CN106105361A - 随机接入前导码信号的发送和接收 - Google Patents

Abstract

一种在前导码发射机中执行的用于发送前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：产生S11短序列s(n)，所述短序列和用于承载前导码发射机在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间；按照时间拼接多个所述短序列来构建S12前导码序列；以及将构建的前导码序列作为无线电信号发送S13至前导码接收机。

Description

随机接入前导码信号的发送和接收

技术领域

本公开涉及无线通信系统中的随机接入，具体涉及发射机、接收机和用于发送和接收随机接入前导码信号的方法。

背景技术

第三代合作伙伴项目3GPP、长期演进LTE中的第四代4G无线接入在下行链路中基于正交频分复用OFDM，在上行链路中基于离散傅里叶变换DFT扩频OFDM(也称为单载波频分多址SC-FDMA)。这里，上行链路包括物理信道PUSCH、PUCCH和PRACH，以及物理信号DMRS和SRS。根据3GPP规范(参见例如3GPP TS 36.211V11.3.0)，在发射机中，PUSCH、PUCCH、DMRS和SRS都使用大小为2048的IFFT，采样率为30.72MHz。对于接收机中的FFT可以使用相同大小2048。通常对这些FFT使用专用硬件。若采样频率不是30.72MHz，则IFFT和FFT将相应地改变。

物理随机接入信道(即PRACH)用于无线设备到无线电接入网中的初始接入，并且还用于时序偏移估计，即无线设备发送和基站接收之间的时序偏移估计。3GPP TS 36.213v11.3.0中给出了对该过程的描述。图1中给出了如LTE(例如，参见3GPP TS 36.211V11.3.0)所规定的PRACH的图示100。这里规定了五种不同的格式，参考图1，格式0至格式4，其中PRACH前导码101、101’包括一个101或两个101’序列，每个序列的长度是24576个采样。前导码具有循环前缀CP，对于格式0至3，其长度在3168至21024个采样之间。

针对如何检测UE发送的PRACH前导码，已提出了多个方法，例如，参见S.Sesia.I.Toufik.M Baker，“LTE，The UMTS Long Term Evolution，From Theory toPractice”，第二版，John Wiley&Sons Ltd.，2011，其中，提出了全频域和混合式时频的两种方法。在全频域方法中，使用与前导码长度相对应的FFT来处理接收信号。因此，如图2所示，每个天线需要长度为24576的FFT 203。通常对该PRACH FFT使用专用硬件。在这种大规模FFT后，提取PRACH带宽，该带宽是该大规模FFT输出的子集。

在混合式时频方法中，先在时域中使用低通滤波器，以提取PRACH带宽。在该低通滤波器后是大小远小于24576的FFT。然而，必须对每个天线信号都应用该低通滤波器。

因此，如图1和2所示，如LTE第八版规定的PRACH前导码覆盖了比用于其他传输的OFDM符号(例如用户数据符号)的长度长得多的时间间隔。因此，当前的PRACH前导码接收机是在传播条件在前导码长度期间不显著变化这一假设下设计的。这可能是有问题的，因为假设或约束都被施加在通信系统上。这些约束包括对低UE速度(即多普勒扩频)、低频误差和低多普勒频移、以及发射机和接收机中的低相位噪声的期望。

因此，需要一种改进的PRACH信令技术，即不对通信系统施加或以其他方式暗示上述约束的前导码发射机和接收机。

在当前涌现的技术(例如5G通信系统)中，最感兴趣的是使用多个天线元件。如图3所示，天线信号可以来自多个天线极化304。这里，首先在无线电单元RU 306中接收天线信号305。然后在模数转换器(ADC)307中对信号进行采样和量化。使用FFT模块308或备选地通过图3中未示出的DFT来完成从时域到频域的变换，然后，应用PRACH接收机309来检测接收到的无线电信号(即天线信号)中包括的前导码。这里，通常针对每个天线或每个天线子集来计算FFT，使得可以在进一步的信号处理前提取接收信号的不同子频带中的不同用户和信道。

图3示出了当前具有多个天线的PRACH接收机。图3表明由于大量接收机天线310的原因，接收机中的FFT处理的量也较大，这通常是一个缺点。专用天线信号处理仅用于PRACH，所以必然包括了相当大数量的用于PRACH的专用硬件，这些硬件造成材料成本提高以及能耗提高。此外，运行PRACH专用天线信号处理耗电且需要冷却能力。因此，需要一种更适合多天线操作的PRACH接收机。

为提高接收信号强度，可以在应用PRACH接收机309前使用波束成形技术，在所述波束成形技术中，对多个天线信号进行缩放、移相和累加。波束成形目的是组合来自多个天线的接收信号，使得在特定空间方向中接收更多的信号能量。可以形成多个波束以便向不同的空间方向进行波束成形。在两个极化的情况中，通常分别对来自每个极化的天线信号进行波束成形。可以对不同的极化应用相同或不同的波束成形。

如图4所示，可以在频域中(即FFT 408后)完成波束成形411。FFT 408后，可以提取各个子载波，使得可以提取不同的物理信道和信号。借助频域中的数字波束成形411，先用FFT 408对天线信号进行处理，再对天线信号进行波束成形411。以这种方式，可以对不同的子载波进行不同的波束成形。这允许对不同物理信道和信号进行不同的波束成形。此外，如果多个UE在频率上复用，则可以使用各个波束成形对它们分别处理。

然而，对于数字波束成形，在提取PRACH带宽并波束成形为较小信号量之前，必须针对每个接收机天线计算专用PRACH FFT。由于需要附加的信号处理，这可能是一个缺点。

备选地，如图5所示，可以在时域511b中完成波束成形。这里，对数字信号完成波束成形，即，在ADC 507的模数转换后完成波束成形。然而，由于在波束成形511b后计算FFT508，所有子载波都被波束成形在相同的空间方向，在一些场合中，例如UE分散在广阔区域，这可能是一个缺点。

图6中示出了备选的时域波束成形611c，其中在ADC 607之前完成波束成形611c。这里，对模拟信号完成波束成形，即，在ADC 607的模数转换前完成波束成形。

还可以进行模拟、数字波束成形和时域、频域波束成形的组合。

借助模拟波束成形，例如图6所示的波束成形，通过模拟波束成形器的数量来限制PRACH的空间方向的数量。在第八版LTE中，PRACH前导码(因此还有PRACH FFT)扩展在几乎整个子帧上。因此，在整个子帧期间必须将模拟波束成形固定，这限制了波束成形方向的数量。

因此，用于接收PRACH并执行UE初始接入和时序偏移估计的当前方案在额外硬件和设计工作方面成本较高，而且还增加了能耗和信号处理资源。此外，希望对多天线系统中的PRACH接收和波束成形之间的相互作用加以改进，以降低实现的复杂性。

本公开的目的在于，提供解决或至少缓解现有技术中的上述缺陷的方案。

发明内容

本公开的目的在于至少提供发射机、接收机和用于发送和接收随机接入前导码信号的方法，它们以单独或任何组合的形式，去缓解、减轻或消除现有技术中的上述一个或多个缺陷和缺点。

该目的通过前导码发射机来实现，所述前导码发射机包括：

-短序列发生器，被配置为产生短序列s(n)，以及

-前导码序列发生器，适于按照时间拼接多个所述短序列来构建前导码序列，以及

-发射机单元，被配置为将产生的前导码序列作为无线电信号进行发送。

短序列s(n)和用于承载前导码发射机在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间。

因此，通过本技术，在发送的无线电信号的上行链路接收机中，不需要用于接收前导码的专用FFT。

根据方案，前导码发射机还被配置为在无线电接入网的物理随机接入信道PRACH上发送前导码序列。

因此，通过本技术，在发送的无线电信号的上行链路接收机中，不需要专用的PRACH FFT。

该目的还通过一种前导码接收机来实现，所述前导码接收机被配置为接收包括前导码序列的无线电信号。所述前导码接收机包括：

-至少一个天线元件和对应的无线电单元，被配置为接收无线电信号，以及

-至少一个模数转换器ADC，被配置为对接收的无线电信号执行模数转换，以及

-至少一个FFT模块，被配置为确定模数转换后的信号的快速傅里叶变换，以及

-至少一个检测器，适于基于确定的FFT来检测前导码序列。

前导码序列包括按照时间拼接的多个短序列s(n)，其中，每个该短序列s(n)和用于承载前导码接收机在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间。此外，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同。

因此，通过本技术，在上行链路接收机中，不需要用于接收前导码的专用FFT。如果针对大量接收机天线执行FFT操作，这一点尤其重要，其将根据本公开而变得清楚。

根据方案，前导码接收机还被配置为使用一个FFT硬件资源和FFT配置，用于检测承载数据的OFDM符号，而且还用于检测前导码序列。

因此，通过本技术，前导码接收机中没有专用的PRACH FFT。

根据一个方案，前导码接收机包括前导码检测器，所述前导码检测器被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果非相干地组合为组合的接收前导码信号。

根据另一个方案，前导码接收机包括前导码检测器，所述前导码检测器被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果相干地组合为组合的接收前导码信号。

因此，通过被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT且将FFT结果相干组合的前导码检测器这一特征，提供一种在高UE速度(即大量多普勒扩频)和大量频率误差及高相位噪声下鲁棒的前导码接收机。

根据方案，前导码接收机被配置用于波束成形。波束成形权重被配置为在FFT窗之间改变，使得增加进行前导码检测的空间方向的数量。

根据方案，前导码接收机包括针对一个以上同时的模拟波束成形配置的硬件支持，所述前导码接收机适于在具有一个波束成形配置的空间方向之间以第一切换速率进行切换，以及在具有另一个波束成形配置的空间方向之间以第二切换速率进行切换，所述第一切换速率和第二切换速率不同。

因此，本文提供了如果在FFT窗之间切换波束成形则增加波束成形方向的数量的支持。

本文还提供了组合的快速波束成形切换和慢速波束成形切换。这意味着可以检测高SNR和低SNR这两种UE，尽管后者具有更大的延时。

根据方案，针对每个波束方向和极化来应用单个IFFT。

根据方案，前导码接收机被配置用于通过所包括的联合滤波器来同时执行波束成形和匹配滤波。

因此，本技术提供了接收机中的低计算复杂度，因为能够对来自不同FFT窗的匹配滤波器输出进行相干累加。

此外，还提供一种技术，其能够在波束成形系统中针对每个波束方向和极化仅使用一个IFFT，还能够同时进行波束成形和匹配滤波。

还公开了一种前导码发射机和接收机系统，包括至少一个如本文公开的前导码发射机和至少一个前导码接收机。

该目的还通过一种网络节点来实现，所述网络节点包括根据本文公开的方案中的任一个的前导码接收机。

该目的还通过一种在前导码发射机中执行的用于发送前导码序列的方法来实现。所述方法包括以下步骤：

-产生短序列s(n)，所述短序列和用于承载前导码发射机在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，

-按照时间拼接多个所述短序列来构建前导码序列，以及

-将构建的前导码序列作为无线电信号发送至前导码接收机。

该目的还通过一种在前导码接收机中执行的用于接收无线电信号和检测无线电信号中包括的前导码序列的方法来实现。所述方法包括以下步骤：

-经由至少一个天线元件和无线电单元，接收包括由多个短序列s(n)构建成的前导码信号的无线电信号，所述短序列s(n)和用于承载前导码发射机在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，

-通过前导码接收机中包括的ADC执行无线电信号的模数转换，以及

-确定模数转换后的信号的快速傅里叶变换FFT，其中，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测用于承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同，以及

-基于确定的FFT，检测前导码序列。

根据方案，确定FFT的步骤还包括确定具有用于检测承载数据的OFDM符号和用于检测前导码序列的单个配置的FFT。

根据方案，检测步骤包括从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果非相干地组合为组合的接收前导码信号。

根据方案，检测步骤包括从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果相干地组合为组合的接收前导码信号。

还提供一种计算机程序，所述计算机程序包括计算机程序代码，当所述计算机程序代码在前导码发射机中执行时使所述前导码发射机执行根据本文公开方案的方法。

还提供一种计算机程序，所述计算机程序包括计算机程序代码，当所述计算机程序代码在前导码接收机中执行时使所述前导码接收机执行根据本文公开方案的方法。

计算机程序和方法具有与已关于前导码发射机和接收机描述的优点相对应的优点。

附图说明

本公开的更多目的、特征和优点将通过以下具体实施例来展现，其中，将参考附图更详细地描述本公开的一些方案，在附图中：

图1-2是示出了根据现有技术的网络的实施例中的信号交换的信令图。

图3-6是示出了根据现有技术的接收机系统的实施例的框图。

图7是示出了网络的实施例中的信号交换的信令图。

图8是示出了在前导码发射机中执行的方法步骤的实施例的流程图。

图9是示出了网络的实施例中的信号交换的信令图。

图10是示出了在前导码接收机中执行的方法步骤的实施例的流程图。

图11-13是示出了网络的实施例中的信号交换的信令图。

图14-25是示出了接收机系统的实施例的框图。

图26是示出了发射机系统的实施例的框图。

图27是示出了接收机系统的实施例的框图。

图28-30是示出了方法步骤的实施例的流程图。

具体实施方式

以下将参考附图更全面地描述本公开的方案。然而，本文公开的计算机程序和方法可以以多种不同形式来实现，并且不应当被理解为限于本文阐述的实施例和方案。整个附图中，相似的数字表示相似的元件，其中，数字的前缀表示元件所在附图。

本文中使用的术语仅用于描述本公开的特定方案的目的，而不是为了限制本发明。如本文中使用的，单数形式“一”、“一个”和“所述”意图还包括复数形式，除非上下文明确地给出相反的指示。

缩写

3GPP 第三代合作伙伴计划

4G 第四代

5G 第五代

ADC 模数转换器

BF 波束成形

DFT 离散傅里叶变换

DL 下行链路

DM-RS 解调参考信号

FDD 频分双工

FFT 快速傅里叶变换

IDFT 离散傅里叶逆变换

IFFT 快速傅里叶逆变换

LTE 长期演进

MF 匹配滤波器

OFDM 正交频分复用

PBCH 物理广播信道

PRACH 物理随机接入信道

PRB 物理资源块

PSS 主同步信号

PUCCH 物理上行链路控制信道

PUSCH 物理上行链路共享信道

RB 资源块

RBS 无线电基站

RU 无线电单元

SC 子载波

SC-FDMA 单载波-频分多址

SNR 信噪比

SRS 探测参考信号

SSS 从同步信号

TDD 时分双工

UE 用户设备

UL 上行链路

ZC Zadoff-Chu

本文提出了一种用于例如接收PRACH上的信号的前导码接收机，在所述前导码接收机中，对其他上行链路信道和信号使用相同大小的FFT。本文讨论的前导码接收机构成无线通信系统(例如LTE或5G RBS)中的接收机的一部分。

换句话说，本文讨论的前导码接收机2741、1548被配置为使用一个FFT硬件资源和FFT配置，既用于检测承载数据的OFDM符号，而且还用于检测前导码序列。

本文公开的前导码序列可以用于各种目的，包括但不限于初始接入、切换、调度请求和重同步。

所使用的PRACH前导码基于多个拼接的短序列，其中每个短序列的长度与用于所有其他物理信道的OFDM符号的长度相同。通过将短序列重复多次，产生前导码序列，以产生前导码序列。因此，用于构建前导码序列的短序列对其相邻短序列而言作用如同循环前缀，以下将详细描述。

此外，在本文提出的前导码检测器中，可以组合来自不同FFT窗的多个接收信号。根据相位噪声量、频率误差和UE速度，提出这些FFT窗的不同组合。

所提出的技术可适用于实现波束成形的多天线系统。针对模拟波束成形系统，根据一个方案，波束成形权重在每个FFT窗之间改变，使得进行前导码检测的空间方向的数量得到增加。然后，借助来自一个以上同时的模拟波束成形资源的硬件支持，一个波束成形资源可以用于空间方向之间的快速切换，而另一个波束成形资源可以具有较慢的切换速率，以允许每个方向中累积更多前导码能量。

因此，通过本技术，在上行链路接收机中不需要专用的PRACH FFT。如果针对大量接收机天线执行FFT操作，则这一点尤其重要，因为其节省了例如大量的硬件处理资源。

此外，相比当前的PRACH接收机系统，本技术促进了计算复杂度降低的接收机实现。例如，

-来自不同FFT窗的匹配滤波器输出的相干累加是可能的，

-波束成形系统中的每个波束方向和极化只有一个IFFT，

-通过联合滤波器结构，可以同时执行波束成形和匹配滤波。

本教导的另一个可能益处是，提供一种针对高UE速度(即多普勒扩频、大量频率误差(即大量多普勒频移)和严重的相位误差)鲁棒的前导码检测器。

本技术的另一个可能优点是，如果在FFT窗之间切换波束成形，则增加了模拟波束成形的波束成形方向的数量，这对高SNR的UE(例如靠近eNodeB的UE)尤其有益。

此外，提供一种快速波束成形切换和慢速波束成形切换的组合，其中，可以检测高SNR和低SNR的UE二者，尽管后者具有更大延时。

图7示出了示出实现时分双工TDD的通信系统中的时序的信令图712。

在TDD系统中，对上行链路和下行链路使用相同的频率。然后，在假设全双工操作是不可能的情况下，UE和eNodeB都必须在发送和接收之间切换。

本教导聚焦于TDD操作模式。然而，本文公开的技术还直接适用于FDD(频分双工)系统。针对FDD系统，与发送和接收之间的切换时间有关的问题描述并不适用。

根据方案，动态TDD系统被配置有少量固定用于下行链路的子帧713，即，其不能用于上行链路，如图7所示。这些子帧用于例如发送同步信号和广播控制消息，以用于初始下行链路同步、持续下行链路同步和呼叫建立。动态TDD系统还可以被配置有固定的上行链路子帧714。该子帧可以用于例如PRACH，以支持初始接入和上行链路同步。注意，图7基于长度为10ms的无线电帧，无线电帧被分为50个子帧，每个子帧长度是0.2ms。这与第八版LTE不同，在第八版LTE中，无线电帧被分为10个子帧，每个子帧长度是1ms。

因此，根据方案，公开了一种用于接收本文公开的前导码序列类型的方法以及前导码发射机，所述方法不必限于特定的无线电帧长度或子帧分割。

图8a示出了示意用于无线电接入网中的UE的初始建立的过程的流程图，其中，在动态TDD系统的子帧0和25中发送PSS和SSS。

图8b示出了将图8a的步骤置于一个示例上下文中的流程图，下文将结合图28进一步讨论。

图8a和8b中示出的方法被配置为由前导码发射机2636来执行，下文将结合图26讨论该前导码发射机。该前导码发射机包括：

-短序列发生器2650，被配置为产生短序列s(n)，以及

-前导码序列发生器2637，适于按照时间拼接多个所述短序列来构建前导码序列，以及

-发射机单元2629a、b，被配置为将产生的前导码序列作为无线电信号进行发送。

短序列s(n)和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间。

现在参考图28，其示出了在前导码发射机2636中执行的用于发送前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：

-产生S11短序列s(n)，所述短序列和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，

-按照时间拼接多个所述短序列来构建S12前导码序列，以及

-将构建的前导码序列作为无线电信号发送S13至前导码接收机。

因此，在初始步骤时，UE通过接收并同步到下行链路同步信号815来启动。例如，在LTE中，UE通过检测PSS或主同步信号来启动，然后UE将实现子帧同步、OFDM符号同步，并获知小区标识、小区ID、组。然后，UE检测SSS或从同步信号，然后UE被帧同步并获知小区ID。

根据一些方案，然后通过接收和检测广播信号承载的系统信息816来配置UE，即前导码或PRACH发射机。在LTE中，该广播信息由PBCH或物理广播信道来承载。该广播信息可以与PRACH的时频分配相关，使得UE知道其在何时何地被允许发送PRACH前导码。这在图9中进一步示出，其中，UE可以在子帧5中发送PRACH 918，子帧5在TDD系统中被固定分配用于上行链路传输。此外，UE可以被广播信息配置，或被预配置有其何时可以在子帧中发送前导码的时序信息。

基于广播信息或根据规范在UE中预配置的信息，可以在UE中构建PRACH前导码信号并发送817。

图10a中给出了eNodeB(即前导码或PRACH接收机)的相应图示。

图10b示出了将图10a的步骤置于一个示例上下文中的流程图，下文将结合图29进一步讨论。

图10a和10b中示出的方法被配置为由前导码接收机2741、1447来执行，下文将结合图14和27讨论该前导码接收机。该前导码接收机包括：

-至少一个天线元件1410和对应的无线电单元1406，被配置为接收无线电信号，以及

-至少一个模数转换器ADC 1407，被配置为对接收的无线电信号执行模数转换，以及

-至少一个FFT模块1408，被配置为确定模数转换后的信号的快速傅里叶变换，以及

-至少一个检测器1428，适于基于确定的FFT来检测前导码序列。

现在参考图29，其示出了在前导码接收机2741、1447中执行的用于接收无线电信号和检测无线电信号中包括的前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：

-经由至少一个天线元件1410和无线电单元1406，接收S21包括由多个短序列s(n)构建成的前导码信号的无线电信号，所述短序列s(n)和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，

-通过前导码接收机中包括的ADC 1407执行S22无线电信号的模数转换，以及

-确定S23模数转换后的信号的快速傅里叶变换FFT 1408，其中，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测用于承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同，以及

-基于确定的FFT，检测S24前导码序列。

因此，接收的前导码序列包括按照时间拼接的多个短序列s(n)。每个该短序列s(n)和用于承载前导码接收机2741、1447在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间。因此，优选地，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同。

UE中的前导码构建

现在来看如何在UE(本文公开的前导码发射机)中构建前导码的细节。

图26中示出了被配置为执行以下公开步骤的前导码发射机2636的示例实施例。

前导码序列依赖于PRACH频率分配，使得被分配用于PRACH的子载波的数量N_seq等于符号的最大数量。例如，按照LTE命名法，6个资源块被分配给PRACH，这对应于72个子载波。

例如，可以通过使用Zadoff-Chu序列来构建短序列。在3GPP TS 36.211 V11.3.0中，第u个根Zadoff-Chu序列定义为：

$x_u\left(n\right)=e^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{N_{ZC}}},0\≤n\≤N_{ZC}-1---\left(1\right)$

其中，Zadoff-Chu序列的长度N_ZC是素数。针对72个子载波的PRACH分配，可以将序列长度设置为例如71。

因此，短序列(本文中有时也称为s(n))包括Zadoff-Chu序列。

通过下式来定义时间连续的短随机接入信号s(t)

$s_{short}\left(t\right)={\mathrm{\β}}_{PRACH}\underset{k=0}{\overset{N_{seq}-1}{\Σ}}\underset{n=0}{\overset{N_{seq}-1}{\Σ}}{x}_u\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}nk}{N_{seq}}}\·e^{j2\mathrm{\π}(k+k_0)\mathrm{\Δ}ft}---\left(2\right)$

其中，0≤t＜T_short，N_seq＝71，β_PRACH是幅值缩放因子，以符合PRACH的发射功率并且Δf是子载波间距。参数控制频域中的位置；表示频域中的资源块大小(也表示为子载波的数量)，以及表示上行链路带宽配置(也表示为的倍数)。使用Zadoff-Chu序列意味着N_seq＝N_ZC°

通过T_short＝1/Δf来实现具有和OFDM符号相同长度的短序列。对于第八版LTE，该子载波间距等于Δf＝15(参见3GPP 36.211 V11.3.0中的表6.2.3-1)，使得短序列的长度等于T_short＝66.6μs。子载波间距改变为例如Δf＝75kHz时，短符号的长度等于T_short＝13.3μs。

因此，短序列s(n)和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间。

通过下式来构建要发送的前导码

s(t)＝s_short((t-T_CP)mod(T_short)) (3)

其中，0≤t＜T_SEQ，以及T_CP是可能的循环前缀的长度。

图11提供了短序列s(n)的图示1122。通过短序列的这种重复，每个短序列用作下一个短序列的循环前缀。这里，短序列重复15次，并且前方是短序列较小的一部分。在结尾处插入短序列的该最后部分，使得前导码覆盖上一个接收机FFT窗的整个长度。

因此，用于构建前导码序列的短序列被配置为相邻短序列的循环前缀。

图12和13中示出了适用于TDD(时分双工)系统的前导码序列1223。这里，前导码被截短，使得和图11示出的情形相比开始得更晚。

eNodeB中的前导码检测器

现在来看如何在eNodeB(即前导码接收机)中检测前导码的细节。

图27中示出了包括被配置为执行以下公开步骤的前导码接收机2741的网络节点2740。

图14中示出了用于前导码检测的接收机结构。这里，来自天线元件1410的无线电信号1405在无线电单元1406中被接收，然后进行模数转换ADC 1407。

针对接收机天线数量a，通过L个抽头的FIR滤波器h(m，a)，对从移动端到基站的无线电传输进行建模。

$r(n,a)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h(m,a)x(n-m-d)+w(n,a)+\tilde{w}(n,a)---\left(4\right)$

其中，x(n)是被发送的序列，w(n，a)是方差为的加性白高斯噪声，是干扰，并且d对应于当前移动端的往返延时。该往返延时通过小区半径来限制，即

0≤d≤D-1。 (5)

其中

以及R_cel1是以公里来计的小区半径，F_s是采样率，并且表示向最近下界整数的舍入。

如图14所示，将这些时域信号输入到快速傅里叶变换FFT 1408。再参考图15和16，其中示出了到FFT处理(即FFT窗1530、1630)的输入信号。如图17所示，FFT窗位置n_s(p)对应于第一短序列开头和上行链路中的每个SC-FDMA或OFDM符号之间的时间距离。在该图中，第一短序列的开头位于子帧的开头处。例如，在第八版LTE中，每个时隙中的第一循环前缀是160个采样，而其余的循环前缀是144个采样。每个SC-FDMA或OFDM符号是2048个采样，使得n_s(p)的值如以下表1所示：

p	ns(p)[采样]
		0	160
1	160+144+2048
		2	160+2*144+2*2048
3	160+3*144+3*2048
		4	160+4*144+4*2048
5	160+5*144+6*2048
		6	160+6*144+6*2048
7	2*160+6*144+7*2048
		8	2*160+7*144+8*2048
9	2*160+8*144+9*2048
		10	2*160+9*144+10*2048
11	2*160+10*144+11*2048
		12	2*160+11*144+12*2048
13	2*160+12*144+13*2048

表1：顺序的OFDM(或SC-FDMA)符号之间的采样的时移。

非相干天线累加

针对每个天线a和FFT窗p，对N_FFT个采样计算DFT或FFT：

$R(k,p,a)=\frac{1}{\sqrt{N_{FFT}}}\underset{n=0}{\overset{N_{FFT}-1}{\Σ}}r(n+n_s(p),a)e^{-j2\mathrm{\π}kn/N_{FFT}}---\left(7\right)$

其中，k＝0，...，N_FFT-1和a＝0，...，N_a-1。

通过提取与用于PRACH的那些子载波相对应的子载波，即N_seq个样本，获得频域中的PRACH前导码，其中N_seq≤N_FFT：

R_PRACH(k，p，a)＝R(k+k₀，p，a)， (8)

其中，k＝0，...，N_seq-1，以及通过使用前一部分中的相同标记，并使用Zadoff-Chu序列，得到N_seq＝N_ZC。

因此，根据方案，前导码发射机2636被配置为在无线电接入网的物理随机接入信道PRACH上发送前导码序列。

乘以频域中(具有N_seq系数)的匹配滤波器

$C_{MF,v}(k,p,a)=\frac{1}{\sqrt{N_{seq}}}{P}_v^{*}(k,p)\·R_{PRACH}(k,p,a).---\left(9\right)$

该匹配滤波器是根据已知短序列的DFT和该短序列的循环移位来构建的。循环移位对应于移位n_shift(p)的频域旋转：

$P_v(k,p)=e^{j2{\mathrm{\πkn}}_{shift}\left(p\right)/N_{FFT}}\frac{1}{\sqrt{N_{seq}}}\underset{n=0}{\overset{N_{seq}-1}{\Σ}}{x}_u\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π}kn/N_{seq}}.---\left(10\right)$

现在可以相干地累加来自对应于相同天线的匹配滤波器(但来自不同FFT窗)的输出：

$C_v(k,a)=\underset{p=p_0}{\overset{p_0+P-1}{\Σ}}{C}_{MF,v}(k,p,a)---\left(11\right)$

其中，p₀是PRACH前导码检测器中包括的P个FFT窗中的第一个FFT窗的索引。参见例如图11和15，其中p₀＝1且P＝12。针对图12和16中的格式，使用FFT窗2至12，使得p₀＝2且P＝11。

因此，根据方案，前导码接收机包括前导码检测器，所述前导码检测器被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果相干地组合为组合的接收前导码信号。

现在，为了检测前导码并估计往返时间，将IFFT的输出变换到时域。计算大小为N_IFFT的IDFT，得到长度为N_IFFT的相干向量：

$c_v(m,a)=\frac{1}{\sqrt{N_{IFFT}}}\underset{k=0}{\overset{N_{seq}-1}{\Σ}}{C}_v(k,a)e^{j2\mathrm{\π}km/N_{IFFT}}---\left(12\right)$

其中，m＝0，...，N_IFFT-1.。选择对应于插值的N_IFFT＞N_seq，这样可以增加时序估计的分辨率。

噪声方差的简单估计器可以用公式表示如下：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_w^2\left(a\right)=\underset{p=p_0}{\overset{p_0+P-1}{\Σ}}\underset{k=0}{\overset{N_{seq}-1}{\Σ}}{\left|C_{MF,v}(k,p,a)\right|}^2---\left(13\right)$

使用交叉相关向量的每个值的绝对值平方，并用估计的噪声方差进行归一化，作为决策变量，

${\mathrm{\λ}}_v\left(m\right)=\underset{a=0}{\overset{N_a-1}{\Σ}}\frac{{\left|C_v(m,a)\right|}^2}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_w^2\left(a\right)}---\left(14\right)$

其中，包括对包含极化的天线的求和。前导码检测器和往返时间估计器可以表示成搜索该归一化绝对值平方相关性向量中的最大值，并将该最大值和阈值相比较。

如果该自相关性的绝对值平方超过阈值，则检测前导码数v

${\mathrm{\λ}}_v\left(m\right)=\underset{a=0}{\overset{N_a-1}{\Σ}}\frac{{\left|c_v(m,a)\right|}^2}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_w^2\left(a\right)}\≥{\mathrm{\λ}}_{Threshold}---\left(15\right)$

其中，针对大小为D的搜索窗中的至少一个值m。换句话说，如果存在m∈[0，D-1]，使得λ_v(m)≥λ_Threshold，则检测索引为v的前导码。应当小心选择该前导码检测器阈值λ_Threshold，使得错误检测率较低，但不导致过低的检测率。

然后对与λ_v(m)的最大值相对应的m值进行时序估计，即：

$\hat{m}=\arg {\max }_m\left(\underset{a=0}{\overset{N_a-1}{\Σ}}\frac{{\left|c_v(m,a)\right|}^2}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_w^2\left(a\right)}\right)---\left(16\right)$

使得以秒来计的时序误差等于：

${\hat{T}}_{err}=\hat{m}/(\mathrm{\Δ}f\·N_{IFFT}).---\left(17\right)$

低相干性情形

当相干时间较低时，不应当进行(11)中的信号的相干性累加。该相干时间依赖于基带发射机和接收机之间的所有失真的时间变化率。例如，高多普勒扩频将导致使相干时间降低的快速时变信道。此外，大量频率误差或大量相位噪声导致相干时间降低，使得时间应被减小以进行相干累加。

替代如(11)中将所有FFT窗相干累加，可以累加较少数量的FFT窗，即：

$C_v(k,a,c)=\underset{p=p_0}{\overset{p_0+P-1}{\Σ}}{W}_{coh}(p,c)\·C_{MF,v}(k,p,a)---\left(18\right)$

其中，W_coh(p，c)，c＝0，...，N_c-1用于控制相干时间。例如参见图18和19，仅将两个FFT窗相干累加。

$C_v(k,a,c)=\underset{p=1+2c}{\overset{2+2c}{\Σ}}{C}_{MF,v}(k,p,a)---\left(19\right)$

在以下IFFT之前：

$c_v(m,a,c)=\frac{1}{\sqrt{N_{IFFT}}}\underset{k=0}{\overset{N_{seq}-1}{\Σ}}{C}_v(k,a,c)e^{j2\mathrm{\π}km/N_{IFFT}}.---\left(20\right)$

注意，相比图19，图18示出了使用一些更多的短序列重复。现在可以将决策变量表示为：

${\mathrm{\λ}}_v\left(m\right)=\underset{c=0}{\overset{N_c-1}{\Σ}}\underset{a=0}{\overset{N_a-1}{\Σ}}\frac{{\left|c_v(m,a,c)\right|}^2}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_w^2\left(a\right)}.---\left(21\right)$

因此，根据方案，前导码接收机包括前导码检测器，所述前导码检测器被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果非相干地组合为组合的接收前导码信号。

频域波束成形

如果以各自的缩放和相移对多个天线信号进行相干累加，则可以实现波束成形增益。针对频域波束成形，如图20所示，在FFT后应用这些缩放和相移。这里，来自天线的信号连接到无线电单元(RU)，再连接到ADC和FFT。在FFT后，来自多个天线的频域信号以波束成形(BF)组合。以这种方式，波束成形对不同的子载波来说是不同的。例如，可以对用于PRACH的那些子载波应用一个或多个PRACH专用的波束成形。通过这些波束成形，PRACH前导码检测器在多个空间方向上灵敏。

在提取与用于PRACH的那些子载波相对应的子载波后，将频域中的PRACH前导码表示为：

R_PRACH(k，p，a)＝R(k+k₀，p，a)。 (22)

针对子载波k和天线a，波形编号为b，、且波束成形权重和相移因子以W_BF(a，k，b)来表示的经波束成形后的信号可以记为：

$R_{BF,PRACH}(k,p,b)=\underset{a=0}{\overset{N_a-1}{\Σ}}{W}_{BF}(a,k,b)\·R_{PRACH}(k,p,a).---\left(23\right)$

将该波束成形后的信号乘以频域中(具有N_seq系数)的匹配滤波器：

$C_{MF,v}(k,p,b)=\frac{1}{\sqrt{N_p}}{P}_v^{*}(k,p)\·R_{BF,PRACH}(k,p,b).---\left(24\right)$

这里，可以在一次乘法中同时完成波束成形和匹配滤波，即：

$C_{BFMF,v}(k,p,b)=\underset{a=0}{\overset{N_a-1}{\Σ}}{W}_{BMTF}(k,p,a,b)\·R_{PRACH}(k,p,a),---\left(25\right)$

其中

$W_{BFMF,v}(k,p,a,b)=\frac{1}{\sqrt{N_p}}{W}_{BF}(a,k,b)\·P_v^{*}(k,p)---\left(26\right)$

其可被预先计算被存储在存储器2744中。

现在可以相干地累加来自对应于相同波束成形的匹配滤波器但来自不同FFT窗的输出：

$C_{BFMF,v}(k,b)=\underset{p=p_0}{\overset{p_0+P-1}{\Σ}}{C}_{BFMF,v}(k,p,b)---\left(27\right)$

其中，p₀是PRACH前导码检测器中包括的第一个FFT窗的索引。

现在，为了检测前导码并估计往返时间，将IFFT的输出变换到时域。计算大小为N_IFFT的IDFT，得到长度为N_IFFT的相干向量：

$c_{BFMF,v}(m,b)=\frac{1}{\sqrt{N_{IFFT}}}\underset{k=0}{\overset{N_{seq}-1}{\Σ}}{C}_{BFMF,v}(k,b)e^{j2\mathrm{\π}km/N_{IFFT}}.---\left(28\right)$

选择对应于插值的N_IFFT＞N_p，这样可以增加时序估计的分辨率。

简单噪声方差可被估计为：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_w^2\left(b\right)=\frac{1}{{\mathrm{PN}}_{seq}}\underset{p=p_0}{\overset{p_0+P-1}{\Σ}}\underset{k=0}{\overset{N_{seq}-1}{\Σ}}{\left|C_{MF,v}(k,p,b)\right|}^2.---\left(29\right)$

使用交叉相关向量的每个值的绝对值平方，并用估计的噪声方差进行归一化，作为决策变量，

${\mathrm{\λ}}_v(m,b)=\frac{{\left|c_v(m,b)\right|}^2}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_w^2\left(b\right)}.---\left(30\right)$

这里，可在将多个极化累加到决策变量中。前导码检测器和往返时间估计器可以表示成搜索该归一化绝对值平方相关性向量中的最大值，并将该最大值和阈值相比较。

如果该自相关性的绝对值平方超过以下阈值，则检测前导码数v

${\mathrm{\λ}}_v(m,b)=\frac{{\left|c_v(m,b)\right|}^2}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_w^2\left(b\right)}\≥{\mathrm{\λ}}_{Threshold}---\left(31\right)$

其中，对于大小为D的搜索窗中的至少一个值m。换句话说，如果存在m∈[0，D-1]，使得λ_v(m，b)≥λ_Threshold，则检测索引为v的前导码。应当小心选择该前导码检测器阈值λ_Threshold，使得错误检测率较低，但不导致过低的检测率。

时域波束成形

针对时域波束成形，如图21所示，在FFT 2108前应用2131波束成形缩放和相移。这里，来自天线的信号2105连接到无线电单元(RU)2106和模数转换器(ADC)2107，再连接到波束成形(BF)2131，然后在FFT 2108中对波束成形的输出进行处理。因此，来自多个天线的时域信号在波束成形中组合。以这种方式，波束成形对所有子载波来说是相同的。可以对数字信号进行该波束成形，即如图21在模数转换器ADC 2107后进行波束成形，或者可以对模拟信号进行该波束成形，即如图22在ADC 2207前进行波束成形。

在初始接入时，eNodeB对UE的位置了解有限。因此，PRACH接收机必须求出多个波束成形，以便能够检测PRACH前导码。对于时域波束成形，这要求针对每个波束成形从FFT到前导码检测器的一系列处理，参见图21或22。在硬件支持和功耗方面，波束成形和FFT的支持成本较高。

图23给出的示意2332示出了在每个FFT窗之间改变波束成形的方案。这里，每个波束成形的输出在经过FFT后，分别在匹配滤波器、IFFT、绝对值平方计算、最后在前导码检测器中被处理。如果硬件支持相同时间窗中多个同时的波束成形，则可以处理多个空间方向，如图21或22。每个该波束成形被称为一个基带(BB)端口。

图24中的示意了2433备选配置。这里，针对子帧的所有时间窗，以固定时域的波束成形来使用一个BB端口。使用第二BB端口来切换每个窗之间的波束成形。

典型地，模拟波束成形恒定的FFT窗的数量等于相同PRACH前导码检测中包括的FFT窗的数量。在改进检测率方面，所包括的用于给定波束的FFT窗的数量提高了PRACH前导码检测的性能。

因此，对于高SNR的UE(即位置靠近eNodeB的UE)，可以用较少数量的FFT窗来完成可靠的检测，而对于低SNR的UE(通常离eNodeB更远)，在大多数情形中只能在包括大量或所有FFT窗时才能完成可靠的检测。通过将检测器和包括的少量FFT窗(即，具有大量不同波束成形方向)相组合，以及将检测器和少量波束成形方向的大量FFT窗相组合，可以实现高SNR的快速前导码检测器和对低SNR的UE的较慢检测之间的平衡。即，对于低SNR的UE，可能需要大量PRACH机会。因为具有大量FFT窗的基带端口在每个PRACH时序期间不搜索全部PRACH方向。

因此，本教导有助于使用多个基带端口用于不同的前导码检测范围。图25中，示出了端口0使用单个FFT窗但扫描所有12个波束的示例，在该示例中，波束指向仰角和/或方位角中的唯一方向。另一方面，端口1在使用两个FFT窗的同时每两个地扫描波束。端口2使用四个FFT窗聚合每四个地扫描波束。如果波束较窄，则可能存在UE可能位于两个扫描波束之间的风险，这导致无法通过将FFT窗加倍来恢复的大SNR损耗。因此，在前导码搜索过程中使用的波束数量的下选择和FFT窗数量增加之间存在折衷。该示例中，为缓解这一点，端口3每四个波束和每四个FFT窗地使用波束和FFT窗，但是波束指向方向和用于端口2的波束交错。因此，作为本公开的一部分，不同基带端口扫描交错波束。

注意，可以使用单个索引来指示波束，但是波束实际上一般可以指向方位角方向和仰角方向二者。

因此，根据方案，本文公开的前导码接收机被配置用于波束成形，其中，波束成形权重被配置为在FFT窗之间改变，使得增加进行前导码检测的空间方向的数量。

此外，根据各方案，前导码接收机包括针对一个以上同时的模拟波束成形配置的硬件支持，所述前导码接收机适于在具有一个波束成形配置的空间方向之间以第一切换速率进行切换，以及在具有另一个波束成形配置的空间方向之间以第二切换速率进行切换，所述第一切换速率和第二切换速率不同。

此外，根据方案，针对每个波束方向和极化来应用单个IFFT，并且前导码接收机还可以被配置为通过所包括的联合滤波器来同时执行波束成形和匹配滤波。

本文还公开了一种前导码发射机和接收机系统，包括至少一个根据本教导的前导码发射机和至少一个根据本教导的前导码接收机。

如图26示出了前导码发射机2636，所述前导码发射机被配置为通过与存储单元2638相连的前导码序列发生器2637来构建前导码信号，以及经由前导码发射机2636的通信接口2639a、2639b来发射产生的前导码信号。根据方案，前导码发射机2636是LTE网络中的UE。

图27示出了网络节点2740，包括前导码接收机2741，所述前导码接收机被配置为从前导码发射机接收无线电信号并检测无线电信号中包括的前导码信号。前导码接收机2741连接到包括在网络节点2740中的通信接口2742和适于执行本教导的方法步骤的控制器单元2743。网络节点2740还包括存储单元2744。

此外，根据本教导，本公开包括网络节点2740，网络节点2740包括前导码接收机2741。

图28-30是示出了将进一步详述的方法步骤的实施例的流程图。

图28示出了在前导码发射机2636中执行的用于发送前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：

-产生S11短序列s(n)，所述短序列和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，

-按照时间拼接多个所述短序列来构建S12前导码序列，以及

-将构建的前导码序列无线电信号发送S13至前导码接收机。

图29示出了在前导码接收机2741、1447中执行的用于接收无线电信号和检测无线电信号中包括的前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：

-经由至少一个天线元件1410和无线电单元1406，接收S21包括由多个短序列s(n)构建成的前导码信号的无线电信号，所述短序列s(n)和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，

-通过前导码接收机中包括的ADC 1407执行S22无线电信号的模数转换，以及

-确定S23模数转换后的信号的快速傅里叶变换FFT 1408，其中，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测用于承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同，以及

-基于确定的FFT，检测S24前导码序列。

根据方案，确定FFT的步骤S23还包括确定具有用于检测承载数据的OFDM符号和用于检测前导码序列的单个配置的FFT。

根据另一方案，检测步骤S24包括从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果非相干地组合为组合的接收前导码信号。

根据另一方案，检测步骤S24包括从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果相干地组合为组合的接收前导码信号。

换言之，本文公开了：

一种发射机器2636，包括：

-短序列发生器2650，被配置为产生短序列s(n)，以及

-前导码序列发生器2637，适于按照时间拼接多个所述短序列来构建前导码序列，以及

-发射机单元2629a、b，被配置为将产生的前导码序列作为无线电信号进行发送，

短序列s(n)和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间。

前导码发射机2636被配置为在无线电接入网的物理随机接入信道PRACH上发送前导码序列。

在前导码发射机2636中，用于构建前导码序列的短序列被配置为相邻短序列的循环前缀。

前导码接收机2741、1447，被配置为接收包括前导码序列的无线电信号1405，所述前导码接收机2741、1447包括：

-至少一个天线元件1410和对应的无线电单元1406，被配置为接收无线电信号，以及

-至少一个模数转换器ADC 1407，被配置为对接收的无线电信号执行模数转换，以及

-至少一个FFT模块1408，被配置为确定模数转换后的信号的快速傅里叶变换，以及

-至少一个检测器1428，适于基于确定的FFT来检测前导码序列。

所述前导码序列包括按照时间拼接的多个短序列s(n)，其中每个该短序列s(n)和用于承载前导码接收机2741、1447在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，其中，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同。

前导码接收机2741、1548，被配置为使用一个FFT硬件资源和FFT配置，用于检测承载数据的OFDM符号，而且还用于检测前导码序列。

前导码接收机2741、1849，包括前导码检测器，所述前导码检测器被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果非相干地组合为组合的接收前导码信号。

前导码接收机2741、1548，包括前导码检测器，所述前导码检测器被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果相干地组合为组合的接收前导码信号。

前导码接收机2741、1548，其中，前导码序列用于初始接入、切换、调度请求和重同步中的任一个。

前导码接收机被配置用于波束成形，其中，波束成形权重被配置为在FFT窗之间改变，使得增加进行前导码检测的空间方向的数量。

前导码接收机，包括针对一个以上同时的模拟波束成形配置的硬件支持，所述前导码接收机适于在具有一个波束成形配置的空间方向之间以第一切换速率进行切换，以及在具有另一个波束成形配置的空间方向之间以第二切换速率进行切换，所述第一切换速率和第二切换速率不同。

前导码接收机，其中，针对每个波束方向和极化来应用单个IFFT。

前导码接收机，被配置用于通过所包括的联合滤波器来同时执行波束成形和匹配滤波。

前导码发射机和接收机系统，包括根据本教导的至少一个前导码发射机和根据本教导的至少一个前导码接收机。

网络节点2740，包括根据本教导的前导码接收机2741。

在前导码发射机2636中执行的用于发送前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：

-产生S11短序列s(n)，所述短序列和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，

-按照时间拼接多个所述短序列来构建S12前导码序列，以及

-将构建的前导码序列作为无线电信号发送S13至前导码接收机。

在前导码接收机2741、1447中执行的用于接收无线电信号和检测无线电信号中包括的前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：

-经由至少一个天线元件1410和无线电单元1406，接收S21包括由多个短序列s(n)构建成的前导码信号的无线电信号，所述短序列s(n)和用于承载前导码发射机2636在无线电接入网中的数据业务的OFDM符号具有相同的持续时间，

-通过前导码接收机中包括的ADC 1407执行S22无线电信号的模数转换，以及

-确定S23模数转换后的信号的快速傅里叶变换FFT 1408，其中，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测用于承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同，以及

-基于确定的FFT，检测S24前导码序列。

Claims (22)

1.一种前导码发射机(2636)，包括：

-短序列发生器(2650)，被配置为产生短序列s(n)，以及

-前导码序列发生器(2637)，适于按照时间拼接多个所述短序列s(n)来构建前导码序列，以及

-发射机单元(2629a，2639b)，被配置为将产生的前导码序列作为无线电信号进行发送，

短序列s(n)和用于承载前导码发射机(2636)在无线电接入网中的数据业务的正交频分复用(OFDM)符号具有相同的持续时间。

2.根据权利要求1所述的前导码发射机(2636)，还被配置为在无线电接入网的物理随机接入信道PRACH上发送前导码序列。

3.根据权利要求1至2中任一项所述的前导码发射机(2636)，其中，用于构建前导码序列的短序列s(n)被配置为相邻短序列的循环前缀。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的前导码发射机(2636)，所述短序列s(n)包括Zadoff-Chu序列。

5.一种前导码接收机(2741，1447)，被配置为接收包括前导码序列的无线电信号(1405)，所述前导码接收机(2741，1447)包括：

-至少一个天线元件(1410)和对应的无线电单元(1406)，被配置为接收无线电信号，以及

-至少一个模数转换器ADC(1407)，被配置为对接收的无线电信号执行模数转换，以及

-至少一个快速傅里叶变化FFT模块(1408)，被配置为确定模数转换后的信号的快速傅里叶变换，以及

-至少一个检测器(1428)，适于基于确定的FFT来检测前导码序列，

所述前导码序列包括按照时间拼接的多个短序列s(n)，其中每个短序列s(n)和用于承载前导码接收机(2741，1447)在无线电接入网中的数据业务的正交频分复用OFDM符号具有相同的持续时间，其中，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同。

6.根据权利要求5所述的前导码接收机(2741，1548)，还被配置为使用一个FFT硬件资源和FFT配置，用于检测承载数据的OFDM符号，而且还用于检测前导码序列。

7.根据权利要求5至6中任一项所述的前导码接收机(2741，1849)，其中，所述前导码接收机包括前导码检测器，所述前导码检测器被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果非相干地组合为组合的接收前导码信号。

8.根据权利要求5至6中任一项所述的前导码接收机(2741，1548)，其中，所述前导码接收机包括前导码检测器，所述前导码检测器被配置为从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果相干地组合为组合的接收前导码信号。

9.根据权利要求5至8中任一项所述的前导码接收机(2741，1548)，其中，前导码序列用于初始接入、切换、调度请求和重同步中的任一个。

10.根据权利要求5至9中任一项所述的前导码接收机(2741，1548)，被配置用于波束成形，其中，波束成形权重被配置为在FFT窗之间改变，使得增加进行前导码检测的空间方向的数量。

11.根据权利要求10所述的前导码接收机(2741，1548)，其中，所述前导码接收机包括针对一个以上同时的模拟波束成形配置的硬件支持，所述前导码接收机适于在具有一个波束成形配置的空间方向之间以第一切换速率进行切换，以及在具有另一个波束成形配置的空间方向之间以第二切换速率进行切换，所述第一切换速率和第二切换速率不同。

12.根据权利要求10至11中任一项所述的前导码接收机(2741，1548)，其中，针对每个波束方向和极化来应用单个逆FFT“IFFT”。

13.根据权利要求10至12中任一项所述的前导码接收机(2741，1548)，被配置用于通过所包括的联合滤波器来同时执行波束成形和匹配滤波。

14.一种前导码发射机和接收机系统，包括至少一个根据权利要求1至4中任一项所述的前导码发射机和至少一个根据权利要求5至13中任一项所述的前导码接收机。

15.一种网络节点(2740)，包括根据权利要求5至13中任一项所述的前导码接收机(2741)。

16.一种在前导码发射机(2636)中执行的用于发送前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：

-产生(S11)短序列s(n)，所述短序列和用于承载前导码发射机(2636)在无线电接入网中的数据业务的正交频分复用OFDM符号具有相同的持续时间，

-按照时间拼接多个所述短序列来构建(S12)前导码序列，以及

-将构建的前导码序列作为无线电信号发送(S13)至前导码接收机。

17.一种在前导码接收机(2741，1447)中执行的用于接收无线电信号和检测无线电信号中包括的前导码序列的方法，所述方法包括以下步骤：

-经由至少一个天线元件(1410)和无线电单元(1406)，接收(S21)包括由多个短序列s(n)构建成的前导码信号的无线电信号，所述短序列s(n)和用于承载前导码发射机(2636)在无线电接入网中的数据业务的正交频分复用OFDM符号具有相同的持续时间，

-通过前导码接收机中包括的ADC(1407)执行(S22)无线电信号的模数转换，以及

-确定(S23)模数转换后的信号的快速傅里叶变换FFT(1408)，其中，用于检测前导码信号的FFT的大小和用于检测用于承载无线电接入网中的数据业务的OFDM符号的FFT的大小相同，以及

-基于确定的FFT，检测(S24)前导码序列。

18.根据权利要求17所述的方法，确定(S23)FFT的步骤还包括确定具有用于检测承载数据的OFDM符号并且还用于检测前导码序列的单个配置的FFT。

19.根据权利要求17至18中任一项所述的方法，其中，检测(S24)的步骤包括从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果非相干地组合为组合的接收前导码信号。

20.根据权利要求17至18中任一项所述的方法，其中，检测(S24)的步骤包括从多个FFT窗中确定多个FFT，并将FFT结果相干地组合为组合的接收前导码信号。

21.一种计算机程序，所述计算机程序包括计算机程序代码，当所述计算机程序代码在前导码发射机中执行时使所述前导码发射机执行根据权利要求16所述的方法。

22.一种计算机程序，所述计算机程序包括计算机程序代码，当所述计算机程序代码在前导码接收机中执行时使所述前导码接收机执行根据权利要求17至20中任一项所述的方法。