端复制，并插入到SC-FDMA符号主体部分的前端得到的，因此一个SC-FDMA符号的CP部分与其自身的结尾部分的相关值会比较高。其他部分相互视为随机值，之间的相关性会比较低。在这里，所说的求某一个点的CP长度的相关，指的是以当前处理的点作为起点，取普通CP长度的时域采样点子序列，再取相隔符号长度后普通CP长度的时域采样点子序列，对这两段子序列进行相关计算。

步骤2、粗同步。在步骤1的基础上，进一步通过CP长度的自相关找到时隙的可能起始位置以及CP类型，称为粗同步。

设在步骤1中确定的有效时域采样值的大概起点为N₁，根据同步方法的描述，从这一起点开始选取一个时隙长度(即15360点)的时域采样点序列，对这段时域采样点序列的每一点都进行CP长度的自相关(进行CP长度的自相关的意思在前文中已经解释过了)，计算相关值，寻找峰值。由于一个时隙包含多个SC-FDMA符号，即包含多个CP，因此相关值结果中会有多个峰值，分别对应每个SC-FDMA符号的大概起始位置。此时每一个峰值出现的位置都是时隙可能的大致起始位置，并且其中有且仅有一个是真正的时隙的大致起始位置。(其余的峰值都是一个时隙中的非起始SC-FDMA符号的大致起始位置)另外，通过两个相关峰值之间的距离可以进一步确定CP的类型。

在实际的时候，为了防止起点N₁的序号索引值太大导致第一个峰值只有半个峰，本发明从N₁-1024点开始。又为了防止N₁-1024过小变成负值索引，最终设定步骤2的起始位置为：

如果(N₁-1024)＜0，起点序号设置为否则设置为

利用与步骤1中相同的计算方法，序号n从开始，对每一个n值，取其作为起点的144点序列，计算序列的Cor[n]和P_s[n]，直到Cor[n]＞0.75P_s[n]，标出第一个峰值的位置在注意到此时不再需要满足条件P_s[n]≥P_n[n]，这是因为通过步骤1的搜索过程已经找到了有效时域采样点的大致起始位置，从这个位置之后都是有效的时域采样点，不再是纯噪声。

由于CP是通过完全复制得到的，因此当在一个SC-FDMA符号的实际开头位置进行相关操作的时候，不考虑噪声的存在应该有Cor[n]＝P_s[n]，如图3中所示的真实峰值处。然而通过判断条件Cor[n]＞0.75P_s[n]找到的所谓峰值位置，相对于SC-FDMA符号的实际开头位置有向前的偏移，如图3中所示的但是粗同步的任务是找到峰值的个数与大概位置，略有偏移的对于标注一个峰的存在已经足够。

如果按照条件Cor[n]＞0.75P_s[n]标记则等点一般来说也是满足条件Cor[n]＞0.75P_s[n]的，这一点可以从图3中得到直观感受。如果把这些点标为等显然是错误的。另外，由于等点一般都满足条件Cor[n]＞0.75P_s[n]的，因此计算这些点的相关值和功率值也是没有必要的。所以在以条件Cor[n]＞0.75P_s[n]找到一个峰值之后，应当将这个峰值附近满足条件点跳过，这样一方面可以避免将一个峰值误判为多个，另一方面可以减少运算量。一个合适的“跳过步长”N^skip一方面应当满足另一方面，如同前面所说，两个峰值之间的距离应当是一个SC-FDMA符号的距离。因此，对于一个合适的N^skip，必然有在本发明中，同时兼顾以上两点，选择N^skip＝1024。如前文所说，为了减少运算量，在计算出后，可以直接跳到处开始计算Cor[n]和P_s[n]。依照上述描述，最终可以得到一系列的并且这些中有且只有一个是时隙的起始位置。

设步骤2中得到了N_slot个SC-FDMA符号的起始位置，对应可以得到N_slot个接收序列。每个接收序列分别与本地标准DM-RS(本地有20个序列，对应20个时隙)进行循环互相关。通过判断有无峰值可以确认哪个SC-FDMA符号承载了DM-RS，并且能够得到承载了DM-RS的SC-FDMA符号所在的时隙号(暂时假设每个时隙的DM-RS所用的ZC序列的物理索引值u都不相同)。进一步查看峰值的位置，可以得知接收序列与标准序列的循环位移差，即可以确定时隙的确切起点。再通过时隙号和时隙起点，可以进一步确定了帧的确切起始位置。

根据间的距离可以判断出CP类型。普通前缀时峰值间距应该为2192点左右，扩展前缀时为2560点左右。因此当间的平均距离小于2376时，认为CP类型为普通CP，否则认为是扩展CP。

步骤3、精同步。自动盲检出用于同步的数据所占用的时频资源(包括时隙号以及所占RB)，得到本地信号，再在步骤2的粗同步基础上，通过接收信号与本地信号的互相关找到精确的起始位置，称为精同步。

在进行精同步的时候，首先要计算接收数据所占用的时频资源位置，即数据的时隙号以及所占的频域RB情况。之后再通过本地理想序列与接收序列的循环相关确定时隙的精确起始位置，再配合时隙号从而得到帧的精确起始位置。要盲检出用于同步的数据所占用的时频资源，就需要先对DM-RS所依赖的ZC序列有所了解。ZC序列的定义如下：

$x_u\left(n\right)=e^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{N_{ZC}}},0\≤n\≤N_{ZC}-1$

其中u被称为该ZC序列的物理索引值，N_ZC是ZC序列的长度。在进行盲检测时，N_ZC可以通过在频域的功率检测得到。当N_ZC确定后，ZC序列就由其物理索引值u唯一确定。而在PUSCH中，u的值是由其所在时隙号，一个参数Δ_ss以及“跳组、跳序”是否开启来决定的，因此通过给定的参数Δ_ss以及“跳组、跳序”是否开启就可以得到所有时隙号(0～19)所使用的ZC序列，进而得到所有时隙号对应的标准DM-RS。通过接收信号与本地标准DM-RS的一一对照，即可确定当前数据所在的时隙。这里的“对照”是通过循环互相关得到的。从ZC序列的定义式中可以看出来，ZC序列有良好的自相关特性。当物理索引值为u₁的ZC序列与物理索引值为u₂的ZC序列(u₁≠u₂)或者随机序列进行循环互相关时，不会有相关峰值。而当物理索引值为u₁的ZC序列与自身的循环位移序列进行循环互相关时，会出现相关峰值，并且峰值的位置与循环位移序列的位移量有关系。因此，通过判断是否有峰值出现，即可判定接收信号是否是一个DM-RS(即是否是基于ZC序列生成的)，以及其与本地的标准DM-RS是否使用相同的物理索引值。

如果在当前配置下，每个时隙的DM-RS所用的ZC序列的物理索引值u都不相同，显然可以唯一确定一个正确的时隙号。如果某几个时隙经过给定的参数计算得到了相同的物理索引值u，并且接收到的DM-RS也使用了这个u值，则不能唯一确定时隙号，同步就会失败。为了减少同步失败的概率，可以同时检测相邻两个时隙的时隙号。

频域RB占用情况通过频域的功率检测来得到，具体而言就是将时域采样点通过FFT变到频域，在每一个频域RB的位置进行功率检测，超过门限认为存在数据，反之则没有。所述门限根据噪声功率以及当前数据的信噪比设定，设噪声功率为p_n，信噪比为A(单位为dB)，则门限值可以设定为即理论计算的信号功率的一半。

计算时隙号则是通过对每一个可能承载DM-RS的SC-FDMA符号遍历所有的可能时隙号(0～19)来实现。在步骤2中得到了一系列的其中i＝1,...,N_slot。N_slot为步骤2中得到的SC-FDMA符号的起始位置的个数，与标记的峰值的个数是相同的。其中有且只有一个是时隙的大致起始位置，这也意味着其中有且只有一个是承载DM-RS的SC-FDMA符号的大致起始位置。将这些SC-FDMA符号的时域采样点序列用表示，其中下标i表示第i个起始位置。根据PUSCH的DM-RS所用的参数Δ_ss(参见3GPP的标准文档)以及“跳组、跳序”是否开启，在每个时隙号下计算得到的标准(无噪声)SC-FDMA符号的时域采样点序列，用表示，其中j＝0,1,…,19。对每一个接收到的SC-FDMA符号的时域采样点序列与所有可能的本地生成的SC-FDMA符号的时域采样点序列进行循环互相关，得到的相关值序列记为如前面所说，承载DM-RS数据的SC-FDMA符号不是基于ZC序列生成的，与标准SC-FDMA符号的数据进行循环互相关时，一定不会有如图4所示的那么陡的自相关峰值。因此一旦相关值序列中出现一个陡峰值(如图4所示)，当前处理的接收到的SC-FDMA符号的时域采样点序列必定是一个承载DM-RS的SC-FDMA符号，并且当前的时隙号j是其可能的时隙号。为了减少循环相关的计算量，可以利用循环相关和卷积的等价性在频域计算循环相关序列。

如前面所说，在某些参数配置下，可能有多个时隙号j得到相同的物理索引值u，导致这些时隙号j都可能是第i个接收到的SC-FDMA符号的时域采样点序列的时隙号。此时由于关键参数无法确定，同步就会失败。为了解决这个问题，在分析第i个接收到的SC-FDMA符号的时域采样点序列的同时，对第i+N_slot个接收到的SC-FDMA符号的时域采样点序列也进行分析。事实上，是与相隔一个时隙的SC-FDMA符号的采样点序列，即如果是承载DM-RS的SC-FDMA符号，则必然也是承载DM-RS的SC-FDMA符号。设通过寻找循环互相关的峰值得到的可能的时隙号为j'，则只有满足j+1＝j'时，才认为j和j'是正确的时隙号。引入约束j+1＝j'后对时隙号的盲检成功率比单纯判断j的成功率会高很多。

设当前处理的第i^*个接收到的SC-FDMA符号的时域采样点序列为并且已经确认其对应的时隙号为j^*。根据时隙号j^*生成标准的本地SC-FDMA符号的时域采样点序列查看和的循环相关值结果根据其峰值的位置可以确定接收到的SC-FDMA符号的时域采样点序列相对于标准的本地SC-FDMA符号的时域采样点序列的循环位移值，即为承载DM-RS的SC-FDMA符号的精确起始位置与的点数差，从而可以得到承载DM-RS的SC-FDMA符号的精确起始位置(精确到采样点)。再根据CP的类型，可以得知承载DM-RS的SC-FDMA符号是一个时隙中的第几个符号，从而推断出当前时隙的精确起始位置。再加上前面已经确定的时隙号j^*，就可以找到帧的精确起始位置。

下面对于本发明中的优势的第二点，即“计算量小”，进行说明。

现有技术中，直接采用DM-RS长度的时域采样点序列进行循环自相关遍历整个所有的时域采样点，是最简单的同步方法，然而这样计算的时候，需要对每个点进行符号长度的循环自相关，复杂度是无法接受的。因此本发明采取由粗到细的“三步式”的同步方法，在初始同步和粗同步中只需要进行CP长度的滑动相关，仅在精同步中每种情况对最多不超过7次符号长度的循环自相关。

本发明中在计算CP长度的相关值时，通过递推的方法，可以利用现有时域采样点序列相关值用两次复乘和两次复加就可以得到下一个滑动位置的相关值，进一步降低计算复杂度。

在步骤2中寻找峰值的时候，由于每个峰值间的间隔大致是一个SC-FDMA符号的长度，可以在找到一个峰值之后，直接跳过一定长度必然不会出现峰值的点(比如0.75倍的SC-FDMA符号长度)，再寻找下一个峰值的位置。

在步骤3中进行FFT点循环自相关的时候，如果直接在时域计算，对每段序列将会有N²次的复数乘法和N²次复数加法，记为O(N²)的复杂度。为了减少运算量，本发明利用循环相关与卷积的等价关系，在频域进行计算，对于每段序列只需要进行N次复数乘法和N次复数加法，以及一对FFT/IFFT(Fast Fourier Transformation/Inverse Fast Fourier Transformation)变换。考虑到FFT/IFFT的运算量，总的运算量为N+N log(N)次复乘和N+2N log(N)次复加，记为O(N log(N))的复杂度。与前面的时域计算方法相比，运算量明显下降。

Claims (3)

1.LTE/LTE-A系统中上行信号的盲同步方法，其特征在于：具体步骤如下，

步骤1：初始同步；

设基带采样后的时域信号长度为N，对于第n个采样点，n∈[0,N-2191]，选择序号为n～n＋143的时域采样点子序列，计算这段子序列与序号为n＋2048～n＋2191的子序列的相对应采样点的相关值cor[n]，并累加起来为总相关值，记为Cor[n]；同时计算这段子序列的信号总功率值为P_s[n]，如果Cor[n]≥0.75P_s[n]和P_s[n]≥P_n[n]同时得到满足的时候，则认为找到了有效时域采样点序列的起始位置N₁，N₁＝n；否则将继续计算顺延的Cor[n＋1]，P_s[n＋1]和P_n[n＋1]继续进行比较；其中，P_n[n]为子序列的噪声功率；

步骤2：粗同步；

从时域采样点序列的起始位置开始选取一个时隙长度的子序列，对子序列的每一点都进行CP长度的自相关，计算相关值，寻找峰值；所述的起始位置如果(N₁-1024)＜0，起点序号设置为否则设置为

从子序列的起始位置开始，取144个点计算Cor[n]和P_s[n]，如果Cor[n]≤0.75P_s[n]，则滑动到下一个点继续计算Cor[n]和P_s[n]；直到满足Cor[n]＞0.75P_s[n]，标出第一个峰值的位置

选择一个跳过步长N^skip，使在计算出后，直接跳到处开始计算Cor[n]和P_s[n]，得到一系列的并且这些中有且只有一个是时隙的起始位置；i＝1,2,…,N_slot，N_slot为峰值的位置的总数，也是SC-FDMA符号的起始位置的总数；

计算间的平均距离，当间的平均距离小于2376时，认为CP类型为普通CP，否则认为是扩展CP；

步骤3：精同步；

每个峰值的位置对应SC-FDMA符号的起始位置，将每个SC-FDMA符号的时域采样点子序列用表示；根据PUSCH的DM-RS所用的参数Δ_ss以及“跳组、跳序”是否开启，在每个时隙号下计算得到的标准SC-FDMA符号的子序列，用表示，其中j＝0,1,…,19；对每一个接收到的SC-FDMA符号的子序列与本地生成的SC-FDMA符号的子序列进行循环互相关，得到的相关值序列记为如果相关值序列中出现一个陡峰值，当前的时隙号是j；

对第i＋N_slot个接收到的SC-FDMA符号的子序列设通过寻找循环互相关的峰值得到的时隙号为j'，则只有满足j+1＝j'时，才认为j和j'是正确的时隙号；

设当前处理的第i^*个接收到的SC-FDMA符号的子序列为并且已经确认其对应的时隙号为j^*，当前这个SC-FDMA符号是一个承载DM-RS的SC-FDMA符号；根据时隙号j^*生成标准的本地SC-FDMA符号的子序列查看和的循环相关值结果根据其峰值的位置确定接收到的SC-FDMA符号的子序列相对于标准的本地SC-FDMA符号的子序列的循环位移值，即为当前承载DM-RS的SC-FDMA符号的精确起始位置与的点数差，从而得到当前承载DM-RS的SC-FDMA符号的精确起始位置；再根据CP的类型，得知当前承载DM-RS的SC-FDMA符号是一个时隙中的第几个SC-FDMA符号，从而推断出当前时隙的精确起始位置；再加上前面已经确定的时隙号j^*，就找到帧的精确起始位置。

2.根据权利要求1所述的LTE/LTE-A系统中上行信号的盲同步方法，其特征在于：所述的总相关值Cor[n]，有，

$Cor\[n\]=\underset{i=n}{\overset{n+143}{\Σ}}cor\[i\]$

所述的信号总功率值为P_s[n]，由各个采样点的信号功率p_s[i]累加得到，即，

$P_s\[n\]=\underset{i=n}{\overset{n+143}{\Σ}}{p}_s\[i\]$

所述的噪声功率为P_n[n]＝144σ²，σ²为噪声平均功率。

3.根据权利要求1所述的LTE/LTE-A系统中上行信号的盲同步方法，其特征在于：步骤3中，需要自动盲检出用于同步的数据所占用的时频资源，包括时隙号以及所占频域RB，得到本地信号；所述的频域RB占用情况通过频域的功率检测来得到，具体而言就是将时域采样点通过FFT变到频域，在每一个频域RB的位置进行功率检测，超过门限认为存在数据，反之则没有。