CN109328452B - 信号检测模式的自适应选择 - Google Patents

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Abstract

无线装置通过从接收的信号中获得(210)样本序列并根据获得的样本序列计算(220)差分解码序列来检测同步信号。无线装置以多个时间偏移中的每一个将计算的差分解码序列与对应于同步信号的第一参考序列相关(230)，并标识多个时间偏移中的哪一个导致最大相关结果。响应于确定(240)最大相关结果不满足预定可靠性标准，无线装置以多个时间和频率偏移中的每一个将获得的样本序列与第二参考序列相关(250)，并且标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致最大相关结果。第一参考序列包括第二参考序列的差分解码版本。

Description

信号检测模式的自适应选择
技术领域
本公开一般涉及无线通信，并且更具体地说，涉及用于检测对于接收的信号中的同步序列的时间和频率偏移的技术和装置。
背景技术
为了在两个无线装置之间建立通信链路，接收由另一个无线装置传送的信号的无线装置必须使接收器处理与接收的信号同步。既需要时间同步又需要频率同步，以实现由接收的信号所携带的信息的最佳解调和解码。然后，该时间同步和频率同步然后可应用于由无线装置传送的信号。例如，时间同步和频率同步对于无线装置(在工业术语中经常被称为用户设备或“UE”)接入无线网络是必要的，不管作为用于初始接入的随机接入(RA)过程的一部分，还是用于由无线装置从空闲状态到活动状态的转变。
为了辅助同步过程，标准化空中接口通常提供用于同步或“synch”信号的传输。一个示例是在由第三代合作伙伴项目(3GPP)的成员标准化的长期演进(LTE)网络中的下行链路(基站到用户设备传输)中传送的同步信号。LTE中的这些下行链路同步信号包括两个分量：用于粗略频率同步和符号时间估计信号的主同步信号(PSS)和用于帧定时估计的副同步信号(SSS)。为了方便起见，在LTE系统中，小区身份信息也被编码到PSS和SSS信号中。
在LTE中，在每10毫秒的无线电帧中传送两次同步信号。在频分双工(FDD)模式中，PSS在每个无线电帧的第一和第十一时隙的最后一个正交频分复用(OFDM)符号中传送。这准许UE获取时隙边界定时，而不必还担心循环前缀长度。(时分双工或TDD模式使用不同的帧结构，其在这里未详述，但在3GPP TS 36.211 v8.5.0“Physical Channel andModulation”(2008年12月)中与FDD模式结构一起被描述。)PSS使用称为Zadoff-Chu的序列。
更确切地说，在频率域中，不管信号的分配带宽是多少，PSS都占用LTE下行链路信号的中央六个资源块(RB)。这允许UE在不知道所分配的信号带宽的情况下与网络同步。(SSS也占用这相同的六个资源块)。同步序列(即在PSS的情况下的Zadoff-Chu序列)是62个符号长，并且被映射到62个OFDM副载波，其中DC副载波的每侧上映射31个副载波，其未被使用。因为每个RB包含12个副载波，所以这在这六个RB组的末端留下五个副载波未使用。
FDD模式LTE下行链路信号中的SSS在每个无线电帧的第一和第十一时隙的倒数第二个符号中传送，并且从而紧接在PSS之前。这使得UE容易通过比较PSS和SSS的定时来确定正在使用的循环前缀长度。(在LTE中，有两个可能的循环前缀长度，并且因此有两个不同的OFDM符号长度。)基于所谓的M序列的SSS信号的每个实例也是映射到与PSS相同的副载波的62个符号的序列。然而，SSS信号以预定方式从一次传输到下一次传输交替。这允许UE确定10毫秒的帧边界的位置。
同步过程的关键部分是定时偏移估计，这通常通过将接收的信号与对应于不同时间偏移的多个参考信号假设进行比较来执行。在LTE UE中，大部分搜索工作与对于不同的时间偏移假设的PSS的时间域相关关联。在对于许多假设的相关结果当中，最大相关峰值用于确定时间偏移估计。
如上面所建议的，同步信号通常基于预定义的符号序列，称为同步序列。仔细选择这些同步序列以简化同步过程。在LTE PSS中使用的同步序列的常见类型是Zadoff-Chu设计。由于落在该系列序列中的序列的有利的互相关和自相关性质，来自Zadoff-Chu系列的每个同步序列相对于来自同一系列的其它序列以及相对于它本身的时移拷贝提供了良好的鲁棒性。从而，对应于不正确的时间对准假设的相关峰值很少且相对低，因此假警报概率能被保持低。
为了相干地检测包含Zadoff-Chu同步序列的经典同步序列，接收器必须在序列(例如，在其间传送PSS的OFDM符号)的整个长度上维持基本的相位相干性。因此，在有任何不可忽略的频率不确定性的情况下，除了上面讨论的时间偏移假设之外，相关参考序列还需要合并多个频率偏移假设。对于每个频率偏移假设，参考序列根据具体频率偏移而失真。将该失真的参考序列的多个时移版本与接收的信号进行比较；来自这些多次试验的最佳相关结果指示最可能的时间偏移和频率偏移。
应该认识到，除了跨多个时间偏移之外，跨多个频率假设进行搜索对必须被测试的假设的数量具有倍增效应，并且从而增大了同步过程的计算负担。从而期望降低这种计算负担的技术。
发明内容
下面描述的是用于检测用于接收的信号中的同步信号的时间和频率偏移的技术。一个示例方法开始于，从接收的信号中获得给定时间间隔的样本序列。所述方法继续根据获得的样本序列计算差分解码序列，所述差分解码序列的每个元素表示在来自所述获得的样本序列的一对样本之间的相移。然后以多个时间偏移中的每一个将计算的差分解码序列与对应于所述同步信号的第一参考序列相关以生成对应多个第一相关结果；然后标识导致所述第一相关结果中的最大相关结果的时间偏移。所述方法继续确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准。这可以包括例如将第一相关结果中的最大相关结果的幅度或第一相关结果中的最大相关结果的缩放的幅度与阈值进行比较，并且确定第一相关结果中的最大相关结果的幅度或第一相关结果中的最大相关结果的缩放的幅度小于(或者小于或等于)阈值。例如，第一相关结果中的最大相关结果的幅度可以通过除了第一相关结果中的最大相关结果之外的所有第一相关结果的平均幅度的倒数进行缩放。相当地，第一相关结果中的最大相关结果的幅度可以通过确定第一相关结果中的最大相关结果的幅度是否按预定乘法因子比除了第一相关结果中的最大相关结果之外的所有第一相关结果的平均值大来进行评估。本文详述了用于评估第一相关结果中的最大相关结果的其它可能的可靠性标准。
所述方法继续响应于确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准，以多个时间偏移中的每一个和以多个频率偏移中的每一个将获得的样本序列与第二参考序列相关以生成对应多个第二相关结果，并标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致所述第二相关结果中的最大相关结果。
本文公开的其它实施例包含对应的无线装置。示例无线装置通过从接收的信号中获得样本序列并根据获得的样本序列计算差分解码序列来检测同步信号。无线装置以多个时间偏移中的每一个将计算的差分解码序列与对应于同步信号的第一参考序列相关，并标识多个时间偏移中的哪一个导致最大相关结果。响应于确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准，无线装置以多个时间和频率偏移中的每一个将获得的样本序列与第二参考序列相关，并且标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致最大相关结果。第一参考序列包括第二参考序列的差分解码版本。
本文公开的仍有的其它实施例包含对应于上面概括的技术的计算机程序产品，以及包含存储这种计算机程序产品的存储器电路的计算机可读介质。当然，本发明不限于以上特征和优点。本领域的技术人员在阅读如下具体实施方式时并在查看附图时将认识到附加特征和优点。
附图说明
图1图示了根据目前公开的技术的一些实施例的示例方法。
图2是图示根据一些实施例的另一示例方法的处理流程图。
图3是图示配置成执行本文描述的一种或更多种技术的示例无线装置的一些组件的框图。
图4是图示配置成执行本文描述的一种或更多种技术的无线装置的功能表示的框图。
具体实施方式
经常使用所谓的相干检测来检测接收的信号中的同步信号的存在。用相干检测，联合考虑所有样本/符号的相位，因为在给定时间周期上的所有样本/符号都被有效地建设性地/相干地相加在接收的信号处理中。例如，可以通过将从接收的信号中取得的复值样本的时间数列与对应于如在时间域中所表示的同步信号的参考序列相关来执行相干检测。
传统的相干检测未很好地容忍频率误差，因为频率误差使时间域序列中的样本例如随时间从在开始时与时间域序列时间对准和相位对准的参考序列偏离。因而，当使用相干检测技术时，通常必须将频率偏移搜索维度添加到同步过程。搜索空间大小从而随着时间偏移和频率偏移假设的数量的乘积而增加，按比例增大每同步任务的计算负荷。
当不存在频率误差时，Zadoff-Chu序列具有非常有吸引力的自相关性质。不幸的是，这些序列表现出不期望的性质，因为对于时间和频率偏移的某些组合，相关结果提供相对大的峰值，从而可能触发假警报。检测Zadoff-Chu序列的相干接收器从而可以在不正确的时间和频率偏移处发信号通知接收的信号的存在。在其中PSS基于Zadoff-Chu设计的LTEUE接收器中，当检测PSS时假警报将导致在这些偏移处找不到SSS或其它信号。作为结果，当UE接收器确定不能找到SSS时，需要返回以搜索PSS。这增大了与搜索关联的计算复杂性并使同步过程复杂化，因为需要附加逻辑来防止先前检测到的假峰值干扰随后的检测。
同步信号的差分编码可以与同步序列一起使用，其中构成同步序列(其可以被称为“签名”)的符号被嵌入在邻近样本之间的相移中。然后，可以使用差分解码接收器，其中仅在邻近的接收样本之间需要充分的相位稳定性，而不是在整个序列或其大部分上。这允许在有较大的样本间频率误差的情况下实现时间同步，无需求助于在频率维度中搜索多个假设。
差分解码已经被示出以排除对于频率维度搜索的需要。对接收的信号进行差分解码还消除了可能的频率偏移的效应，从而移除了对于伪相关峰值现象的基础。可惜，与相干检测相比，差分解码在信噪比(SNR)方面招致了判定准确性惩罚，其中所有样本或符号的相位在信号处理中都以建设性方式联合考虑，即有效地相加在一起。在中到高的SNR时，惩罚为3dB，在较低SNR时，惩罚越来越大。这意味着，从覆盖角度来看，差分编码的信号传输不具有吸引力。
本发明的实施例通过在两个阶段执行与接收的同步信号(诸如在LTE中是基于Zadoff-Chu的PSS)同步来解决这些问题，其中第二阶段被有选择地应用。在同步过程的第一阶段中，如下面进一步详细讨论的，差分解码被应用于接收的样本序列，其中结果序列与表示时移的和差分解码的PSS序列的时间域参考序列的集合相关。来自该阶段的最大相关峰值相对于预定可靠性标准被评估，以确定该第一阶段的结果是否可靠，即，最大相关峰值的幅度是否充分大以至指示在至少某一具体概率下在确定的时间偏移处或附近，在接收的信号中存在同步信号。当然，将理解到，所需要的具体标准和关联的可靠性程度可以从一个实现到另一个实现变化；这里的关键是，存在测试将那些被认为可靠的结果与那些被认为不可靠的结果分开。
如果在该第一阶段检测到可靠的相关峰值，这通常将随着中到高SNR(例如，在约0dB以上)发生，则选择对应于“获胜”参考信号的时间偏移，即得出最高相关峰值的时移的差分解码PSS。然后能通过使用获胜参考序列对差分解码序列进行去旋转来确定接收的信号的频率误差。
另一方面，如果没有检测到可靠的相关峰值，这通常将发生在低SNR(例如，在LTE接收器中在约0dB以下)，则触发第二级。在过程的这个阶段，接收器通过跨时间和频率进行搜索，将接收的信号的样本与适当时移和频移的参考序列相关，来执行经典的相干检测过程。
下面进一步详细描述的该两阶段过程的优点在于，该过程组合了相干和差分解码接收模式的强度，以在大多数情形下降低UE复杂性并改善性能。这样做无需在覆盖受限的情形下牺牲检测性能。在非覆盖受限的情况下，同步搜索复杂性显著降低，因为省略了频率维度。如果同步序列是Zadoff-Chu序列，则假警报的概率也降低(并且在高SNR时朝零驱动)，因为在差分解码阶段不存在假峰值现象。在覆盖受限的情况下，接收器恢复到经典相干结构，具有在低SNR的最大检测性能。虽然两阶段过程在低SNR情形下向常规过程（其中两个阶段都被使用）增加了一些开销，但来自差分解码阶段的附加开销很小，近似相当于常规检测过程中的一个附加频率假设的测试。
简言之，本文描述的两阶段技术的效应是，确保使用两种检测模式(即差分解码模式和相干检测模式)的更好执行来执行同步，不管SNR操作点如何。将适用于大多数情形中的差分解码模式在计算上也优于总是执行相干检测的传统方法。因为平均搜索时间几乎与UE的非活动/休眠模式能耗成正比，因此平均搜索时间与装置的电池寿命成反比。从而，确保在适当时使用更快的差分检测模式执行同步将改进UE的电池寿命。
图1是图示由无线装置根据上面用一般性术语描述的两阶段同步过程实现的示例方法的处理流程图。如在框105所示，该过程开始于在无线装置中获得所接收的样本。这使用常规技术来完成，例如使用包含低噪声放大器和下转换电路的接收器，具有适当的模拟滤波，继之以数字采样电路(即，模数转换器)。
如果同步信号传送的样本(例如，基于长度-K的Zadoff-Chu序列)被标示为a(n)，则接收的信号的样本r(n)由下式给出：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
，
其中h是传播信道的效应，n 0 是由于定时未对准引起的未知时间延迟，T s 是样本间隔，f 0 是未知频率偏移，w(n)是接收器噪声。
如框110中所示，然后根据下式从接收的样本r(n)中创建差分解码的接收序列d (n)：
Figure DEST_PATH_IMAGE004
，
其中r *(n)表示r(n)的复共轭。
如在框115所示，差分解码的接收序列d(n)与若干时移的差分解码参考信号中的每一个相关，它们可被称为时间偏移(或“T偏移”)假设。这些是差分解码参考序列b(n)的时移版本，其根据下式准备：
Figure DEST_PATH_IMAGE006
。
对于每一个不同假设的时间偏移t的相关结果c(t)的第一集合被计算如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE008
，
其中N是跨越同步信号的样本的数量。
如在框120所示，检测到“最佳”相关峰值。换言之，时间假设t0被确定成使得|c(t0)|，对于时间偏移假设t0的相关结果的幅度，得出最大相关峰值，即，对于所有t’，
Figure DEST_PATH_IMAGE010
。如果没有错误发生，这通常将是当SNR充分高时的情况，那么t 0 = n 0 。换言之，给定同步信号特性，检测的时间假设t 0 会将实际的时间偏移n 0 至少与预期精度匹配。
然而，如果信号条件不是有利的，则用在框110-120所示的步骤检测的时间偏移可能不可靠。因而，如在框125所示，该过程进一步包含：使用预定可靠性标准来确定在t 0 处的峰值是否充分大到它能被视为可靠的结果，即，相关结果的第一集合中的最大相关结果的幅度是否充分大以至在至少某一具体概率下指示实际上在预定的时间偏移处在接收的信号中存在同步信号，并且从而，最大相关结果不太可能表示“假”检测。这例如可以通过将|c(t0)|与比较值v的比率与阈限τ进行比较来完成。从而，在一些实施例中，如果：
Figure DEST_PATH_IMAGE012
，
则基于差分解码的峰值检测的结果被视为可靠的。将认识到，该具体方法包括缩放相关结果的第一集合中的最大相关结果的幅度，并且然后将缩放的幅度与阈值τ进行比较。将进一步理解到，这相当于通过确定第一相关结果中的最大相关结果的幅度是否按照预定乘法因子比比较值v大来评估第一相关结果中的最大相关结果的幅度，即：
Figure DEST_PATH_IMAGE014
。
将进一步理解到，在以上示例中看到的“大于”测试可以用“大于或等于”测试代替，实际上具有相同结果。同样，将认识到，可以用许多不同的方式调整或重新制定标准，包含以便包含“小于”或者“小于或等于”测试。
以上示例中的比较值v例如可以是第二最佳|c(t)|值，或所有获得的|c(t)|的平均值，或噪声和干扰的方差估计。众多备选都是可能的：可以包含|c(t0)|值，或者将其从平均值中排除，转而可以使用|c(t)|2等。在接收器中实现可靠性标准的一种实用方式是，将获取的相关峰值|c(t0)|与对于已知(或至少认为)不正确的假设(即除了对应于具有最高幅度的相关结果的假设之外的所有假设)的平均相关结果进行比较。对于这些其它假设的平均相关结果可以被视为评估相关峰值所相对的“底限”。这种方法易于在接收器中进行近似 - 收集来自众多候选序列的相关结果，挑选出最佳的一个，并将底限估计为其余的平均值。将认识到，这由于关联的偏置现象而不是严格的最优方法，但是该方法好到足以确定峰值的可靠性。
如果基于差分解码的峰值检测过程的结果被确定为可靠的，即，确定为满足如上面所讨论的预定可靠性标准，则通过将差分解码样本与对应的差分解码参考序列进行比较来检测接收的同步信号的频率偏移。这在框130示出。每样本的相位误差p 0 被估计为：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
，
其轻微地与频率偏移f0成比例。再一次，如果没有错误发生，则检测的频率偏移至少在预期的精度内匹配接收的同步信号的真实偏移。从而，可以将结果的时间偏移t0和频率偏移f0报告给其它接收器算法，如在图1中的框135所示的。
另一方面，如果第一阶段峰值检测过程的评估(如在框125所示的)指示来自第一阶段的相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准，即，结果是不可靠的，则在时间-频率搜索空间上执行传统的相干检测过程，如框在140所示的。这是通过将接收的样本序列r(n)与若干参考假设at,f(n)中的每一个参考假设相关来完成的，其中这些参考假设是通过修改原始参考序列a(n)以捕获定时偏移和频率偏移假设来获得的。(要指出，它是在这些相关中使用的原始接收的样本序列r(n)，而不是差分解码的版本d(n)。)这将导致跨越搜索的定时和频率偏移空间的相关结果的第二集合，其中该第二集合中的每一个相关结果都对应于时间偏移和频率偏移假设的具体组合。要指出，该相关结果的第二集合一般将比第一集合大得多，第一集合是在基于差分解码的阶段中获得的。
然后检测来自相关结果的第二集合的最佳相关峰值，如在框145所示的。再一次，这是具有最高振幅的峰值。如在框150所示的，这个峰值还相对于预定可靠性标准进行评估，以确定它是否可靠。在一些实施例中，该预定可靠性标准可以具有与第一阶段中使用的可靠性标准相同的一般形式。与具有来自该过程的差分解码阶段的最大相关结果的情况一样，第二相关结果中的最大相关结果相对于预定可靠性标准的评估例如可以包括将最大相关结果的幅度与比较值的比率与阈值进行比较。
如果该评估的结果指示通过相干检测阶段获得的峰值是可靠的，则时间和频率偏移s t0和f0的结果估计能被报告给接收器和传送器处理的其它部分，如在框135所示的。否则，将同步失败报告给接收器中或与接收器关联的控制过程、单元或装置，如在框155所示的。
将认识到，上面描述的并且在图1中图示的过程是针对同步过程的单个实例。实际上，例如，可以周期性地重复检测过程。还应该认识到，上面描述的并且在上面图示的过程针对单个同步信号或单个同步信号分量。可以使用相同或类似的过程，不管是并行还是串联，以检测另一个同步信号或同步信号分量。例如，上面描述的过程或其变体可以应用于LTE下行链路中的PSS，并且然后应用于SSS。应该理解，在一些实施例中，搜索空间维度和/或分辨率可以从一个实例到下一个实例变化。
在许多接收器中，如上面所建议的，周期性地重复该同步过程。在实现上述技术的一些接收器中，所选择的检测模式可以在比各个测量更长的时间间隔（即在多个同步过程上延伸的时间间隔）上被保持。
例如，如果在图1所示的过程的一个实例期间发现在基于差分解码的检测阶段中尚未发现可靠的峰值，即，对应于图中的退出框125的“N”箭头，则接收器可以进入并在预定时间段内或者在取决于相关结果中的最大相关结果距满足预定可靠性标准还有多远的测量的一段时间内保持在相干检测模式中，即对应于框140、145和150的模式。出于本讨论的目的，“相干检测模式”可以被理解为必须评估多个时间偏移和多个频率偏移假设以标识最佳相关结果而不只是时间偏移假设的模式。使用相干检测模式所在的这段时间可以在几次同步尝试上延伸 - 在这段时间期间，不尝试基于差分解码的检测步骤，即，在框110-120所示的步骤。在这段时间已经过去之后，接收器可以返回到测试基于差分解码的检测的可靠性的模式(框110-120)中。在其中差分解码提供不充分检测性能的情况下，该方法进一步降低了与初始差分解码检测步骤关联的开销。
类似地，在一些实施例中，第一相关结果中的最大相关结果超过预定可靠性标准到什么程度的测量可以用于确定在某一段时间内可以省略在框125示出的可靠性测试。从而，例如，如果发现基于差分解码的检测结果的可靠性是高的，例如，使得第一相关结果中的最大相关结果按具体比率超过预定可靠性标准，则在框125示出的可靠性测试可以在预定周期内或者在取决于检测的可靠性程度的周期内省略。
附加地，实现上述任何技术的接收器还可以使用接收的信号的估计的信号质量(例如，估计的信号与噪声加干扰比(SINR))来指导模式选择。例如，如上所述，当在长期相干检测模式下操作时，仅当估计的信号质量上升至超过预定信号质量阈限（例如0dB）时，它才可返回到基于差分解码(例如，如在图1的框110-120所示的)的检测模式。
在一些实施例中，在其中接收器接收在同步信号之间接收到其它相关传送的情形下，这些传送的接收以及与这些接收关联的信号质量测量可用于确定对于下一次要接收同步信号适合的检测模式，即，回答接收器是应该首先尝试基于差分解码的检测还是直接进行相干检测的问题。另一种方法可能是，如果SNR和定时提前在两个同步信号接收之间的时段期间保持稳定，则使用与最后一次相同的检测模式。
如果使用SNR条件(或某种其它条件)来控制检测模式选择，则取决于接收器的性质可能使此条件更严格或更松弛。例如，具有低计算能力的UE可能比其它UE更有利于基于差分解码的检测。UE的能量供应(例如，电池状况)也可能影响该条件。比如，预期在同一电池上操作多年的机器型通信(MTC)装置、在能量收集上操作的MTC装置或者具有低电池电量的任何UE都可能将条件阈限移动成更有利于最能量有效检测模式，即本文描述的基于差分解码的方法。
更进一步，可能对继电器和自回传给出特殊考虑。在这些情况下，经常可以假定稳定的、相对高的SNR；至少该装置通常不在覆盖限制下操作。然后，在此模式下操作的接收器中可能调用固定的基于差分解码的检测。
还应该理解，可以使用多个参考序列候选来应用上述技术，其中例如差分解码的接收信号样本相对于参考信号序列的若干不同差分解码版本中的每一个的时移版本相关。例如，在LTE系统中的任何给定小区中传送的PSS都可以基于三个不同Zadoff-Chu序列之一。从而，应用上述技术的LTE UE可以根据从接收的信号中获得的样本序列计算差分解码序列，正如上面所描述的，但是然后在若干时间偏移中的每一个将该差分解码序列与三个不同参考序列中的每一个相关，以不仅确定哪个时间偏移导致最大相关结果，而且确定哪个参考序列导致最大相关结果。三个参考信号在这种情况下将是对应于PSS能基于的三个Zadoff-Chu序列的时间域参考信号序列的差分解码版本。在这些实施例中，然后将序列身份(例如
Figure DEST_PATH_IMAGE018
，如在LTE标准中所规定的)与所确定的时间偏移一起报告给UE处理栈的其它部分。
本文描述的技术适用于诸如在LTE中的情形，其中传送常规(非差分编码)序列，并且接收器仍然应用差分解码来生成差分解码样本以与参考信号序列的差分解码版本相关。然而，这些技术同样适用于其中最初传送的同步信号被差分编码的情形。
更进一步，虽然本文描述的技术特别适用于UE检测下行链路同步信号，诸如LTEPSS，但是这些技术也可以由接入节点应用于与在上行链路中传送的同步信号同步或者由参与点对点通信的无线装置应用。
鉴于上面描述的详细技术和变体，将认识到，图2是图示了根据目前公开的技术的一些实施例如在无线装置中实现的用于检测接收的信号中的同步信号的时间和频率偏移的方法的处理流程图。出于该图2的目的，假定第一阶段的结果(在框210-230示出的并且其中相关使用差分解码序列)是不可靠的结果；因此，然后触发在框250示出的相干检测模式。当然，在任何实际实现中，基于差分解码的检测阶段经常会是成功的，使得相干检测阶段是不必要的。然而，在本文描述的技术的大多数实际实现中，相干检测模式将至少有时是必要的，在这种情况下，操作流程将看起来有点像图2中示出的操作。
如在框210所示的，图示的方法开始于，从接收的信号中获得用于给定时间间隔的样本序列。这是使用常规技术完成的，例如使用包含低噪声放大器和下转换电路的接收器，具有适当的模拟滤波，继之以数字采样电路(即，模数转换器)。时间间隔可以被选择使得预期目标同步信号的至少一个实例落在该间隔中。时间间隔可以是LTE无线电帧的长度，即10毫秒，例如或者LTE无线电帧长度的某部分。
如在框220所示的，该方法继续，从获得的样本序列计算差分解码序列，差分解码序列的每个元素表示在来自获得的样本序列的一对样本之间的相移。如在框230所示的，然后以多个时间偏移中的每一个将计算的差分解码序列与对应于所述同步信号的第一参考序列相关以生成对应多个第一相关结果；然后标识导致所述第一相关结果中的最大相关结果的时间偏移。如上面所讨论的，可以对于若干候选参考序列中的每一个执行该步骤，在这种情况下，还标识了产生最大相关结果的参考序列。
如在框240所示的，该方法继续，确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准。在上面的图1的描述中详细描述了若干可能的标准。在一些实施例中，例如，确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准包括：将第一相关结果中的最大相关结果的幅度或第一相关结果中的最大相关结果的缩放的幅度与阈值进行比较。在这些实施例的一些中，预定可靠性标准例如包括如下中的一项：第一相关结果中的最大相关结果的幅度或缩放的幅度超过阈值；第一相关结果中的最大相关结果的幅度或缩放的幅度等于或超过阈值；第一相关结果中的最大相关结果的缩放的幅度小于阈值；以及第一相关结果中的最大相关结果的缩放的幅度小于或等于阈值。
在一些实施例中，确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准包括：计算第一相关结果中的最大相关结果的幅度与比较值的比率，并且确定该比率小于阈值，其中大于阈值的比率指示可靠的相关结果。在各种实施例中，比较值可以是如下中的一个或更多个：第一相关结果中的第二大相关结果的幅度；所有第一个相关结果的平均幅度；除了第一个相关结果中的最大相关结果之外的所有第一个相关结果的平均幅度；以及噪声和干扰方差的估计。其它比较值和其它评估标准是可能的。
在框240所示的操作中，确定过程的第一阶段（基于差分解码的检测）的结果是不成功的，因为第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准。作为结果，触发了相干检测阶段。从而，如在框250所示的，响应于确定相关结果不可靠，方法继续以多个时间偏移中的每一个和以多个频率偏移中的每一个将获得的样本序列与第二参考序列相关以生成对应多个第二相关结果，和标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致第二相关结果中的最大相关结果。再一次，可以对于若干候选参考序列中的每一个执行该步骤。在此，用于相关是获得的样本序列，而不是差分解码的序列。进一步说，在此使用的参考序列与在差分解码阶段使用的参考序列不同，但相关。更具体地说，在差分解码阶段(在框230)中使用的第一参考序列包括第二参考序列的差分解码版本，第二参考序列在250用于相干检测阶段。
如上面所讨论的，基于Zadoff-Chu序列的同步信号具有良好的自相关和互相关性质。从而，在一些实施例中，第二参考序列对应于Zadoff-Chu序列。这些技术例如可被应用于LTE UE中，例如，其中接收的信号中的同步序列是长期演进信号中的主同步信号。
在一些实施例中，本文描述的技术(包含图2中示出的过程)可以周期性地(即，在多个周期性间隔中的每一个)执行。在一些实施例中，在图2中示出的方法可进一步包括：在确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准之后，在第一时间周期期间仅执行同步信号的相干检测。在一些实施例中，第一时间周期的长度可以是预定的，而在其它的中，第一时间周期的长度在一些实施例中可以基于第一相关结果中的最大相关结果距满足预定可靠性标准还有多远的测量。在仍有的其它实施例中，第一时间周期延长直到接收的信号的估计信号质量超过预定信号质量阈限。
如上所述，图2中所示的处理流程基于第一阶段的结果，如在框210-230所示的，并且其中相关使用差分解码序列是不可靠结果。在这种情况下，然后触发在框250示出的相干检测模式。从而，图2的处理流程对应于图1中图示的过程，但在其中从框125采取“N”分支的情形下—“N”分支对应于来自基于差分解码的阶段的最大相关结果被确定为不满足预定可靠性标准的结果。当然，在任何实际实现中，基于差分解码的检测阶段经常会是成功的，使得相干检测阶段是不必要的。从而，应该理解，可以重复图1和2中所示的处理流程，其中可靠性测试的结果不时地变化。比如，在图1的上下文中，第一遍通过该流程可导致基于差分解码的阶段得出不可靠的结果，使得结果过程对应于图2的过程。随后通过图1的流程(其中来自接收的信号的样本序列对应于不同的时间间隔)可以导致基于差分解码得出可靠的结果。在这种情况下，可以通过将来自第二遍的差分解码序列与参考信号的差分解码版本进行比较来估计频率偏移。
本文描述的任何技术都可以在适于执行上述过程和方法(包含图1和图2中图示的那些)中的一个或更多个的无线装置中实现。这种无线装置可以是各种各样装置中的任何一种，包含UE或其它移动终端、智能电话、无线使能的平板计算机或膝上型计算机、机器型通信装置等。在一些实施例中，实现这些技术中的任何技术的无线装置可以是接入节点，诸如基站。
图3是图示配置成执行本文描述的一种或更多种技术(例如包含图1和图2中描述的技术)的示例无线装置300的一些相关组件的框图，以及它们的任何变体。如图中所见，无线装置300包含接收器和采样电路310。用于无线装置的接收器和采样电路的各种设计是众所周知的。对于任何给定实现的设计将基于设计装置所针对的无线标准(如果有的话)、性能和成本要求等而变化。通常，这些电路将包含低噪声放大器和频率下转换电路，具有适当的模拟滤波，继之以数字采样电路，即，模数转换器。
无线装置300进一步包括处理电路320，其又包含耦合到存储器电路330的处理器340。处理器340(其在一些实施例中也可被称为中央处理单元(CPU))可包括一个或更多个微处理器、微控制器和/或类似物。存储器电路330(其可包括一种或几种类型的存储器，诸如RAM、ROM、闪存、光学存储装置、磁存储装置等)包含存储用于由处理器340执行的计算机程序指令的程序存储装置334以及用于存储输入参数、来自处理操作的输出的数据存储装置332等。存储在程序存储装置334中的程序指令包含用于执行上述一种或更多种技术的指令。
在配置成执行本文描述的一种或更多种技术的装置中，接收器和采样电路310被配置成从接收的信号中获得用于给定时间间隔的样本序列。该样本序列被提供给处理电路320。
在一些实施例中，处理电路320配置成根据获得的样本序列计算差分解码序列，差分解码序列的每个元素表示在来自获得的样本序列的一对样本之间的相移。处理电路320可进一步配置成以多个时间偏移中的每一个将计算的差分解码序列与对应于同步信号的第一参考序列相关，以生成对应多个第一相关结果，并标识多个时间偏移中的哪一个导致第一相关结果中的最大相关结果。响应于确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准，处理电路320进一步配置成以多个时间偏移中的每一个和多个频率偏移中的每一个将获得的样本序列与第二参考序列相关，以生成对应多个第二相关结果，并标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致所述第二相关结果中的最大相关结果。再一次，第一参考序列包括第二参考序列的差分解码版本。
图4是图示无线装置的功能表示的框图，包含若干功能“模块”。将认识到，这些模块中的每一个都可以对应于在适合的处理电路上执行的程序代码的模块/段，或者对应于模拟和/或数字处理电路，或者它们的某种组合。如图中所见，无线装置300包含用于从接收的信号中获得用于给定时间间隔的样本序列的采样模块410，并且进一步包含用于根据所获得的样本序列计算差分解码序列的差分解码模块420，差分解码序列的每个元素表示来自所获得的样本序列的一对样本之间的相移。无线装置300在此表示中进一步包括：第一相关模块430，用于以多个时间偏移中的每一个将所述计算的差分解码序列与对应于所述同步信号的第一参考序列相关以生成对应多个第一相关结果，并标识所述多个时间偏移中的哪一个导致所述第一相关结果中的最大相关结果。评估模块440用于确定第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准，并且第二相关模块450用于响应于所述确定而以多个时间偏移中的每一个和多个频率偏移中的每一个将获得的样本序列与第二参考序列相关，以生成对应多个第二相关结果，并标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致所述第二相关结果中的最大相关结果。与上面描述的其它实施例中一样，第一参考序列包括第二参考序列的差分解码版本。
上面结合在图1和2中图示的过程描述的所有变形同样适用于示例无线装置300。将认识到，无线装置300可以配置成例如以不同次数和/或在不同环境下执行上面讨论的过程中的多个过程。
如上面所讨论的，所描述的两阶段过程组合了相干和差分解码接收模式的强度，以在大多数情形下降低无线装置复杂性并改进性能。这样做无需在覆盖受限的情形下牺牲检测性能。在非覆盖受限的情况下，同步搜索复杂性显著降低，因为省略了频率维度。在覆盖受限的情况下，接收器恢复到经典相干结构，在低SNR下具有最大检测性能。虽然两阶段过程在低SNR情形下向常规过程增加了开销，其中两个阶段都使用，但来自差分解码阶段的附加开销很小。
值得注意的是，在前述说明书和关联的附图中呈现的教导的益处将让本领域技术人员想到所公开发明的修改和其它实施例。因此，要理解到，本发明不限于所公开的特定实施例，并且修改和其它实施例意图被包含在此公开的范围内。尽管本文可采用特定术语，但它们仅用于一般性且描述性意义，而不是为了限制的目的。

Claims (27)

1.一种在无线装置中用于检测用于接收的信号中的同步信号的时间和频率偏移的方法，所述方法包括：
从所述接收的信号中获得(210)第一时间间隔的样本序列；
根据获得的样本序列计算(220)差分解码序列，所述差分解码序列的每个元素表示在来自所述获得的样本序列的一对样本之间的相移；
以多个时间偏移中的每一个将所计算的差分解码序列与对应于所述同步信号的第一参考序列相关(230)以生成对应多个第一相关结果，并标识所述多个时间偏移中的哪一个导致所述第一相关结果中的最大相关结果；
确定(240)所述第一相关结果中的所述最大相关结果不满足预定可靠性标准；以及
响应于所述确定，通过以多个时间偏移中的每一个和以多个频率偏移中的每一个将所获得的样本序列与第二参考序列相关来相干地检测(250)所述同步信号以生成对应多个第二相关结果，并标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致所述第二相关结果中的最大相关结果；
其中所述第一参考序列包括所述第二参考序列的差分解码版本。
2.如权利要求1所述的方法,其中确定(240)所述第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准包括：将所述第一相关结果中的所述最大相关结果的幅度或所述第一相关结果中的所述最大相关结果的缩放的幅度与阈值进行比较。
3.如权利要求2所述的方法,其中所述预定可靠性标准包括如下中的一项：
所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述幅度或缩放的幅度超过所述阈值；
所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述幅度或缩放的幅度等于或超过所述阈值；
所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述缩放的幅度小于所述阈值；以及
所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述缩放的幅度小于或等于所述阈值。
4.如权利要求1-3中任一项所述的方法，其中所述第二参考序列对应于Zadoff-Chu序列。
5.如权利要求4所述的方法,其中所述接收的信号中的所述同步信号是长期演进信号中的主同步信号。
6.如权利要求1-5中任一项所述的方法，其中确定(240)所述第一相关结果中的所述最大相关结果不满足预定可靠性标准包括：
计算所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述幅度与比较值的比率；以及
确定所述比率小于所述阈值，其中大于所述阈值的比率满足所述预定可靠性标准。
7.如权利要求6所述的方法,其中所述比较值为如下中的一项：
所述第一个相关结果中的第二最大相关结果的所述幅度；
所有所述第一个相关结果的平均幅度;
除了所述第一个相关结果中的所述最大相关结果之外的所有所述第一个相关结果的平均幅度；以及
噪声和干扰方差的估计。
8.如权利要求1-7中任一项所述的方法，其中所述方法进一步包括在多个周期性间隔的每一个重复权利要求1的操作。
9.如权利要求1-8中任一项所述的方法，其中所述方法进一步包括：在确定(240)所述第一相关结果中的所述最大相关结果不满足预定可靠性标准之后，在第一时间周期期间仅执行所述同步信号的相干检测。
10.如权利要求9所述的方法,其中所述第一时间周期的长度基于所述第一相关结果中的所述最大相关结果距满足所述预定可靠性标准有多远的测量。
11.如权利要求9所述的方法,其中所述第一时间周期延长直到所述接收的信号的估计的信号质量超过预定信号质量阈值。
12.如权利要求1-11中任一项所述的方法，进一步包括：
从所述接收的信号中获得(105)第二时间间隔的第二样本序列，所述第二时间间隔不同于所述第一时间间隔；
根据所述第二样本序列计算(110)第二差分解码序列，所述第二差分解码序列的每个元素表示在来自所述第二样本序列的一对样本之间的相移；
以多个时间偏移中的每一个将所述第二差分解码序列与所述第一参考序列相关(115)以生成对应多个第三相关结果，并标识(120)所述多个时间偏移中的哪一个导致所述第三相关结果中的最大相关结果；
确定(125)所述第三相关结果中的所述最大相关结果满足预定可靠性标准；以及
通过将所述第二差分解码序列与所述第一参考序列进行比较来估计(130)频率偏移。
13.一种无线装置(300)，布置成检测用于接收的信号中的同步信号的时间和频率偏移，所述无线装置(300)适配于：
从所述接收的信号中获得第一时间间隔的样本序列；
根据获得的样本序列计算差分解码序列，所述差分解码序列的每个元素表示在来自所述获得的样本序列的一对样本之间的相移；
以多个时间偏移中的每一个将所计算的差分解码序列与对应于所述同步信号的第一参考序列相关以生成对应多个第一相关结果，并标识所述多个时间偏移中的哪一个导致所述第一相关结果中的最大相关结果；
确定所述第一相关结果中的所述最大相关结果不满足预定可靠性标准；以及
响应于所述确定，通过以多个时间偏移中的每一个和以多个频率偏移中的每一个将所获得的样本序列与第二参考序列相关来相干地检测所述同步信号以生成对应多个第二相关结果，并标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致所述第二相关结果中的最大相关结果；
其中所述第一参考序列包括所述第二参考序列的差分解码版本。
14.如权利要求13所述的无线装置(300)，其中所述无线装置(300)适配于通过将所述第一相关结果中的所述最大相关结果的幅度或所述第一相关结果中的所述最大相关结果的缩放的幅度与阈值进行比较来确定(300)所述第一相关结果中的最大相关结果不满足预定可靠性标准。
15.如权利要求14所述的无线装置(300)，其中所述预定可靠性标准包括如下中的一项：
所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述幅度或缩放的幅度超过所述阈值；
所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述幅度或缩放的幅度等于或超过所述阈值；
所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述缩放的幅度小于所述阈值；以及
所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述缩放的幅度小于或等于所述阈值。
16.如权利要求13-15中任一项所述的无线装置(300)，其中所述第二参考序列对应于Zadoff-Chu序列。
17.如权利要求16所述的无线装置(300)，其中所述接收的信号中的所述同步信号是长期演进信号中的主同步信号。
18.如权利要求13-17中任一项所述的无线装置(300)，其中所述无线装置(300)适配于确定所述第一相关结果中的所述最大相关结果不满足预定可靠性标准通过：
计算所述第一相关结果中的所述最大相关结果的所述幅度与比较值的比率；以及
确定所述比率小于所述阈值，其中大于所述阈值的比率满足所述预定可靠性标准。
19.如权利要求18所述的无线装置(300)，其中所述比较值为如下中的一项：
所述第一个相关结果中的第二最大相关结果的幅度；
所有所述第一个相关结果的平均幅度;
除了所述第一个相关结果中的最大相关结果之外的所有所述第一个相关结果的平均幅度；以及
噪声和干扰方差的估计。
20.如权利要求13-19中任一项所述的无线装置(300)，其中所述无线装置(300)进一步适配于在多个周期性间隔的每一个重复权利要求13的操作。
21.如权利要求13-20中任一项所述的无线装置(300)，其中所述无线装置(300)进一步适配于在确定所述第一相关结果中的所述最大相关结果不满足预定可靠性标准之后，在第一时间周期期间仅执行所述同步信号的相干检测。
22.如权利要求21所述的无线装置(300)，其中所述第一时间周期的长度基于所述第一相关结果中的所述最大相关结果距满足所述预定可靠性标准还有多远的测量。
23.如权利要求21所述的无线装置(300)，其中所述第一时间周期延长直到所述接收的信号的估计的信号质量超过预定信号质量阈值。
24.如权利要求13-23中任一项所述的无线装置(300)，其中所述无线装置(300)进一步适配于：
从所述接收的信号中获得第二时间间隔的第二样本序列；
根据所述第二样本序列计算第二差分解码序列，所述第二差分解码序列的每个元素表示在来自所述第二样本序列的一对样本之间的相移；
以多个时间偏移中的每一个将所述第二差分解码序列与所述第一参考序列相关以生成对应多个第三相关结果，并标识(120)所述多个时间偏移中的哪一个导致所述第三相关结果中的最大相关结果；
确定所述第三相关结果中的所述最大相关结果满足预定可靠性标准；以及
通过将所述第二差分解码序列与所述第一参考序列进行比较来估计频率偏移。
25.一种无线装置(300)，布置成检测用于接收的信号中的同步信号的时间和频率偏移，所述无线装置(300)包括：
接收器和采样电路(310)，配置成从所述接收的信号中获得第一时间间隔的样本序列；以及
处理电路(320)，配置成：
根据获得的样本序列计算差分解码序列，所述差分解码序列的每个元素表示在来自所述获得的样本序列的一对样本之间的相移；
以多个时间偏移中的每一个将所述计算的差分解码序列与对应于所述同步信号的第一参考序列相关以生成对应多个第一相关结果，并标识所述多个时间偏移中的哪一个导致所述第一相关结果中的最大相关结果；
确定所述第一相关结果中的所述最大相关结果不满足预定可靠性标准；以及
响应于所述确定，通过以多个时间偏移中的每一个和以多个频率偏移中的每一个将所获得的样本序列与第二参考序列相关来相干地检测所述同步信号以生成对应多个第二相关结果，并标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致所述第二相关结果中的最大相关结果；
其中所述第一参考序列包括所述第二参考序列的差分解码版本。
26.如权利要求25所述的无线装置(300)，其中所述无线装置(300)配置成执行如权利要求2-12中任一项所述的方法。
27.一种计算机可读介质，已存储用于由无线装置执行的计算机程序指令，其中布置所述计算机程序指令使得当由所述无线装置中的处理电路执行时，所述计算机程序指令使所述无线装置通过如下步骤检测用于接收的信号中的同步信号的时间和频率偏移：
从所述接收的信号中获得第一时间间隔的样本序列；
根据获得的样本序列计算差分解码序列，所述差分解码序列的每个元素表示在来自所述获得的样本序列的一对样本之间的相移；
以多个时间偏移中的每一个将所计算的差分解码序列与对应于所述同步信号的第一参考序列相关以生成对应多个第一相关结果，并标识所述多个时间偏移中的哪一个导致所述第一相关结果中的最大相关结果；
确定所述第一相关结果中的所述最大相关结果不满足预定可靠性标准；以及
响应于所述确定，通过以多个时间偏移中的每一个和以多个频率偏移中的每一个将所获得的样本序列与第二参考序列相关来相干地检测所述同步信号以生成对应多个第二相关结果，并标识时间偏移和频率偏移的哪种组合导致所述第二相关结果中的最大相关结果；
其中所述第一参考序列包括所述第二参考序列的差分解码版本。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11419076B2 (en) * 2019-08-13 2022-08-16 Solid, Inc. Method for detecting synchronization signal, receiver and repeater using the same
US11368236B2 (en) * 2019-09-06 2022-06-21 Cisco Technology, Inc. Detection and decoding of wireless synchronization signals
CN111555797B (zh) * 2020-04-23 2022-02-15 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种卫星移动通信系统rach突发的解调方法
CN113824797B (zh) * 2021-11-19 2022-02-18 南京好先生智慧科技有限公司 一种授课资源自适应同步方法及装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2065648A1 (en) * 1991-05-21 1992-11-22 Sandeep Chennakeshu Digital discriminator for pulse shaped pi/4 shifted differentially encoded quadrature phase shift keying
CN1802796A (zh) * 2003-06-16 2006-07-12 英马尔塞特有限公司 用于多用户检测的通信方法和设备
CN1976330A (zh) * 2005-11-30 2007-06-06 三星电机株式会社 在oqpsk解调器中的定时估计器
CN101494635A (zh) * 2009-03-06 2009-07-29 北京威讯紫晶科技有限公司 一种短程无线网络中的时频同步方法
CN105284068A (zh) * 2013-06-05 2016-01-27 索尼公司 用于传输有效载荷数据和紧急信息的传输器和传输方法

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19733825A1 (de) * 1997-08-05 1999-02-11 Siemens Ag Verfahren und Anordnung zur kombinierten Messung des Anfangs eines Datenblocks und des Trägerfrequenzversatzes in einem Mehrträgerübertragungssystem für unregelmäßige Übertragung von Datenblöcken
US5909471A (en) * 1997-08-08 1999-06-01 Arraycomm, Inc. Method and system for rapid initial control signal detection in a wireless communications system
US6728326B1 (en) * 2000-03-20 2004-04-27 Ericsson Inc. Reduced complexity for initial mobile terminal synchronization
AU2211102A (en) * 2000-11-30 2002-06-11 Scient Generics Ltd Acoustic communication system
US20030043947A1 (en) * 2001-05-17 2003-03-06 Ephi Zehavi GFSK receiver
US20060064725A1 (en) * 2004-09-22 2006-03-23 Rosum Corporation Pilot acquisition and local clock calibration with reduced MIPS
US7692587B2 (en) * 2004-09-22 2010-04-06 Rosum Corporation Rapid acquisition and correlation of synchronization codes for mobile devices with limited memory and computational power
JP4486950B2 (ja) * 2005-11-30 2010-06-23 三星電機株式会社 Ｏｑｐｓｋ復調器のタイミング推定器
ATE550835T1 (de) * 2006-10-03 2012-04-15 Qualcomm Inc Verfahren und vorrichtung zum verarbeiten von primären und sekundären synchronisationssignalen für die drahtlose kommunikation
US8199706B2 (en) 2006-10-27 2012-06-12 Texas Instruments Incorporated Random access design for high doppler in wireless networks
US7903028B2 (en) * 2006-12-18 2011-03-08 Sirf Technology Holdings, Inc. Ephemeris download from weak signals
US8139680B2 (en) * 2007-01-12 2012-03-20 General Dynamics C4 Systems, Inc. Signal acquisition methods and apparatus in wireless communication systems
US7907679B2 (en) * 2007-01-12 2011-03-15 General Dynamics C4 Systems, Inc. Methods and systems for acquiring signals using coherent match filtering
US8131218B2 (en) * 2007-04-13 2012-03-06 General Dynamics C4 Systems, Inc. Methods and apparatus for wirelessly communicating signals that include embedded synchronization/pilot sequences
US7864045B2 (en) * 2008-09-12 2011-01-04 Roundtrip Llc Locator inventory system
US20130259013A1 (en) * 2009-06-10 2013-10-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing primary and secondary synchronization signals for wireless communication
CN102413079B (zh) * 2011-11-10 2014-09-03 复旦大学 3gpp-lte系统下行链路初始分数频偏估计方法
KR101917174B1 (ko) * 2012-02-24 2018-11-09 삼성전자주식회사 전자 장치 사이의 스트림 전송 방법 및 그 방법을 처리하는 전자 장치
US8847806B2 (en) * 2012-11-29 2014-09-30 Intel Mobile Communications GmbH Digital to analog converter comprising mixer
US9615386B2 (en) 2014-01-27 2017-04-04 Texas Instruments Incorporated Random access channel false alarm control
CN103944853B (zh) * 2014-04-24 2017-05-17 广东顺德中山大学卡内基梅隆大学国际联合研究院 一种基于校正ofdm子载波的准无损压缩方法
US9474016B2 (en) * 2015-02-13 2016-10-18 Freescale Semiconductor, Inc. Cell search in a wireless communication network
US10104630B2 (en) * 2016-07-08 2018-10-16 Intel IP Corporation Methods and devices for time and frequency offset estimation

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2065648A1 (en) * 1991-05-21 1992-11-22 Sandeep Chennakeshu Digital discriminator for pulse shaped pi/4 shifted differentially encoded quadrature phase shift keying
CN1802796A (zh) * 2003-06-16 2006-07-12 英马尔塞特有限公司 用于多用户检测的通信方法和设备
CN1976330A (zh) * 2005-11-30 2007-06-06 三星电机株式会社 在oqpsk解调器中的定时估计器
CN101494635A (zh) * 2009-03-06 2009-07-29 北京威讯紫晶科技有限公司 一种短程无线网络中的时频同步方法
CN105284068A (zh) * 2013-06-05 2016-01-27 索尼公司 用于传输有效载荷数据和紧急信息的传输器和传输方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LTE-A系统中小区搜索算法研究;杨浩楠;《万方》;20160504;全文 *

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