JP2006270831A - 受信方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 伝搬特性に応じて、ＦＦＴウインドウを設定する。
【解決手段】 マッチトフィルタ４０は、受信したバースト信号と、既知のデータとの相関値を計算する。移動平均部４２は、計算された相関値に対して、ガードインターバル区間をもとにした期間での移動平均を計算する。検出部４４は、計算された移動平均の値から、シンボルの開始タイミングを検出する。ＦＦＴ部は、検出されたシンボルの開始タイミングをもとに、受信したバースト信号のうち、後続部分のシンボルに対してフーリエ変換を実行する。
【選択図】 図４

Description

本発明は、受信技術に関し、特に直交マルチキャリア変調された信号を受信する受信方法および装置に関する。

高速なデータ伝送を可能にしつつ、マルチパス環境下に強い通信方式として、マルチキャリア方式のひとつであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式がある。ＯＦＤＭ変調方式に対応した送信装置は、複数のサブキャリアにそれぞれ対応した信号をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｃｅｆｏｒｍ）することによって、送信信号を生成する。また、ＯＦＤＭ変調方式に対応した受信装置は、受信した信号をＦＦＴする。その際、受信装置は、タイミング同期として、ＦＦＴウインドウの位置を決定する（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００３−３３３０１１号公報

無線通信の分野において、従来からスペクトラム拡散通信方式（ＳＳ）の検討がなされている。スペクトラム拡散通信方式は、直接拡散方式（ＤＳ）と周波数ホッピング方式（ＦＨ）を含む。ＦＨ方式は、搬送波の周波数を符号系列にもとづいて次々とホッピングさせてスペクトル拡散通信を行う。そのため、ＦＨ方式でのスペクトル分布は、長時間観測すると広帯域を占有しているが、ひとつのビットあるいはシンボル単位で観測すると特定の周波数帯域のみを占有した信号であって、ＤＳ方式よりも狭帯域な信号である。そのため、干渉回避型のＳＳであるといえるので、複数のユーザが同一の時間に同一周波数で通信する確率が小さくなるという利点を有する。

このようなＦＨ方式に、前述のＯＦＤＭ方式を組み合わせたＭＢ−ＯＦＤＭ方式が提案され、これは、ＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）に適用されている。ＷＰＡＮとは、無線ＬＡＮよりも狭い範囲の無線ネットワークであり、ＰＤＡや周辺機器間の近距離無線ネットワークである。また、このようなＭＢ−ＯＦＤＭ方式を使用したＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ）において、３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの帯域の使用が予定されている。

ＵＷＢにおいて使用されるＭＢ-ＯＦＤＭ方式（以下、単に「ＭＢ−ＯＦＤＭ方式」という）は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に準拠した無線ＬＡＮにおいて使用されるＯＦＤＭ方式に対して、以下のように異なっている。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式は、５２８ＭＨｚの広い帯域幅を有する。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に準拠した無線ＬＡＮにおいて使用されるＯＦＤＭ方式では、ＩＦＦＴ処理後のベースバンド変調された信号が単一の搬送波によって変調されるが、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式は、複数の搬送波を切りかえながら変調を実行する。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式は、バースト信号を使用するが、当該バースト信号の先頭部分に、ＰＬＣＰプリアンブルが配置されている。また、ＰＬＣＰプリアンブルは、ＰＳプリアンブル、ＦＳプリアンブル、ＣＥプリアンブルを含む。

ＰＳプリアンブルは、一般的に、初期同期、初期周波数誤差測定、ＡＧＣの設定等に使用され、時間領域において規定されている。ＦＳプリアンブルは、フレーム同期を確立するためのプリアンブルであり、ＰＳプリアンブルの位相が反転したデータによって構成されている。ＣＥプリアンブルは、周波数領域において規定された信号であり、チャネル推定などに使用される。ＣＥプリアンブルでのチャネル推定とＯＦＤＭ変調されたデータの復調がなされる際、ＯＦＤＭ変調されたシンボル（以下、「ＯＦＤＭシンボル」という）区間内において、適切なタイミング（以下、このようなタイミングを「ＦＦＴウインドウ」という）によってデータ部分が抽出され、ＦＦＴが実行される。ここで、ＵＷＢの場合、１２８ポイントのＦＦＴが使用されるので、ＦＦＴウインドウは、１２８サンプル分のデータの期間に相当する。

そのため、時間領域においてＰＳプリアンブルを使用しながら、ＦＦＴウインドウのタイミングが決定される。ＦＦＴウインドウは、通常、マッチトフィルタによる相互相関や、ガードインターバル区間を利用した自己相関によって導出されている。一般的に、マッチトフィルタによって検出された相関値のピークのタイミングや、ピークのタイミングの前方のタイミングが、ＦＦＴウインドウとして決定される。しかしながら、ガードインターバルを超える遅延波が存在したり、第一到来波よりも電力の大きい遅延波が存在現するような場合、相関値のピークに対応したタイミングが、必ずしも最適なＦＦＴウインドウにならない。また、マッチトフィルタの相関値のピークに対して、所定の条件を設定してＦＦＴウインドウを決めようとしても、多様な伝搬路特性に適した条件の設定は、一般的に困難である。

本発明者はこうした状況を認識して、本発明をなしたものであり、その目的は多様な伝搬特性に対応したＦＦＴウインドウを設定する受信技術を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、データ区間とガードインターバル区間とを少なくとも含んだシンボルの連続によって形成されるバースト信号であって、かつ先頭部分のシンボルに含まれるデータ区間に既知のデータが配置されつつ、後続部分のシンボルに含まれるデータ区間に逆フーリエ変換されたデータが配置されるバースト信号を受信する受信部と、受信部において受信したバースト信号と、既知のデータとの相関値を計算するマッチトフィルタと、マッチトフィルタによって計算された相関値に対して、ガードインターバル区間をもとにした期間での移動平均を計算する移動平均部と、移動平均部によって計算された移動平均の値から、シンボルの開始タイミングを検出する検出部と、検出部によって検出されたシンボルの開始タイミングをもとに、受信部において受信したバースト信号のうち、後続部分のシンボルに対してフーリエ変換を実行するフーリエ変換部と、を備える。

この態様によると、ガードインターバル区間に含まれる成分の電力が大きくなるように、シンボルの開始タイミングを検出するので、ガードインターバル区間に含まれない干渉波の成分を小さくでき、伝搬特性に適応したシンボルの開始タイミングを決定できる。

移動平均部は、ガードインターバル区間をもとにした期間として、ガードインターバル区間以下となる期間を設定してもよい。この場合、ガードインターバル区間に含まれない干渉波の成分を除外しながら、シンボルの開始タイミングを決定できる。

検出部は、移動平均部によって計算された移動平均の値のピークを特定する手段と、特定した移動平均の値のピークに対応したタイミングをもとに、シンボルの開始タイミングを検出する手段とを含んでもよい。この場合、移動平均処理とピーク検出によって構成されるので、処理を簡易にできる。

検出部は、シンボルの期間によって規定されるロールカウンタを備えており、特定した移動平均の値のピークに対応したロールカウンタの値をシンボルの開始タイミングとしてもよい。この場合、ロールカウンタによって、シンボルの開始タイミングを生成するので、処理を簡易にできる。

本発明の別の態様は、受信方法である。この方法は、データ区間とガードインターバル区間とを少なくとも含んだシンボルの連続によって形成されるバースト信号であって、かつ先頭部分のシンボルに含まれるデータ区間に既知のデータが配置されつつ、後続部分のシンボルに含まれるデータ区間に逆フーリエ変換されたデータが配置されるバースト信号を受信する受信方法であって、受信したバースト信号と既知のデータとの間において計算した相関値に対して、ガードインターバル区間をもとにした期間での移動平均を計算するステップと、計算した移動平均の値から、シンボルの開始タイミングを検出するステップと、検出したシンボルの開始タイミングをもとに、受信したバースト信号のうち、後続部分のシンボルに対してフーリエ変換を実行するステップと、を備える。

移動平均を計算するステップは、ガードインターバル区間をもとにした期間として、ガードインターバル区間以下となる期間を設定してもよい。検出するステップは、計算された移動平均の値のピークを特定し、特定した移動平均の値のピークに対応したタイミングをもとに、シンボルの開始タイミングを検出してもよい。検出するステップは、シンボルの期間によって規定されるロールカウンタを使用しつつ、特定した移動平均の値のピークに対応したロールカウンタの値をシンボルの開始タイミングとしてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、その目的は多様な伝搬特性に対応したＦＦＴウインドウを設定できる。

本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式に対応した受信装置に関する。受信装置は、バースト信号を受信すると、ＦＦＴウインドウを決定する。ＦＦＴウインドウを決定するために、受信装置は、バースト信号の先頭部分に配置されたプリアンブルを使用する。すなわち、受信装置は、マッチトフィルタを備えており、受信したバースト信号と、予め設定されたプリアンブルとの相関値を計算することによって、相関値のピークをもとに、ＦＦＴウインドウを決定する。しかしながら、伝搬特性によっては、相関値のピークをもとに決定したＦＦＴウインドウが、最適なＦＦＴウインドウでない場合もある。例えば、伝搬特性として複数のパスが存在する場合、相関値のピークによって、複数のパスのうちのいずれかに適したＦＦＴウインドウが決定される可能性がある。その場合、決定されたＦＦＴウインドウが他のパスに適していなければ、他のパスが干渉波になりうる。その結果、ＦＦＴウインドウによってＦＦＴされたバースト信号の特性が悪化してしまう。本実施例に係る受信装置は、多様な伝搬特性に適したＦＦＴウインドウを決定するために、次のように動作する。

受信装置は、相関値を計算した後、相関値を移動平均する。その際、移動平均する期間は、ガードインターバル区間となるように設定される。すなわち、ガードインターバル区間に含まれる相関値の強度を導出する。さらに、受信装置は、移動平均した相関値のピークを検出し、検出したピークからＦＦＴウインドウを決定する。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式において、ガードインターバル区間に含まれないパスは干渉波となってしまうので、ガードインターバルの区間に含まれるパスの電力が大きくなるように、ＦＦＴウインドウを決定する。

図１は、実施例に係る通信システム１００の構成を示す。通信システム１００は、送信装置１０、受信装置１２を含む。また、送信装置１０は、ベースバンド変調部１４、アップコンバータ１６、符号発生部１８、周波数シンセサイザ２０、送信用アンテナ２２を含み、受信装置１２は、受信用アンテナ２４、ダウンコンバータ２６、同期捕捉部２８、符号発生部３０、周波数シンセサイザ３２、ベースバンド復調部３４、制御部３６を含む。また信号として、ベースバンド信号２００、同期バターン信号２０２、同期タイミング信号２０４を含む。

ベースバンド変調部１４は、ＰＳＫ、ＭＳＫ、ＯＦＤＭ等の変調方式にもとづいてデータ信号を変調する。また、ベースバンド変調部１４は、バースト信号の先頭部分にプリアンブルを配置する。バースト信号のフォーマット、およびプリアンブルの構成は、後述する。符号発生部１８は、擬似ランダム符号信号を生成し、周波数シンセサイザ２０は、擬似ランダム符号信号にもとづいて、ランダムにホッピングする搬送波を生成する。アップコンバータ１６は、ランダムにホッピングする搬送波によって、変調した信号を周波数ホッピングさせる。送信用アンテナ２２は、周波数ホッピングした信号を送信する。受信用アンテナ２４は、送信用アンテナ２２から送信された信号を受信する。周波数シンセサイザ３２は、周波数シンセサイザ２０と同様にランダムにホッピングする搬送波を生成し、ダウンコンバータ２６は、ランダムにホッピングした搬送波によって、受信した信号を周波数変換する。周波数変換した信号は、ベースバンド信号２００として出力する。

ここで、周波数シンセサイザ２０で生成された搬送波の周波数ホッピングパターンと周波数シンセサイザ３２で生成された搬送波の周波数ホッピングパターンが一致すれば、ダウンコンバータ２６は、正確に受信した信号を周波数変換できるが、一致しなければ周波数変換できない。そのため、同期捕捉部２８は、受信した信号を正確に周波数変換できるように、周波数シンセサイザ３２で生成される搬送波の周波数ホッピングパターンを受信した信号の周波数ホッピングパターンに同期させる。ホッピングパターンの同期に関する指示信号は、同期バターン信号２０２として出力する。さらに、同期捕捉部２８は、受信した信号に対するＦＦＴウインドウを決定し、決定したＦＦＴウインドウを同期タイミング信号２０４として出力する。

ベースバンド復調部３４は、同期捕捉部２８によって決定されたＦＦＴウインドウをもとに、バースト信号に対して、復調処理を実行する。復調処理は、ベースバンド変調部１４での変調処理に対応するようになされており、例えば、ＦＦＴを含む。

図２（ａ）−（ｄ）は、実施例に係るバーストフォーマットの構成を示す。図２（ａ）は、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式におけるバーストフォーマットを示している。横軸は時間である。フレームはプリアンブル部、ヘッダ部、データ部に大別されている。プリアンブル部は、図中の「ＰＬＣＰ Ｐｒｅａｍｂｌｅ」に相当し、ヘッダ部は、図中の「ＰＬＣＰ Ｈｅａｄｅｒ」に相当し、データ部は、図中の「Ｆｒａｍｅ Ｐａｙｌｏａｄ」に相当する。また、それぞれの部分は、図示した伝送レートによって送信されている。図２（ｂ）は、「ＰＬＣＰ Ｐｒｅａｍｂｌｅ」の構成を示す。プリアンブル部は、「ＰＳプリアンブル」、「ＦＳプリアンブル」、「ＣＥプリンアンブル」を含む。また、「ＰＳプリアンブル」、「ＦＳプリアンブル」、「ＣＥプリンアンブル」は、それぞれ「２１ＯＦＤＭシンボル」、「３ＯＦＤＭシンボル」、「６ＯＦＤＭシンボル」によって構成されている。特に、ＦＦＴウインドウの決定には、「ＰＳプリアンブル」が使用される。

図２（ｃ）は、ＯＦＤＭシンボルの構成を示す。ＯＦＤＭシンボルは３１２．５ｎｓｅｃの期間を有している。これは、５２８Ｍｂｐｓのサンプルレートでの１６５サンプルに相当する。ＯＦＤＭシンボルのうち、前方の２４２．４２ｎｓｅｃにおいて、プリアンブルあるいはＯＦＤＭデータが配置され、後方の７０．０８ｎｓｅｃのおいて、「０」が挿入される。このゼロパッド区間は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルに相当する。なお、７０．０８ｎｓｅｃのゼロパッド期間のうち、末尾の９．４７ｎｓｅｃは、周波数切りかえのためのスイッチ期間として規定されている。そのため、ガードインターバルの期間は、６０．６１ｎｓｅｃとして規定されている。スイッチ期間は、５サンプルに相当し、ガードインターバルの期間は、３２サンプルに相当する。

図２（ｄ）は、ガードインターバルの概念を示す。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格等においては、ＯＦＤＭデータ区間の前段に、ガードインターバルが配置されている。また、ガードインターバルの値には、ＯＦＤＭデータの一部の値が使用されている。本実施例に係るＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、図２（ｃ）のごとく、ＯＦＤＭデータの後段にゼロパッド区間が配置されている。しかしながら、図２（ｄ）のごとく、受信したＯＦＤＭシンボルのうち、ゼロパッド区間のデータは、ＯＦＤＭデータに加算されてから、ＦＦＴされる。そのため、サイクリック・プレフィックスと同様に、マルチパスによる干渉が等化される。

図３（ａ）−（ｅ）は、実施例に係るホッピング周波数とホッピングパターンを示す。ここでは、ＵＷＢを対象にする。図３（ａ）は、対象とするホッピング周波数を示す。ここでは、周波数「ｆ１」、「ｆ２」、「ｆ３」を使用する。図３（ｂ）は、第１のホッピングパターンを示す。６シンボルの期間に「ｆ１」→「ｆ２」→「ｆ３」→「ｆ１」→「ｆ２」→「ｆ３」と周波数ホッピングする。ここで、それぞれのシンボルのタイミングを「Ｓ１」から「Ｓ３」で示す。

図３（ｃ）は、第２のホッピングパターンを示す。６シンボルの期間に「ｆ１」→「ｆ３」→「ｆ２」→「ｆ１」→「ｆ３」→「ｆ２」と周波数ホッピングする。図３（ｄ）は、第３のホッピングパターンを示す。６シンボルの期間に「ｆ１」→「ｆ１」→「ｆ２」→「ｆ２」→「ｆ３」→「ｆ３」と周波数ホッピングする。図３（ｅ）は、第４のホッピングパターンを示す。６シンボルの期間に「ｆ１」→「ｆ１」→「ｆ３」→「ｆ３」→「ｆ２」→「ｆ２」と周波数ホッピングする。

図４は、同期捕捉部２８の構成を示す。同期捕捉部２８は、マッチトフィルタ４０、移動平均部４２、検出部４４を含む。なお、前述のごとく、同期捕捉部２８は、ホッピングパターンを同期させる機能も有するが、ここでは、当該機能の説明を省略し、ＦＦＴウインドウの検出の機能を説明する。すなわち、ホッピングパターンは、既に同期されているものとする。

マッチトフィルタ４０は、ベースバンド信号２００を入力する。ベースバンド信号２００は、前述のごとく、ＯＦＤＭデータ区間とゼロパッド区間とを含んだＯＦＤＭシンボルの連続によって形成されるバースト信号である。また、ゼロパッド区間は、実質的にガードインターバル区間を含むので、ベースバンド信号２００は、ＯＦＤＭデータ区間とガードインターバル区間を少なくとも含んだＯＦＤＭシンボルの連続によって形成されるバースト信号といってもよい。また、ベースバンド信号２００では、先頭部分のＯＦＤＭシンボルに含まれるＯＦＤＭデータ区間にプリアンブルが配置されつつ、後続部分のＯＦＤＭシンボルに含まれるＯＦＤＭデータ区間にＩＦＦＴされたデータが配置される。なお、前述のごとく、プリアンブルは、ＯＦＤＭ変調されていない。

マッチトフィルタ４０は、ベースバンド信号２００と、プリアンブルとの相関値２０６を計算する。マッチトフィルタ４０は、複数のタップを有し、複数のタップの係数にプリアンブルを設定する。また、図３（ａ）に示したような複数のホッピング周波数のうち、所定のホッピング周波数、例えば、「ｆ１」のみに対応した信号のみを入力する。移動平均部４２は、マッチトフィルタ４０によって計算された相関値２０６に対して、ガードインターバル区間をもとにした期間での移動平均を計算する。ここで、ガードインターバル区間は３２サンプルに相当するので、移動平均部４２は、３２サンプルにわたって、相関値２０６を移動平均する。

検出部４４は、移動平均部４２によって計算された移動平均の値から、ＦＦＴウインドウ、すなわちＯＦＤＭシンボルの開始タイミングを検出する。そのために、検出部４４は、移動平均部４２によって計算された移動平均の値のピークを特定する。さらに、検出部４４では、特定した移動平均の値のピークに対応したタイミングが、ＯＦＤＭシンボルの開始タイミングとなるように、ＦＦＴウインドウのタイミングを決定する。なお、検出部４４は、ＯＦＤＭシンボルの期間によって規定されるロールカウンタを備えていてもよい。前述のごとく、ＯＦＤＭシンボルは、１６５サンプルによって構成されているので、ロールカウンタは、「１」から「１６５」の値をカウントする。さらに、特定した移動平均の値のピークに対応したロールカウンタの値が、シンボルの開始タイミングとなるように、ＦＦＴウインドウが決定される。最終的に、検出部４４は、決定したＦＦＴウインドウを同期タイミング信号２０４として出力する。なお、簡単のために、ベースバンド信号２００のオーバサンプル数を「１」とする。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされた通信機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

図５は、マッチトフィルタ４０の構成を示す。マッチトフィルタ４０は、バッファ５０と総称される第１バッファ５０ａ、第２バッファ５０ｂ、第Ｍバッファ５０ｍ、乗算部５２と総称される第１乗算部５２ａ、第２乗算部５２ｂ、第Ｍ乗算部５２ｍ、加算部５４、参照信号バッファ６０を含む。

参照信号バッファ６０は、ＰＳプリアンブル信号のレプリカをタップ係数として記憶する。ベースバンド信号２００はバッファ５０に順次記憶される。前述のごとく、ＯＦＤＭデータ数は１２８なので、バッファ５０は１２８ステップのシフトレジスタによって構成されている。参照信号バッファ６０に格納されたタップ係数と、バッファ５０に記憶された１２８個のベースバンド信号２００との間の相関値が、乗算部５２と加算部５４によって算出される。乗算部５２は、バッファ５０に記憶されていた１２８個のベースバンド信号２００とタップ係数を乗算し、加算部５４は乗算結果を加算する。

図６は、ベースバンド復調部３４の構成を示す。ベースバンド復調部３４は、ＦＦＴ部７０、トラッキング部７４、デインタリーブ部７６、ビタビ復号部７８、デスクランブル部８０を含む。

ＦＦＴ部７０は、検出部４４によって検出されたＦＦＴウインドウをもとに、ベースバンド信号２００のうち、プリアンブルの後続のＯＦＤＭシンボルに対してフーリエ変換を実行する。すなわち、ＦＦＴ部７０は、時間領域の信号として規定されたベースバンド信号２００を周波数領域の信号に変換する。その際、ＦＦＴ部７０は、ＦＦＴウインドウによってＯＦＤＭデータ区間を特定し、図２（ｄ）のゼロパッド区間に対する処理を実行する。等化部７２は、周波数領域の信号に対して、等化を実行する。トラッキング部７４は、ペイロードの期間におけるキャリアやクロックタイミングのオフセットを補償するように、補正を実行する。デインタリーブ部７６、ビタビ復号部７８、デスクランブル部８０は、図１の送信装置１０に対応するように、デインタリーブ、ビタビ復号、デスクランブルを実行する。ここで、等化部７２からデスクランブル部８０の処理は、公知の技術によってなされててもよいので、説明を省略する。

図７は、同期捕捉部２８が単一周波数で信号を受信する期間を示す。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、図３（ｂ）から（ｅ）に示したように、第１のホッピングパターンから第４のホッピングパターンによって周波数ホッピングがなされる。前述のごとく、ホッピングパターンの同期が確立していない段階において、受信装置１２は、例えば「ｆ１」のホッピング周波数に固定し、受信を開始する。以下、第１のホッピングパターンあるいは第２のホッピングパターンに対して、ひとつのホッピング周波数が使用されている場合を説明する。ホッピング周波数が一定に保たれていると、同期捕捉部２８では、図７のように３ＯＦＤＭシンボル毎に受信シンボルが出現する。このような受信波形であるので、所定の受信シンボルは、前後のＯＦＤＭシンボルからの干渉を低減できる。また、ホッピングパターンの同期が確立した場合も、異なったホッピング周波数間における干渉は、低減される。

図８（ａ）−（ｐ）は、同期捕捉部２８におけるＦＦＴウインドウ検出結果と受信特性の関係を示す。図８（ａ）−（ｄ）は、異なったパスによって受信されたＯＦＤＭシンボルを示す。すなわち、図８（ａ）が先行波に相当したパスであり、図８（ｂ）−（ｄ）は、遅延波に相当したパスである。また、図８（ｂ）から図８（ｄ）になるにしたがって、遅延波の遅延時間が大きくなる。ここで、図８（ａ）−（ｄ）は、パス１から４と呼ばれる。なお、４つのパスの受信強度は、同レベルであるとする。簡単に説明するため、１ＯＦＤＭシンボルは１２サンプルとし、そのうちの９サンプルはＯＦＤＭデータとし、残り３サンプルはガードインターバル区間とする。周波数切りかえのためのスイッチ期間は省略する。ここで、図８（ａ）−（ｄ）に対して、異なる３つのタイミングに、ＦＦＴウインドウが決定されている。それらのＦＦＴウインドウは、「Ａ」、「Ｂ」、「Ｃ」と示される。

図８（ｅ）−（ｈ）は、ＦＦＴウインドウ「Ａ」によって、図８（ａ）−（ｄ）に示されたＯＦＤＭシンボルをＦＦＴしたときの結果を示す。図８（ｅ）より、パス１は、完全な形でＦＦＴされる。しかしながら、図８（ｆ）から（ｈ）より、その他の３つパスについては、不完全な形でＦＦＴされるので、復調特性が悪化する可能性がある。図８（ｉ）−（ｌ）は、ＦＦＴウインドウ「Ｂ」によって、図８（ａ）−（ｄ）に示されたＯＦＤＭシンボルをＦＦＴしたときの結果を示す。図８（ｊ）、（ｋ）より、パス２とパス３は、完全な形でＦＦＴされる。一方、図８（ｉ）、（ｌ）より、パス１とパス４は、不完全な形でＦＦＴされるが、ＦＦＴウインドウ「Ａ」によってＦＦＴする場合よりも、復調特性は改善する。図８（ｍ）−（ｐ）は、ＦＦＴウインドウ「Ｃ」によって、図８（ａ）−（ｄ）に示されたＯＦＤＭシンボルをＦＦＴしたときの結果を示す。ＦＦＴウインドウ「Ａ」によってＦＦＴする場合と同様の復調特性が得られる。以上の結果、ＦＦＴウインドウ「Ｂ」が、図８（ａ）−（ｄ）のような伝搬特性に適したＦＦＴウインドウであるといえる。しかしながら、相関値をもとにＦＦＴウインドウを検出すれば、ＦＦＴウインドウ「Ａ」が検出される場合もある。

図９（ａ）−（ｆ）は、同期捕捉部２８におけるＦＦＴウインドウの検出の概要を示す。図９（ａ）−（ｄ）は、図８（ａ）−（ｄ）と同一であるので、説明を省略する。図９（ｅ）は、マッチトフィルタ４０によって計算された相関値２０６を示す。ここで、バッファ５０の数は、「９」であるとする。すなわち、９タップのマッチトフィルタ４０を想定する。図示のごとく、相関値２０６は、４つのパスに対応するように、４つのピークを有する。図９（ｆ）は、移動平均部４２における移動平均の結果を示す。ここで、移動平均は、「３」つのサンプルにわたってなされるものとする。図示のごとく、ひとつの移動平均の結果のピークが、ふたつのサンプル間にわたって、観測される。検出部４４は、移動平均の結果のピークを基準にＦＦＴウインドウを決定する。その結果、図８（ａ）−（ｐ）におけるＦＦＴウインドウ「Ｂ」と同様のＦＦＴウインドウのタイミングが得られる。以上の処理によって、復調特性を改善できる。

図１０（ａ）−（ｐ）は、同期捕捉部２８におけるＦＦＴウインドウ検出結果と受信特性の別の関係を示す。これらは、第３のホッピングパターンと第４のホッピングパターンの場合に対応する。すなわち、連続したＯＦＤＭシンボルが、同一のホッピング周波数を使用する場合である。そのため、図８（ａ）−（ｐ）の場合と比較して、ＯＦＤＭシンボル間の干渉が大きくなっている。図１０（ａ）−（ｄ）は、図８（ａ）−（ｄ）に対応する。図示のごとく、ふたつのＯＦＤＭシンボルが連続して受信されている。ここで、図１０（ａ）−（ｄ）に対して、異なる３つのタイミングに、ＦＦＴウインドウが決定されている。それらのＦＦＴウインドウは、「Ａ」、「Ｂ」、「Ｃ」と示される。

図１０（ｅ）−（ｈ）は、ＦＦＴウインドウ「Ａ」によって、図１０（ａ）−（ｄ）に示されたＯＦＤＭシンボルをＦＦＴしたときの結果を示す。図１０（ｅ）より、パス１は、完全な形でＦＦＴされる。しかしながら、図１０（ｆ）から（ｈ）より、その他の３つパスについては、不完全な形でＦＦＴされるので、復調特性が悪化する可能性がある。図１０（ｉ）−（ｌ）は、ＦＦＴウインドウ「Ｂ」によって、図１０（ａ）−（ｄ）に示されたＯＦＤＭシンボルをＦＦＴしたときの結果を示す。図１０（ｊ）、（ｋ）より、パス２とパス３は、完全な形でＦＦＴされる。一方、図１０（ｉ）、（ｌ）より、パス１とパス４は、不完全な形でＦＦＴされるが、ＦＦＴウインドウ「Ａ」によってＦＦＴする場合よりも、復調特性は改善する。図１０（ｍ）−（ｐ）は、ＦＦＴウインドウ「Ｃ」によって、図１０（ａ）−（ｄ）に示されたＯＦＤＭシンボルをＦＦＴしたときの結果を示す。ＦＦＴウインドウ「Ａ」によってＦＦＴする場合と同様の復調特性が得られる。以上の結果、ＦＦＴウインドウ「Ｂ」が、図１０（ａ）−（ｄ）のような伝搬特性に適したＦＦＴウインドウであるといえる。このような結果に対して、同期捕捉部２８は、図９（ａ）−（ｆ）のごとく、ＦＦＴウインドウ「Ｂ」を検出する。

図１１（ａ）−（ｃ）は、検出部４４におけるタイミング生成の概要を示す図である。なお、説明を簡潔にするために、これまでと同様にＯＦＤＭデータの数を９サンプルとし、ガードインターバルの区間を３サンプルとする。図１１（ａ）は、移動平均部４２における移動平均の結果を示しており、検出部４４の入力信号に相当する。図１１（ｂ）は、検出部４４に含まれたロールカウンタの値を示す。ひとつのＯＦＤＭシンボルは、「１２」サンプルによって構成されるので、ロールカウンタの値は、「１」から「１２」の値を有する。また、図１１（ａ）におけるピークは、ロールカウンタの値「７」のタイミングにおいて検出される。図１１（ｃ）は、検出部４４によって生成されるタイミング信号を示す。検出部４４は、図示のごとく、ひとつのＯＦＤＭシンボルにおいて、ロールカウンタの値「７」のタイミングを示すようなタイミング信号を生成する。タイミング信号は、ＦＦＴウインドウの開始タイミングを示しており、前述の同期タイミング信号２０４に相当する。

以上の構成による同期捕捉部２８の動作を説明する。マッチトフィルタ４０は、ベースバンド信号２００とプリアンブルとの相関値を計算し、相関値２０６を出力する。移動平均部４２は、ガードインターバルの区間に相当した期間にわたって、相関値２０６に対する移動平均を計算する。検出部４４は、移動平均部４２における移動平均の値のピークを検出する。また、検出部４４は、検出したピークからＦＦＴウインドウを決定する。さらに、検出部４４は、決定したＦＦＴウインドウを同期タイミング信号２０４として出力する。

本発明の実施例によれば、伝搬特性が変動する場合であっても、適切なＦＦＴウインドウを決定できるので、復調特性を向上できる。また、ＦＦＴウインドウを決定する際に、特定の条件の設定などの処理を不要にできる。また、移動平均処理を実行するので、ノイズレベルを小さくできる。また、特定の条件の設定などの処理を不要にできつつ、ノイズレベルを小さくできるので、ＦＦＴウインドウの検出精度を向上できる。また、ガードインターバル区間に含まれるパスの電力が大きくなるように、ＦＦＴウインドウを検出するので、ガードインターバル区間に含まれないパスの成分を小さくできる。また、ガードインターバル区間に含まれないパスの成分を小さくできるので、復調特性を向上できる。また、ガードインターバル区間に含まれない干渉波の成分を考慮せずに、ＦＦＴウインドウを決定できる。また、その結果、復調特性を向上できる。また、移動平均処理とピーク検出によって構成されるので、処理を簡易にできる。また、ロールカウンタによって、ＦＦＴウインドウを生成するので、処理を簡易にできる。

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本発明の実施例において、移動平均部４２は、ガードインターバル区間をもとにした期間として、ガードインターバル区間を設定していた。しかしながらこれに限らず例えば、移動平均部４２は、ガードインターバル区間をもとにした期間として、ガードインターバル区間より短い期間を設定してもよい。本変形例によれば、移動平均部４２の設計の自由度が増加する。つまり、ガードインターバルの区間よりも長いような干渉波が、除外されればよい。

実施例に係る通信システムの構成を示す図である。 図２（ａ）−（ｄ）は、実施例に係るバーストフォーマットの構成を示す図である。 図３（ａ）−（ｅ）は、実施例に係るホッピング周波数とホッピングパターンを示す図である。 図１の同期捕捉部の構成を示す図である。 図４のマッチトフィルタの構成を示す図である。 図１のベースバンド復調部の構成を示す図である。 図１の同期捕捉部が単一周波数で信号を受信する期間を示す図である。 図８（ａ）−（ｐ）は、図１の同期捕捉部におけるＦＦＴウインドウ検出結果と受信特性の関係を示す図である。 図９（ａ）−（ｆ）は、図１の同期捕捉部におけるＦＦＴウインドウの検出の概要を示す図である。 図１０（ａ）−（ｐ）は、図１の同期捕捉部におけるＦＦＴウインドウ検出結果と受信特性の別の関係を示す図である。 図１１（ａ）−（ｃ）は、図４の検出部におけるタイミング生成の概要を示す図である。

符号の説明

１２ 受信装置、 ２４ 受信用アンテナ、 ２６ ダウンコンバータ、 ２８ 同期捕捉部、 ３０ 符号発生部、 ３２ 周波数シンセサイザ、 ３４ ベースバンド復調部、 ３６ 制御部、 ４０ マッチトフィルタ、 ４２ 移動平均部、 ４４ 検出部、 １００ 通信システム。

Claims (5)

1. データ区間とガードインターバル区間とを少なくとも含んだシンボルの連続によって形成されるバースト信号であって、かつ先頭部分のシンボルに含まれるデータ区間に既知のデータが配置されつつ、後続部分のシンボルに含まれるデータ区間に逆フーリエ変換されたデータが配置されるバースト信号を受信する受信部と、
   前記受信部において受信したバースト信号と、既知のデータとの相関値を計算するマッチトフィルタと、
   前記マッチトフィルタによって計算された相関値に対して、ガードインターバル区間をもとにした期間での移動平均を計算する移動平均部と、
   前記移動平均部によって計算された移動平均の値から、シンボルの開始タイミングを検出する検出部と、
   前記検出部によって検出されたシンボルの開始タイミングをもとに、前記受信部において受信したバースト信号のうち、後続部分のシンボルに対してフーリエ変換を実行するフーリエ変換部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記移動平均部は、ガードインターバル区間をもとにした期間として、ガードインターバル区間以下となる期間を設定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記検出部は、前記移動平均部によって計算された移動平均の値のピークを特定する手段と、特定した移動平均の値のピークに対応したタイミングをもとに、シンボルの開始タイミングを検出する手段とを含むことを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
4. 前記検出部は、シンボルの期間によって規定されるロールカウンタを備えており、特定した移動平均の値のピークに対応したロールカウンタの値をシンボルの開始タイミングとすることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. データ区間とガードインターバル区間とを少なくとも含んだシンボルの連続によって形成されるバースト信号であって、かつ先頭部分のシンボルに含まれるデータ区間に既知のデータが配置されつつ、後続部分のシンボルに含まれるデータ区間に逆フーリエ変換されたデータが配置されるバースト信号を受信する受信方法であって、
   受信したバースト信号と既知のデータとの間において計算した相関値に対して、ガードインターバル区間をもとにした期間での移動平均を計算するステップと、
   計算した移動平均の値から、シンボルの開始タイミングを検出するステップと、
   検出したシンボルの開始タイミングをもとに、受信したバースト信号のうち、後続部分のシンボルに対してフーリエ変換を実行するステップと、
   を備えることを特徴とする受信方法。

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