CN101741800B - 同步搜索方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同步搜索方法，包括以下步骤：计算接收信号的数据样本点的滞后自相关函数；根据滞后自相关函数确定数据样本点的时偏度量；根据时偏度量计算数据样本点的时偏θ和频偏ε的估计值和根据估计值或将接收信号与主同步信道P-SCH进行互相关，获取P-SCH符号的起点和半帧的起点。

Description

同步搜索方法

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种同步搜索方法。

背景技术

在无线蜂窝系统中，用户设备(User Equipment，UE)将尝试与网络连接，其中同步是第一个任务。众所周知，OFDM(OrthogonalFrequency-Division Multiplexing，正交频分多址)系统对于频偏和时偏是非常敏感的。在这里，频偏和时偏是指接收到的信号和用于信号解调的本地基准信号之间在频率和时间上的偏差。频偏和时偏可能由发射机和接收机的震荡器不匹配产生，也可由多普勒效应，多径传播等引起。频偏可以破坏子载波之间的正交性以及产生载波间的干扰(inter-carrier interference，ICI)和多址接入干扰，时偏可以导致严重的块间干扰(inter-block interference，IBI)。为了避免接收机性能的严重损害，频率和时间偏差必须精确地确定以及充分地补偿。这就是同步的主要任务。它是实现OFDM系统的关键技术之一。

在基于OFDM的LTE(Long Term Evolution，长期演进)系统中，整个同步过程是先作DL(Down Link，下行链路)同步然后作UL(Up Link，上行链路)同步。

下行同步：为了方便终端UE同步至网络，基站eNB(eNode-B)会周期性地发射SCH(Synchronization Channel，同步信道)信号和PBCH(Physical Broadcast Channel，物理广播信道)信号。UE将通过频率扫描和检测(通常是)最强的SCH信号来估算最初的时间和频率频偏。当这一点成功时，UE可在SCH和PBCH中读取一些最基本的系统信息如蜂窝编号(Cell ID(Identity，编号))，系统带宽等。在LTE中，部分基础信息，所谓的MIB(Master informationblock，主信息块)，经PBCH传播。MIB包含的信息包括蜂窝的下行带宽，PHICH(Physical HARQ(Hybrid Auto Repeat Request，混合自动重传请求)Indicator Channel，物理HARQ指示信道)的结构，SFN(System Frame Number，系统帧号)等。这些信息是UE完成连接所必须的。

上行同步：终端UE根据在下行同步时已获得的时间信息发射即所谓的PRACH(Physical Random Access Channel，物理随机接入信道)信号。基站eNB按接收到的PRACH信号，计算UE的传输时间。然后让UE相应修改发射时间，并鉴定UE的身份，进而完成粗同步。

在实现本发明过程中，发明人发现现有技术中同步搜索方案复杂度较高，效率较低。

发明内容

本发明旨在提供一种同步搜索方法，能够解决现有技术中同步搜索方案复杂度较高，效率较低的问题。

在本发明的实施例中，提供了一种同步搜索方法，包括以下步骤：

计算接收信号的数据样本点的滞后自相关函数；

根据滞后自相关函数确定数据样本点的时偏度量；

根据时偏度量计算数据样本点的时偏θ和频偏ε的估计值和

根据估计值或将接收信号与主同步信道P-SCH进行互相关，获取P-SCH符号的起点和半帧的起点。

在上述实施例中，在滞后自相关的基础上，通过确定数据样本点的时偏度量，进而根据时偏度量计算数据样本点的时偏θ和频偏ε的估计值和并根据估计值和将接收信号与主同步信道P-SCH进行互相关，获取P-SCH符号的起点和半帧的起点，降低了同步搜索的复杂度，提高了效率，克服了现有技术中同步搜索方案复杂度较高，效率较低的问题。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1示出了根据本发明一个实施例的带有两个接收(Rx)天线的OFDM接收机模块图；

图2示出了根据本发明一个实施例的3GPP LTE FDD的帧结构示意图；

图3示出了根据本发明一个实施例的同步搜索方法流程图；

图4示出了根据本发明一个实施例的LTE中常规CP的度量的叠加示意图；

图5示出了根据相关技术的基于P-SCH互相关方法示意图；

图6示出了根据本发明一个实施例的同步方法检测半帧的起点的示意图；

图7示出了根据图5和图6实施例的基于P-SCH互相关与本发明实施例的同步方法的性能比较示意图。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。

图1示出了根据本发明一个实施例的带有两个接收(Rx)天线的OFDM接收机模块图。通过完成粗同步可以计算所谓的帧开始(Begin of Frame，BOF)和载波频偏(Carrier Frequency Offset，CFO)。同时OFDM的符号起点(Begin of Symbol，BOS)也需确定。这里，除非另有指出，OFDM符号在时域中包括CP(CyclicPrefix，循环前缀)部分。因此BOS也就是CP的起点。确定BOS后，CP就能被适当的删除。通过DFT(Discrete FourierTransformation，离散型傅立叶变换)，信号从时域转换到频域。这样，信道的估计和均衡就能够容易地在频域中实现。

我们考虑一个DFT长度为N和CP长度为N_CP的OFDM系统。假定该系统完全同步，信道的CIR(Channel Impulse Response，信道脉冲响应)为h(l)(l＝0，1，...，N_ch-1，N_ch＝最大信道时延)。在清除CP后，接收到的时域基带信号r(n)在一个OFDM符号中可以表示为

$r\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{ch}}-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)s(n-l)+z\left(n\right),0\≤n\≤N-1---\left(1\right)$

其中z(n)为一个零均值的高斯加性白躁声(AWGN)，并与发射信号s(n)独立。

通过对s(n)，r(n)，h(n)和z(n)作N-点DFT变换，我们得S(k)，R(k)，H(k)，Z(k)。为此，我们有

R(k)＝H(k)S(k)+Z(k)，0≤k≤N-1      (2)

其中，N-点DFT定义为

$S\left(k\right)={\mathrm{DFT}}_N\left\{s\left(n\right)\right\}=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}---\left(3\right)$

这里我们假设一个多径传播信道。与信道的相干时间比，OFDM符号持续时间要大得多，这表明CIR至少在相邻的几个符号中保持不变。这对LTE来说是不争的事实。

现在考虑接收到的信号在多次取样周期T_s里有一个时偏θ，以及一个归一化的频偏CFOε＝NT_Sf_d(f_d＝CFO[Hz])，则接收到的信号为

$r\left(n\right)=e^{j\frac{2\mathrm{\πn\ϵ}}{N}}\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{ch}}-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)s(n-\mathrm{\θ}-l)+z\left(n\right),---\left(4\right)$

注意，这里我们省略了时偏的非整数部分以及载波的初始相位，因他们可被作为CIR的一部分来考虑。粗同步的任务是以接收信号r(n)以及一些已知的试点信号为基础，来估算θ和ε，即计算和一旦计算出和便能确定BOS(或BOF)和CFO，进而可确定蜂窝编号(ID)等。

在LTE中，有两种类型的循环前缀(CP)，即常规CP和扩展CP。在常规CP时，子载波的间距Δf＝15kHz，在扩展CP时，Δf＝15，7.5kHz。扩展CP一般用在时散环境中来处理长信道延时(如在大型蜂窝中)。Δf＝7.5kHz用于单频网中的多媒体广播(MBSFN)。虽然LTE中一个时隙(slot)的时间固定为0.5ms，但其中的无线帧(radio frame)的结构和CP长度是不同的。我们假定当Δf＝15kHz时，DFT的长度为N。

图2示出了根据本发明一个实施例的3GPP LTE FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)的帧结构示意图。常规CP，Δf＝15kHz：每个时隙有K_symb＝7个符号(如图2所示)。第一个符号有N+N_CP1个采样点(其CP长度为N_CP1)，其他的6个符号有N+N_CP2个采样点(其CP长度为N_CP2)。

扩展CP，Δf＝15kHz：每个时隙有K_symb＝6个符号，每个符号有N_symb＝N+N_eCP个采样点(其CP长度为N_eCP)。

扩展CP，Δf＝7.5kHz：每个时隙有K_symb＝3个符号，每个符号有相等的符号长度N_symb＝2N+2N_eCP(其CP长度为2N_eCP)。

在LTE中，我们有N_eCP＞N_CP1＞N_CP2。对于给定的采样率fs或采样周期T_s＝1/f_s，子载波间距Δf，DFT的大小和CP的长度就可以被确定。例如，一个5MHz带宽的LTE，f_s＝7.68MHz，Δf＝15kHz，我们就有N＝512，N_CP1＝40，N_CP2＝36，N_eCP＝128。

为了找出必要信息(如蜂窝ID，一个无线帧内的PBCH等)在接收信号中的位置，需要检测CP的长度。在这里，我们在基于滞后自相关的基础上提出一个低复杂度的检测方法。

图3示出了根据本发明一个实施例的同步搜索方法流程图，包括以下步骤：

S102，计算接收信号的数据样本点的滞后自相关函数；

S104，根据滞后自相关函数确定数据样本点的时偏度量；

S106，根据时偏度量计算数据样本点的时偏θ和频偏ε的估计值和

S108，根据估计值或将接收信号与主同步信道P-SCH进行互相关，获取P-SCH符号的起点和半帧的起点。

在本实施例中，在滞后自相关的基础上，通过确定数据样本点的时偏度量，进而根据时偏度量计算数据样本点的时偏θ和频偏ε的估计值和并根据估计值和将接收信号与主同步信道P-SCH进行互相关，获取P-SCH符号的起点和半帧的起点，降低了同步搜索的复杂度，提高了效率，克服了现有技术中同步搜索方案复杂度较高，效率较低的问题。

优选地，在上述方法中，计算接收信号的数据样本点的滞后自相关函数包括：根据接收信号的可用符号确定等价相关窗口，并根据等价相关窗口确定采样点的滞后自相关函数；

其中，0≤n≤N-1，N为接收信号的离散傅立叶变换的长度，θ和ε分别为数据样本点r(n)的时偏和频偏，h(l)为信道的整体信道脉冲响应，l＝0，1，...，N_ch-1，N_ch为最大信道时延，s(n)为发射信号，z(n)为与s(n)独立的零均值的高斯加性白躁声(Additive White Gaussion Noise，AWGN)。

优选地，在上述方法中，根据接收信号的可用符号确定等价相关窗口，并根据等价相关窗口确定采样点的滞后自相关函数包括：

$C_{\mathrm{AC}}\left(n\right)=\frac{1}{W}\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(n+m)r(n+P+m),$

其中C_AC(n)为滞后自相关函数，它可以写成其他形式，如 $C_{\mathrm{AC}}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(n+m)r(n+P+m)$ 或 $C_{\mathrm{AC}}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(n+m)r(n+P+m),$ 等。

W为滑动窗口的大小，W＝N_CP，N_CP为接收信号中一个符号的循环前缀的长度，P为滞后，P＝N。

优选地，在上述方法中，根据滞后自相关函数确定数据样本点r(n)的时偏度量包括：将滞后自相关函数C_AC(n)归一化得到

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{AC}}\left(n\right)=\frac{C_{\mathrm{AC}}\left(n\right)}{\sqrt{E_0\left(n\right)E_1\left(n\right)}},$

其中， $E_0\left(n\right)=\frac{1}{W}\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+m)\right|}^2,$ $E_1\left(n\right)=\frac{1}{W}\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+P+m)\right|}^2;$ 它们可以写成其他形式，如 $E_0\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+m)\right|}^2,$ $E_1\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+P+m)\right|}^2.$ 时偏度量Λ(n)＝|ρ_AC(n)|²，它可以写成其他形式，如Λ(n)＝|ρ_AC(n)|。当CP用于检测BOS时，通常可选取P＝N，W＝N_CP(N为DFT大小，N_CP为一个符号中的CP长度)。度量指标如|C_AC(n)|或|ρ_AC(n)|可用来检测BOS和CFO。

优选地，在上述方法中，当接收信号的可用符号为多个时，根据接收信号的可用符号确定等价相关窗口，并根据等价相关窗口确定采样点的滞后自相关函数包括：

$C_{\mathrm{AC}}^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{K_{\mathrm{symb}}{K}_{\mathrm{slot}}}\underset{l=0}{\overset{K_{\mathrm{symb}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K_{\mathrm{slot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{\mathrm{AC}}(n+{\mathrm{lN}}_{\mathrm{symb}}+{\mathrm{kN}}_{\mathrm{slot}}),$

它可以写成其他形式，如

$C_{\mathrm{AC}}^{\′}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{K_{\mathrm{symb}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K_{\mathrm{slot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{\mathrm{AC}}(n+{\mathrm{lN}}_{\mathrm{symb}}+{\mathrm{kN}}_{\mathrm{slot}})$

其中，n＝0，1，...，N_symb-1，K_slot为时隙的个数，K_symb为每个时隙的符号的个数，N_slot为每个时隙的采样点的个数，N_symb为每个符号的采样点的个数，C_AC(n)为K_slotK_symbN_CP个采样点的P-滞后相关函数。

优选地，在上述方法中，根据滞后自相关函数确定数据样本点r(n)的时偏度量包括：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{AC}}^{\′}\left(n\right)=\frac{C_{\mathrm{AC}}^{\′}\left(n\right)}{\sqrt{E_0^{\′}\left(n\right)E_1^{\′}\left(n\right)}},$

其中， $E_0^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{K_{\mathrm{symb}}{K}_{\mathrm{slot}}}\underset{l=0}{\overset{K_{\mathrm{symb}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K_{\mathrm{slot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_0(n+{\mathrm{lN}}_{\mathrm{symb}}+{\mathrm{kN}}_{\mathrm{slot}}),$

$E_1^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{K_{\mathrm{symb}}{K}_{\mathrm{slot}}}\underset{l=0}{\overset{K_{\mathrm{symb}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K_{\mathrm{slot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_1(n+{\mathrm{lN}}_{\mathrm{symb}}+{\mathrm{kN}}_{\mathrm{slot}});$

时偏度量Λ(n)＝|ρ′_AC(n)|²。

优选地，在上述方法中，根据时偏度量计算数据样本点r(n)的时偏θ和频偏ε的估计值和包括：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\arg \underset{n}{\max }\left\{\mathrm{\Λ}\left(n\right)\right\};$ $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\∠C_{\mathrm{AC}}\left(\widehat{\mathrm{\θ}}\right).$

归一化的相关函数(系数)不依赖于信号的能量，因此能抵抗时变衰落。请注意获得的数据|ρ_AC(n)|有时也叫做相关轮廓，是准周期的。在每个符号内，有一个峰值出现在CP的起点。尤其是当前噪声低没有信道延时的时候，峰值的位置刚好是理想的BOS。对于多径信道，峰值将被延时。延时的大小，由信道的延时带宽决定。由于窗口W＝N_CP的大小有限，这样求得的BOS对信道和噪声是非常敏感的。

为此，可以通过同时考虑多个符号来求BOS。总的来说，当有K个符号可用时，我们就有相当于KN_CP个采样点的CP作为等价相关窗口。

简单而言，假设有K_slot个时隙，每个时隙有K_symb个符号。每个时隙有N_slot个采样点，每个符号有N_symb个采样点，则等价相关窗口为K_slotK_symbN_CP个采样点的P-滞后相关可写为

$C_{\mathrm{AC}}^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{K_{\mathrm{symb}}{K}_{\mathrm{slot}}}\underset{l=0}{\overset{K_{\mathrm{symb}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K_{\mathrm{slot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{\mathrm{AC}}(n+{\mathrm{lN}}_{\mathrm{symb}}+{\mathrm{kN}}_{\mathrm{slot}})---\left(5\right)$

$E_0^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{K_{\mathrm{symb}}{K}_{\mathrm{slot}}}\underset{l=0}{\overset{K_{\mathrm{symb}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K_{\mathrm{slot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_0(n+{\mathrm{lN}}_{\mathrm{symb}}+{\mathrm{kN}}_{\mathrm{slot}})---\left(6\right)$

$E_1^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{K_{\mathrm{symb}}{K}_{\mathrm{slot}}}\underset{l=0}{\overset{K_{\mathrm{symb}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K_{\mathrm{slot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_1(n+{\mathrm{lN}}_{\mathrm{symb}}+{\mathrm{kN}}_{\mathrm{slot}})---\left(7\right)$

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{AC}}^{\′}\left(n\right)=\frac{C_{\mathrm{AC}}^{\′}\left(n\right)}{\sqrt{E_0^{\′}\left(n\right)E_1^{\′}\left(n\right)}}---\left(8\right)$

其中n＝0，1，...，N_symb-1。BOS和CFO的度量可以在公式(9)～(11)中用C′_AC(n)和ρ′_AC(n)替代C_AC(n)和ρ_AC(n)来计算。在计算出C_AC(n)，E₀(n)，E₁(n)(n＝0，1，...，K_slotK_symbN_symb-1)以后，我们即可按上式计算出C′_AC(n)，E′₀(n)，E′₁(n)(n＝0，1，...，N_symb-1)。值得注意的是在这样的情况下C_AC(n)的所有峰值被协调一致地叠加在一起。

优选地，在上述方法中，当符号为不等长符号时，设置W＝N_CP2，在每个时隙内的相同位置忽略或去除任何(N_CP1-N_CP2)相连的采样点。

对于不等长符号(如LTE中的常规CP)的情况，首先，设置滑动窗口长度W＝N_CP2，即较小的CP长度，并按公式(5)～(8)定义计算C_AC(n)，E₀(n)，E₁(n)。这样得到的C_AC(n)，E₀(n)，E₁(n)的长度(即其下标n的取值范围)为K_slot个时隙，每个时隙有N_slot采样点长。然后在每个时隙内的相同位置忽略或去除任何(N_CP1-N_CP2)相连的采样点。这样C_AC(n)，E₀(n)，E₁(n)的长度变为K_slot个时隙，每个时隙N_slot-(N_CP1-N_CP2)采样点长。换言之，每个时隙有K_symb＝7个符号，每个符号(N_CP2+N)采样点长。将这些值叠加后即可得到ρ′_AC(n)，之后可以求出和图4示出了根据本发明一个实施例的LTE中常规CP的度量的叠加示意图。仔细分析会发现，在这种情况下得到的即使在无噪环境中也有一定的模糊性。事实上，对于这样得到的其实际的BOS会在范围内(见图4)。如果忽略的(N_CP1-N_CP2)个样本处于实际的第一个符号内，那么这样得到的没有模糊性。当忽略的样本不在第一个符号里面时，BOS的度量的峰值会偏离其最大偏离为(N_CP1-N_CP2)个样本点。因(N_CP1-N_CP2)＜＜N_CP2，这样的偏离是可以接受的。

优选地，在上述方法中，还包括以下步骤：

设W＝N_CP2，P＝N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n＝0，1，...，N_symb-1；

检测时偏度量Λ(n)的宽度，如果宽度具有1～(N_CP1-N_CP2+1)个样本，则循环前缀为常规循环前缀；否则，循环前缀为扩展循环前缀；或

检测时偏度量Λ(n)的宽度，如果宽度具有较多个样本点，例如接近(N_eCP-N_CP2+1)个样本，则循环前缀为扩展循环前缀；否则，循环前缀为常规循环前缀。

优选地，在上述方法中，还可包括以下步骤：设W＝N_CP2，P＝N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n＝0，1，...，N_symb-1；

检测时偏度量Λ(n)的峰值Λ_CP2，max，如果该峰值大于设定阈值，则循环前缀为常规循环前缀；否则，循环前缀为扩展循环前缀。

其中阈值的大小与时偏度量的定义有关，一般可通过仿真或少量试验来确定。

优选地，在上述方法中，还可包括以下步骤：设W＝N_eCP，P＝N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n＝0，1，...，N_symb-1；

检测时偏度量Λ(n)的峰值Λ_eCP，max，如果该峰值大于设定阈值，则循环前缀为扩展循环前缀；否则，循环前缀为常规循环前缀。

其中阈值的大小一般可通过仿真或少量试验来确定。

优选地，在上述方法中，可包括以下步骤：

设W＝N_CP2，P＝N，确定时偏度量Λ_CP2(n)的峰值Λ_CP2，max，

设W＝N_eCP，P＝N，确定时偏度量Λ_eCP(n)的峰值Λ_eCP，max，

其中，n＝0，1，...，N_symb-1；

如果Λ_CP2，max＞Λ_eCP，max，或Λ_CP2，max-aΛ_eCP，max＞b(a，b为常数，可通过仿真或试验来确定)，则循环前缀为常规循环前缀；否则，循环前缀为扩展循环前缀。

优选地，在上述方法中，还包括以下步骤：设W＝2N_eCP，P＝2N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n＝0，1，...，N_symb-1；确定时偏度量Λ(n)的峰值Λ_2eCP，max，如果的峰值Λ_2eCP，max大于设定阈值，则循环前缀的长度Δf＝7.5KHz；否则，循环前缀的长度Δf＝15KHz。其中阈值的大小一般可通过仿真或试验来确定。

检测CP类型相当于检测不同的DFT大小和CP长度。这些能通过一个假设检验来完成。要检测CP是否属于Δf＝7.5KHz或者Δf＝15KHz，我们可以计算一个符号内的相关轮廓，比如对扩展CP用W＝2N_eCP，P＝2N来计算{Λ(n)；n＝0，1，...，N_symb-1}，。如果Λ(n)有显著的峰值，那么它就是Δf＝7.5KHz，否则是15KHz。原因是对于不合适的间隔P，CP不可能在作相关时与它在符号内相对应的样本重叠。因此当在P＝2N有峰值时，则在P＝N时没有峰值。相反，当在P＝N有峰值时，则在P＝2N没有峰值。

要区分常规CP和扩展CP，我们可以设W＝N_CP2，P＝N并计算度量指标{Λ(n)；n＝0，1，...，N_symb-1}。然后我们可以检测度量指标峰的宽度。对于常规CP，峰宽很狭窄，有1～(N_CP1-N_CP2+1)个样本。例如在7.68MHz采样率时，峰宽为1～5个样本。但是对扩展CP，峰宽将会有接近(N_eCP-N_CP2)+1个样本宽。在7.68MHz采样率时，这相当于85个样本。另外，我们也可以采用扩展CP的参数，W＝N_eCP，P＝N来作检测。当获得一个显著的大峰值，那么它就是扩展CP，相反为常规CP(常规CP有小峰值)。而峰值的位置就是所需要的BOS。

由此可见，通过适当的改进滞后自相关的方法，我们能同时检测BOS，CFO以及CP类型。知道了CP类型，相应地也就知道了OFDM符号的长度。

在公布的LTE第8板本(release 8)中，定义了504个蜂窝编号，每个编号可以表示为

$N_{\mathrm{ID}}^{\mathrm{cell}}=3N_{\mathrm{ID}}^{\left(1\right)}+N_{\mathrm{ID}}^{\left(2\right)}---\left(9\right)$

其中为蜂窝簇的ID，为一个簇中的物理层ID(有时也叫扇形ID)。

簇中的物理层和簇的信息由两个下行的SCH信号，即主同步信道P-SCH和辅同步信道S-SCH，携带。P-SCH和S-SCH均占有中心的72个子载波，在LTE中没有信号在直流(DC)子载波中传播(如图2)。每个无线帧的子帧0和子帧5均含有P-SCH和S-SCH。P-SCH是嵌入在最后一个OFDM符号中，而S-SCH则是嵌入在倒数第二个符号中的。为了方便，我们将无线帧分为两部分：前半帧有子帧0-4组成，后半帧由子帧5-9组成。从P-SCH的位置我们能得知半帧的起点，但不能确定该起点是否是无线帧的起点(即BOF)。在LTE中，能通过两个步骤来计算：

(1)检测哪个P-SCH被传输，即可得到

(2)基于P-SCH的位置和来确定S-SCH的位置，然后检测哪个S-SCH被传输，即可得到

初同步信号P-SCH选自于奇数的Zadoff-Chu(ZC)序列，其在频域的信号定义为：

$d_u\left(k\right)=e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;uk}(k+1)}{N_{\mathrm{ZC}}}}0\&le;k<N_{\mathrm{ZC}}---\left(10\right)$

其中N_ZC＝63为ZC序列的长度，u为ZC根指数且与N_ZC无大于1的公约数。ZC序列的一个特点是其自相关除有一个最大值1外其余皆为0。这对于同步来说是非常好的特性。在公布的LTE中，簇中的3个物理是通过P-SCH信号采用3个不同的ZC根指数u＝25，29，34来分别表示，因此求解意味着确定u。

为了找出P-SCH在接收信号中的位置，需在接收信号和P-SCH信号之间作互相关运算。互相关运算一般在时域中进行。如果BOS已知，也可以在频域中进行。这里我们以在时域中作互相关为例说明。首先产生3个P-SCH时域信号s_u(n)(u＝25，29，34)。若接收信号为r(n)，滑动窗口大小W＝N，则互相关系数通常可定义为

${\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{XC}}(n,u)=\frac{C_{\mathrm{XC}}(n,u)}{\sqrt{E_0\left(u\right)E_1\left(n\right)}}---\left(11\right)$

其中， $C_{\mathrm{XC}}(n,u)=\frac{1}{W}\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{s}_u^{*}\left(m\right)r(n+m)---\left(12\right)$

$E_0\left(u\right)=\frac{1}{W}\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|s_u\left(m\right)\right|}^2---\left(13\right)$

$E_1\left(n\right)=\frac{1}{W}\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(n+m)\right|}^2---\left(13\right)$

其相应的定时度量可表示为：

${\left|{\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{XC}}(n,u)\right|}^2=\frac{{\left|C_{\mathrm{XC}}(n,u)\right|}^2}{E_0\left(u\right)E_1\left(n\right)}---\left(15\right)$

这样，P-SCH位置和ZC根指数就能由下式获得

$(\hat{n},\hat{u})=\arg \underset{n,u}{\max }{\left|{\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{XC}}(n,u)\right|}^2---\left(16\right)$

与P-SCH类似，次同步信号S-SCH在频域中也仅有62个非0样本值。简言之，S-SCH信号是根据和产生的二进制序列(详见3GPP TS 36.211)。与P-SCH相反，S-SCH信号在子帧0和5是彼此不同的。实际上，这个特性就是用来区分子帧0和5的，从而识别出无线帧的起点BOF。

检测蜂窝簇意味着检测哪个S-SCH嵌入在了接收信号中。这可以通过S-SCH与接收信号进行互相关来确定。

在没有关于OFDM符号边界信息的情况下，粗步定时通常在DFT前即在时域中进行。这里，我们简短概述两种适用于LTE的定时方法：

基于CP的滞后自相关：如之前所述，以CP为基础的方法具有低复杂度，但只能检测CP的类型，BOS和CFO。而BOF以及蜂窝和则需额外计算：

基于P-SCH的互相关：基于P-SCH的互相关可以确定P-SCH的位置，因此可用来计算半帧的起点和BOS，及确定簇中的物理为了解决P-SCH是否在子帧0或5的疑问，需要利用S-SCH。另外，频率偏置CFO也不能从互相关参数中直接获得，需要额外计算。

载波频率偏置(CFO)能被分成整数频偏ε_I和小数频偏ε_F，即ε＝ε_I+ε_F(-1＜ε_F＜1)。ε_I引起所有子载波频移ε_IΔf，而ε_F则导致子载波间的干扰。通过基于自相关的方法能够在时域中计算出小数频偏ε_F。整数频偏ε_I则可以在频域中确定。具体如下：首先确定小数频偏以及在时域中进行相应的补偿，然后执行FFT(假设符号定时之前已获得)。因整数频偏会通过频域中信号的循环移位反映出来，故可通过互相关方法来确定并加以相应的补偿。

在此，许多同步方法可以结合到一起来改善计算的精确度。例如S-SCH的检测可同时用来检验已获得的P-SCH是否正确。

互相关为基础的方法通常有很好的性能，但计算量极大，因为度量，比如说在方程(12)给出的|C_CX(n，u)|²需要对每个样本n进行计算。另外一方面，E₀(n)是一常量，可以离线计算。

我们注意到能量，如E₁(n)，可以进行递归计算

WE₁(n+1)＝WE₁(n)-|r(n)|²+|r(n+W)|²       (17)

例如，对带宽为20MHz的LTE系统(30.72的采样率)，我们有W＝N＝2408。因为E₁(n)和|r(n)|²在之前已经计算过，计算方程(17)中的E₁(n+1)只需3个MAC(multiply-accumulate乘法累加)。这相当于每秒3·30.72·106≈93·10⁶MAC。这样复杂度的算法是不难实现的。

对于互相关，假定计算每个n和u的C_XC(n，u)需4·W个MAC，即每秒4·W·30.72·10⁶≈252·10⁹MAC。对于3个不同的u，总的计算复杂度将高达每秒756·10⁹MAC。这样的一个计算复杂度是软件解决方案一般无法达到的。

相反地，基于CP和P-SCH的滞后自相关具有低复杂度，因为除了E₀(u)和E₁(n)，C_AC(n)也能递归计算

WC_AC(n+1)＝WC_AC(n)-r^*(n)r(n+P)+r^*(n+W)r(n+P+W)(18)

注意到C_AC(n)和r^*(n)r(n+P)此前已经计算过，因此，计算C_AC(n+1)只需要约6个MAC。对于30.72MHz的采样率，一共需要每秒6·30.72·10⁶≈184·10⁶MAC。这样一个计算量在今天是很容易解决的。

优选地，在上述同步搜索方法中，根据估计值将接收信号与主同步信道P-SCH进行互相关，获取P-SCH符号的起点和半帧的起点包括：

在估计值及位置处，将接收信号与P-SCH进行互相关，将相关轮廓峰值的位置作为P-SCH符号的起点；通过P-SCH符号的起点获取半帧的起点。

优选地，在上述同步搜索方法中，根据估计值将接收信号与主同步信道P-SCH进行互相关，获取P-SCH符号的起点和半帧的起点包括：

在估计值及位置处，将接收信号进行快速傅立叶变换后与P-SCH作互相关，将相关轮廓峰值的位置作为P-SCH符号的起点；通过P-SCH符号的起点获取半帧的起点。

图5示出了根据相关技术的基于P-SCH互相关方法示意图；图6示出了根据本发明一个实施例的同步方法检测半帧的起点的示意图；图7示出了根据图5和图6实施例的基于P-SCH互相关与本发明实施例的同步方法的性能比较示意图。

在LTE中，一个5ms的半帧有10个子帧共70个OFDM符号。注意半帧的起点是一个BOS，但是BOS不一定是半帧的起点。对于所有70个BOS’s邻近区域，相关轮廓峰值的位置就是所要得到的半帧的起点，此起点也是一个更精确的BOS。注意到嵌入在接收信号中的P-SCH此时也被检测出来，故蜂窝也就知道了。另外，这个步骤也可在频域中执行，也就是说，首先在接收信号所有的BOS位置及其邻区处作FFT，使其转换到频域。然后将这些频域内的符号与P-SCH在频域作互相关。其相关轮廓的峰值就在P-SCH符号的起点。

从以上的描述中，可以看出，本发明上述的实施例实现了如下技术效果：

由于与P-SCH的互相关不是在所有的接收信号样本点进行，而只是在BOS的位置及其邻近区域进行(见图6)，总的计算量大大减少。完全可用软件解决方案实现。根据我们的模拟，这个低复杂度的粗同步方案，具有与基于P-SCH互相关方法几乎同样的优越性能(见图7)。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (19)

1.一种同步搜索方法，其特征在于，包括以下步骤： 

计算接收信号的数据样本点的滞后自相关函数； 

根据所述滞后自相关函数确定所述数据样本点的时偏度量； 

根据所述时偏度量计算所述数据样本点的时偏θ或频偏ε的估计值或

根据所述估计值或将接收信号与主同步信道P-SCH进行互相关，获取所述P-SCH符号的起点和半帧的起点； 

其中，计算接收信号的数据样本点的滞后自相关函数包括：根据所述接收信号的可用符号确定等价相关窗口，并根据所述等价相关窗口确定采样点的滞后自相关函数； 

其中，根据所述接收信号的可用符号确定等价相关窗口，并根据所述等价相关窗口确定采样点的滞后自相关函数包括： 

或 

其中C_AC(n)为滞后自相关函数，W为滑动窗口的大小，W=N_CP，N_CP为所述接收信号中一个符号的循环前缀的长度，P为滞后，P=N，r(n)是所述接收信号的数据样本点，N为所述接收信号的离散傅立叶变换长度； 

当所述接收信号的可用符号为多个时，根据所述接收信号的可用符号确定等价相关窗口，并根据所述等价相关窗口确定采样点的滞后自相关函数包括： 

或 

其中，n=0，1，…，N_symb-1，K_slot为时隙的个数，K_symb为每个时隙的符号的个数，N_slot为每个时隙的采样点的个数，N_symb为每个符号的采样点的个数，C'_AC(n)为K_slotK_symbN_CP个采样点的P-滞后相关函数。 

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述滞后自相关函数确定所述数据样本点r(n)的时偏度量包括： 

将所述滞后自相关函数C_AC(n)归一化得到 

其中，

时偏度量Λ(n)=|ρ_AC(n)|²。 

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述滞后自相关函数确定所述数据样本点r(n)的时偏度量包括： 

其中，或 

或 

时偏度量Λ(n)=|ρ'_AC(n)|²。 

4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，根据所述时偏度量计算所述数据样本点r(n)的时偏θ和频偏ε的估计值和包括： 

5.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，用基于滞后自相关的方法来确定不等长符号，或不等长循环前缀的类型或长度。 

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述符号为不等长符号时，设置相关窗口W为较短符号的循环前缀长度W=N_CP2，在每个所述时隙内的相同位置忽略或去除任何（N_CP1-N_CP2）相连的采样点，其中N_CP1为常规循环前缀中第一个符号的循环前缀长度,N_CP2为常规循环前缀中第二个符号的循环前缀长度。 

7.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=N_CP2，P=N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n=0，1，…，N_symb-1； 

确定所述时偏度量Λ(n)的宽度，如果所述宽度具有1至(N_CP1-N_CP2+1)个样本，则所述循环前缀为常规循环前缀，其中N_CP1为常规循环前缀中第一个符号的循环前缀长度，N_CP2为常规循环前缀中第二个符号的循环前缀长度； 

否则，所述循环前缀为扩展循环前缀。 

8.根据权利要求2或3中任一项所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=N_CP2，P=N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n=0，1，…，N_symb-1，N_CP2为常规循环前缀中第二个符号的循环前缀长度； 

确定所述时偏度量Λ(n)的峰值Λ_CP2,max，如果所述峰值大于设定阈值，则所述循环前缀为常规循环前缀； 

否则，所述循环前缀为扩展循环前缀。 

9.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=N_eCP，P=N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n=0，1，…，N_symb-1，N_eCP是扩展CP在Δf=15kHz时的循环前缀长度，其中，所述Δf是子载波间距； 

确定所述时偏度量Λ(n)的峰值Λ_eCP,max，如果所述峰值大于设定阈值，则所述循环前缀为扩展循环前缀； 

否则，所述循环前缀为常规循环前缀。 

10.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=N_CP2，P=N，确定时偏度量Λ_CP2(n)的峰值Λ_CP2,max， 

设W=N_eCP，P=N，确定时偏度量Λ_eCP(n)的峰值Λ_eCP,_max， 

其中，n=0，1，…，N_symb-1，N_eCP是扩展CP在Δf=15kHz时的循环前缀长度，其中，所述Δf是子载波间距； 

如果Λ_CP2,max>Λ_eCP,max，或Λ_CP2,max-aΛ_eCP,max>b(a,b为常数)，则所述循环前缀为常规循环前缀；否则，所述循环前缀为扩展循环前缀。 

11.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=2N_eCP，P=2N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n=0，1，…，N_symb-1，N_eCP是扩展CP在Δf=15kHz时的循环前缀长度，其中，所述Δf是子载波间距； 

确定所述时偏度量Λ(n)的峰值Λ_2eCP,max，如果所述峰值Λ_2eCP,max大于设定阈值，则所述循环前缀的长度属于Δf=7.5KHz； 

否则，所述循环前缀的长度属于Δf=15KHz。 

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，根据所述估计值将接收信号与主同步信道P-SCH进行自相关，获取所述P-SCH符号的起点和半帧的起点包括： 

在所述估计值及±(N_CP1-N_CP2)位置处，将所述接收信号与所述P-SCH进行互相关，将相关轮廓峰值的位置作为所述P-SCH符号的起点； 

通过所述P-SCH符号的起点获取半帧的起点。 

13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，根据所述估计值将接收信号与主同步信道P-SCH进行自相关，获取所述P-SCH符号的起点和半帧的起点包括： 

在所述估计值及±(N_CP1-N_CP2)位置处，将所述接收信号进行快速傅立叶变换后与所述P-SCH作互相关，将相关轮廓峰值的位置作为所述P-SCH符号的起点； 

通过所述P-SCH符号的起点获取半帧的起点。 

14.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，用基于滞后自相关的方法来确定不等长符号，或不等长循环前缀的类型或长度。 

15.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=N_CP2，P=N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n=0，1，…，N_symb-1； 

确定所述时偏度量Λ(n)的宽度，如果所述宽度具有1至(N_CP1-N_CP2+1)个样本，则所述循环前缀为常规循环前缀，其中N_CP1为常规循环前缀中第一个符号的循环前缀长度，N_CP2为常规循环前缀中第二个符号的循环前缀长度； 

否则，所述循环前缀为扩展循环前缀。 

16.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=N_CP2，P=N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n=0，1，…，N_symb-1，N_CP2为常规循环前缀中第二个符号的循环前缀长度； 

确定所述时偏度量Λ(n)的峰值Λ_CP2,max，如果所述峰值大于设定阈值，则所述循环前缀为常规循环前缀； 

否则，所述循环前缀为扩展循环前缀。 

17.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=N_eCP，P=N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n=0，1，…，N_symb-1，N_eCP是扩展CP在Δf=15kHz时的循环前缀长度，其中，所述Δf是子载波间距； 

确定所述时偏度量Λ(n)的峰值Λ_eCP,max，如果所述峰值大于设定阈值，则所述循环前缀为扩展循环前缀； 

否则，所述循环前缀为常规循环前缀。 

18.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=N_CP2，P=N，确定时偏度量Λ_CP2(n)的峰值Λ_CP2,max， 

设W=N_eCP，P=N，确定时偏度量Λ_eCP(n)的峰值Λ_eCP,max， 

其中，n=0，1，…，N_symb-1，N_eCP是扩展CP在Δf=15kHz时的循环前缀长度，其中，所述Δf是子载波间距； 

如果Λ_CP2,max>Λ_eCP,max，或Λ_CP2,max-aΛ_eCP,max>b(a,b为常数)，则所述循环前缀为常规循环前缀；否则，所述循环前缀为扩展循环前缀。 

19.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤： 

设W=2N_eCP，P=2N，计算时偏度量Λ(n)，其中，n=0，1，…，N_symb-1，N_eCP是扩展CP在Δf=15kHz时的循环前缀长度，其中，所述Δf是子载波间距； 

确定所述时偏度量Λ(n)的峰值Λ_2eCP,max，如果所述峰值Λ_2eCP,max大于设定阈值，则所述循环前缀的长度属于Δf=7.5KHz； 

否则，所述循环前缀的长度属于Δf=15KHz。