KR20070068821A

KR20070068821A - 직교주파수 분할 다중화 수신기에서 초기 반송파 주파수오프셋의 추정 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20070068821A
Application number: KR1020050130849A
Authority: KR
Inventors: 윤수진; 권윤주; 노희진
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2005-12-27
Filing date: 2005-12-27
Publication date: 2007-07-02
Also published as: US20080095249A1

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템의 OFDM 수신기에서 초기 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치는, 한 심볼구간의 신호를 수신하고 상기 수신한 신호를 고속퓨리에 변환하여 미리 알려진 신호를 출력하는 고속퓨리에변환(FFT)부와, 미리 정해지는 복수의 후보 오프셋들에 대하여 상기 미리 알려진 신호의 자기 상관 값들을 구하는 상관값 계산기와, 상기 구해진 자기 상관 값들을, 미리 정해지는 최대 누적 회수 이내에서 이전 심볼구간의 상기 후보 오프셋들에 대한 자기 상관 값들에 누적하는 누적기와, 상기 누적된 자기 상관 값들 중 제1 최대값과 제2 최대값을 선택하는 최대값 선택기와, 상기 제2 최대값에 대한 상기 제1 최대값의 비를 미리 정해지는 임계치와 비교하고, 상기 비가 상기 임계치보다 작으면 상기 제1 최대값에 대응하는 후보 오프셋을 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하며, 상기 비가 상기 임계치보다 작지 않으면 다음 심볼구간의 신호를 수신하도록 상기 FFT부에게 지시하는, 임계치 검사부를 포함한다. 이러한 본 발명은 주파수 동기 검출에 소요되는 시간 지연을 최소화하면서 검출 성능을 향상시킨다.

OFDM, 주파수 동기화, 초기 반송파 주파수 오프셋

Description

직교주파수 분할 다중화 수신기에서 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING COARSE CARRIER FREQUENCY OFFSET IN OFDM RECEIVER}

도 1은 DVB-H 시스템에 사용되는 파일럿 신호의 자기 상관 특성을 나타낸 그래프.

도 2는 DAB 시스템에서 사용되는 사전 약속 심볼인 위상 참조 심볼(PRS)의 자기 상관 특성을 나타낸 그래프.

도 3은 DVB-H 시스템의 주파수 추정장치를 간략히 나타낸 블록도.

도 4는 전형적인 DVB_H 시스템에서의 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 나타낸 그래프.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 주파수 추정장치를 나타낸 블록도.

도 6a는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 추정 동작을 나타낸 흐름도.

도 6b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 주파수 추정 동작을 나타낸 흐름도.

도 7은 8회의 소프트 컴바이닝을 실시한 경우의 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 나타낸 그래프.

도 8은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 임계치 검사에 따른 적응적 소프 트 컴바이닝을 실시한 경우의 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 나타낸 그래프.

도 9는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 초기 동기 획득 시간을, 소프트 컴바이닝 방식과 비교하여 심볼 구간 단위로 도시한 도면.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 OFDM이라 칭함) 시스템에 관한 것으로서, 특히 OFDM 수신기에서 초기 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

최근 방송 및 이동통신 시스템의 무선접속기술(Radio Access Technology)로 직교주파수 분할 다중화(OFDM) 전송 기술이 널리 적용되고 있다. OFDM 기술은 무선통신 채널에서 흔히 존재하는 다중경로 신호 성분들 간의 간섭을 제거하고 다중 접속 사용자들 간의 직교성을 보장해 주며 주파수 자원의 효율적 사용을 가능하게 하며, 그로 인하여 코드분할 다중접속(Code Division Multiple Access: 이하 CDMA라 칭함) 기술에 비하여 고속데이터 전송 및 광대역 시스템에 유용하다. 상기 OFDM 기술은 다중 반송파(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는데, 직렬로 입력되는 데이터 심볼(Symbol) 열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(sub-carrier)들, 즉 다수의 부반송파 채널(sub-carrier channel)들에 실어 전송하는 다중반송파 변조(Multi Carrier Modulation: 이하 MCM라 칭함) 방식 의 일종이다.

OFDM 전송 방식은 상호간 직교성(orthogonality)을 유지하는 부반송파들을 통해 데이터 심볼들을 병렬 전송하기 위하여 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform: 이하 FFT라 칭함)을 사용하여 간단하게 구현된다. 이와 같은 OFDM 시스템은 단일 주파수 변조 방식(single carrier modulation scheme)에 비해 전송 대역을 효율적으로 사용할 수 있어 광대역 전송 방식에 많이 적용되고 있다.

OFDM 전송 방식은 단일 반송파 전송 방식에 비해 주파수 선택적 다중 경로 페이딩 채널(frequency selective multipath fading channel)에 강한 수신 특성을 보인다. 이는, 복수 개의 부반송파들이 차지하는 대역은 주파수 선택적 채널이 되지만 각각의 부반송파 대역은 주파수 비선택적 채널(frequency non-selective channel)이 되므로, 수신기에서 간단한 채널 등화 과정을 거쳐서 쉽게 수신 신호에 대한 채널 보상이 가능하기 때문이다. 특히, OFDM 전송 방식은, 각각의 OFDM 심볼 앞에 그 OFDM 심볼의 후반부를 복사하는 순환 전치부호(Cyclic Prefix)를 부가하여 전송함으로써, 이전 심볼로부터의 심볼간 간섭 성분(inter-symbol interference: 이하 ISI라 칭함)을 제거한다. 이러한 이유로 OFDM 전송 방식은 광대역 고속 통신에 매우 적합하다.

디지털 방송용 표준안에서는 높은 수신 품질과 고속의 송수신을 보장할 수 있는 전송 기법으로 OFDM 전송 방식이 각광을 받아 왔다. OFDM 전송 방식을 이용하는 방송용 표준안의 예로는, 유럽형 무선 라디오 방송을 위한 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: 이하 DAB라 칭함) 및 지상파 고화질 텔레비전(High Density Television: 이하 HDTV라 칭함) 표준안인 지상파 디지털 비디오 방송(Terrestrial Digital Video Broadcasting: 이하 DVB-T라 칭함) 등이 있다.

최근에는 방송 및 통신의 융합 흐름에 발맞추어 휴대 이동 방송 시스템의 개발이 전세계적으로 진행되고 있다. 특히, 대용량의 멀티미디어 데이터를 이동 채널 환경 하에서 전송하는 것을 주 목적으로 하여, 유럽에서는 DVB-T를 발전시킨 DVB-H(Handheld DVB)를 휴대 이동 방송 표준으로 제정하였고 한국에서는 DAB를 발전시킨 지상파 디지털 멀티미디어 방송(Digital Multimedia Broadcasting: 이하 DMB라 칭함) 방송 표준으로 제정되었다. 뿐만 아니라 유럽의 DVB-H 또한 한국에서 지상파 DMB의 복수 표준 중 하나로 공인되었으며, 이외에도 OFDM 전송 방식에 기반을 두고 있는 다양한 통신 표준들이 개발되었다.

OFDM 시스템의 동기화 알고리듬은 크게 반송파 주파수 동기 알고리듬과 심볼 타이밍 동기 알고리듬으로 구분된다. 이들 중 반송파 주파수 동기 알고리듬은 송수신기 사이의 반송파 주파수 오프셋을 추정하고 상기 추정된 주파수 오프셋을 기준으로 상기 반송파 주파수를 보정하는 기능을 수행하는데, 반송파 주파수 오프셋은 주로 송수신기간 발진 주파수 차이 및 도플러 주파수 오프셋에 의해 발생된다. 수신단으로 입력되는 신호의 반송파 주파수 오프셋은 부반송파 간격(sub-carrier spacing)보다 클 수 있으며, 이때 부반송파 간격의 정수배에 해당되는 반송파 주파수 오프셋을 보정하는 과정을 초기 반송파 주파수 동기(coarse carrier frequency synchronization)라 하고, 부반송파 간격보다 작은 반송파 주파수 오프셋을 보정하는 과정을 미세 반송파 주파수 동기(fine carrier frequency synchronization)라 한다. 부반송파 간격의 정수배에 해당되는 오프셋은, 전송된 OFDM 신호를 주파수 영역에서 부반송파 간격의 정수배만큼 이동(shfit)시키므로 FFT 출력들 또한 상기 정수배만큼 이동하여 데이터 복조가 불가능하게 된다. 반면, 부반송파 대역보다 적은 오프셋은 FFT 출력들 상호간에 간섭을 일으켜 심각한 BER(bit error rate) 성능 저하를 일으키게 된다. 일반적으로 OFDM 시스템에서는 단일 반송파 전송 시스템에 비해 반송파 주파수 오프셋으로 인한 성능 저하가 상대적으로 큰 것으로 알려져 있다.

OFDM 시스템에서는 주파수 및 타이밍 동기, 채널 추정 등을 위해서 송수신기간에 사전 약속된 심볼(이하 사전 약속 심볼이라 칭함) 혹은 파일럿 신호를 이용한다. 파일럿 신호 혹은 사전 약속 심볼은 일반적으로 의사잡음(Pseudo-random Noise: 이하 PN이라 칭함) 시퀀스와 같이 자기 상관 특성을 이용할 수 있는 시퀀스로 이루어져 있다. 도 1은 DVB-H 시스템에 사용되는 파일럿 신호의 자기 상관 특성을 나타낸 것이며, 도 2는 DAB 시스템에서 사용되는 사전 약속 심볼인 위상 참조 심볼(Phase Reference Symbol: 이하 PRS라 칭함)의 자기 상관 특성을 나타낸 것이다. 도 1 및 도 2에서 가로축은 시퀀스의 주파수 오프셋을 의미한다. 도시한 바와 같이 PN 시퀀스로 이루어지는 파일럿 신호 혹은 사전 약속 심볼은, 시퀀스의 주파수 오프셋이 0인 경우에 최대의 자기 상관 값을 가진다.

이러한 파일럿 신호 혹은 사전 약속 심볼을 이용하는 초기 반송파 주파수 동기화 알고리듬으로는 Nogami와 Taura가 제안한 알고리듬들이 가장 널리 알려져 있다. Nogami가 제안한 알고리듬은, 사전 약속 심볼이 수신되는 동안 주파수 영역에 서 PN 시퀀스의 자기 상관 값을 검출하여 자기 상관 값이 가장 큰 값을 가질 때의 주파수 오프셋 값을 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 추정하는 방식이다. Taura가 제안한 알고리듬은, 주파수 영역에서 PN 시퀀스를 보정하고 이를 다시 IFFT를 통해 시간 영역의 시퀀스로 변환시킨 뒤, 변환된 시퀀스의 최대 크기를 최대로 하는 주파수 오프셋 값을 초기 반송파 주파수 오프셋으로 추정하는 방식이다. 이상의 2가지 방식은 모두 자기 상관 값들 중 최대 값을 이용하여 반송파 주파수 오프셋을 추정한다.

도 3은 DVB-H 시스템의 주파수 추정장치를 간략히 나타낸 것으로서, 주파수 오프셋에 따라 자기 상관 값을 구하고, 최대의 자기 상관 값을 갖는 오프셋을 반송파 주파수 오프셋의 추정치로서 출력한다.

도 3을 참조하면, 한 심볼에 해당하는 수신 신호는 고속퓨리에 변환(FFT)부(302)에 의해 주파수 영역의 신호로 변환한. 구체적으로 상기 FFT부(302)는 상기 수신 신호를 복수의 부반송파 신호들로 변환하고, 상기 복수의 부반송파 신호들을 미리 정해지는 복수의 후보 오프셋(candidate offset)들 중 하나인 m번째 후보 오프셋만큼 순환 쉬프트한 후, 순환 쉬프트된 신호들 중 파일럿 신호를 곱셈기(304)로 제공한다. 여기서 파일럿 신호는 전체 주파수 대역 중 미리 정해지는 파일럿 대역의 신호를 의미한다. 상기 출력되는 파일럿 신호를

라 칭하며, 여기서 l은 심볼 인덱스를 나타내고 k는 부반송파 인덱스를 의미한다

상기 파일럿 신호들

는 곱셈기(304)로 전달된다. 곱셈기(304)는 지연기 (306)에 저장된 이전 심볼의 파일럿 신호들에 대한 컨쥬게이트인

와 상기 FFT부(302)로부터의 현재 심볼의 파일럿 신호들

를 곱하여 합산기(308)로 출력한다. 한편 상기 FFT부(302)로부터의 상기 파일럿 신호들은 다음 심볼의 수신시에 곱셈기(304)로 제공될 수 있도록 지연기(306)에 저장된다. 지연기(306)는 상기 FFT부(302)의 FFT 크기(FFT size)인 N_fft 만큼의 용량을 가지며, 한 심볼 구간의 주파수 영역의 신호를 저장 가능하다.

합산기(308)는 상기 곱셈기(304)로부터 출력되는 전체 부반송파 대역들에 대한 신호들을 합산한다. 상기 수신 신호가 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조된 경우, 절대값 계산기(310)는 상기 합산된 복소 신호의 절대값, 즉 크기를 구하여 출력한다. 이와 같은 동작은, 상기 복수의 후보 오프셋들 모두에 대하여 반복되어, 최대값 선택기(312)에는 상기 복수의 후보 오프셋들에 대한 상관 값들이 입력된다. 그러면 상기 최대값 선택기(312)는 상기 상관 값들 중 최대의 상관값에 해당하는 후보 오프셋을, 초기 반송파 주파수 오프셋

으로서 출력한다. 상기 초기 반송파 주파수 오프셋은 앞서 설명한 바와 같이 반송파 주파수 동기 알고리즘의 입력으로서, 반송파 주파수를 보정하는데 이용된다.

상기한 바와 같이, 자기 상관 값의 최대 값을 단지 한 번만 찾을 경우, 낮은 신호대 잡음비(Signal to Noise Ratio: 이하 SNR이라 칭함) 환경 하에서 파일럿 신호 혹은 사전 약속 심볼의 검출 성능이 떨어지게 된다. 도 4는 전형적인 DVB_H 시스템에서 파일럿 신호에 대해 인접 심볼 단위로 상관을 취하는 주파수 동기화 알고 리듬을 사용하는 경우의 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 나타낸 그래프이다. 여기에서는 부가 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise: 이하 AWGN이라 칭함) 환경에서 고정된 시간 오프셋(time offset)과, 1/32의 심볼 길이를 가지는 CP를 사용하는 경우, 주파수 오프셋이 각각 0.00 및 0.25인 경우의 검출 성능(각각 'FreqOff_0.00', 'FreqOff_0.25'라 표기함)을, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조와 부호율 0.5의 비터비 복호에 의해 구해진 비트 에러율(Bit Error Rate: BER)('viterbi VER'이라 표기함)과 비교하여 나타내었다. 도시하고 있는 바와 같이, 낮은 SNR에서 검출 에러가 증가하는 것을 알 수 있다.

일반적으로 초기 동기 성능은 데이터의 복조 성능에 비해 우수해야 한다. 따라서 이러한 요구사항을 만족시키기 위해 더 정확하고 안정적인 주파수 동기화 기술을 필요로 하게 되었다.

따라서 상기한 바와 같이 동작되는 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 본 발명은, 자기 상관 특성을 이용하여 초기 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 시스템에 있어서 반송파 주파수 오프셋의 검출 성능을 높이면서 초기 동기의 획득 시간을 줄이는 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명은 직교주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 초기 반송파 주파수 오프셋을 추정하기 위하여 소프트 컴바이닝과 임계치 검사를 사용하는 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명의 바람직한 실시예는, 직교주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기에서 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치에 있어서,

한 심볼구간의 신호를 수신하고 상기 수신한 신호를 고속퓨리에 변환하여 미리 알려진 신호를 출력하는 고속퓨리에변환(FFT)부와,

미리 정해지는 복수의 후보 오프셋들에 대하여 상기 미리 알려진 신호의 자기 상관 값들을 구하는 상관값 계산기와,

상기 구해진 자기 상관 값들을, 미리 정해지는 최대 누적 회수 이내에서 이전 심볼구간의 상기 후보 오프셋들에 대한 자기 상관 값들에 누적하는 누적기와,

상기 누적된 자기 상관 값들 중 제1 최대값과 제2 최대값을 선택하는 최대값 선택기와,

상기 제2 최대값에 대한 상기 제1 최대값의 비를 미리 정해지는 임계치와 비교하고, 상기 비가 상기 임계치보다 작으면 상기 제1 최대값에 대응하는 후보 오프셋을 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하며, 상기 비가 상기 임계치보다 작지 않으면 다음 심볼구간의 신호를 수신하도록 상기 FFT부에게 지시하는, 임계치 검사부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 바람직한 다른 실시예는, 직교주파수 분할 다중화 수신기에서 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 방법에 있어서,

한 심볼구간의 미리 알려진 신호를 수신하는 과정과,

미리 정해지는 복수의 후보 오프셋들에 대하여 상기 미리 알려진 신호의 자기 상관 값들을 구하는 과정과,

상기 구해진 자기 상관 값들을, 미리 정해지는 최대 누적 회수 이내에서 이전 심볼구간의 상기 후보 오프셋들에 대한 자기 상관 값들에 누적하는 과정과,

상기 누적된 자기 상관 값들 중 제1 최대값과 제2 최대값을 선택하고, 상기 제2 최대값에 대한 상기 제1 최대값의 비가 미리 정해지는 임계치보다 작은지를 판단하는 과정과,

상기 비가 상기 임계치보다 작으면 상기 제1 최대값에 대응하는 후보 오프셋을 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하는 과정과,

상기 비가 상기 임계치보다 작지 않으면 다음 심볼구간에서 상기 수신하는 과정으로 복귀하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

후술되는 본 발명은 직교주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 부반송파들 간의 자기 상관 특성을 이용하여 초기 반송파 주파수 오프셋을 검출함에 있어서 초 기 반송파 주파수 동기 알고리듬의 성능을 향상시키기 위한 것이다.

초기 반송파 주파수 동기 알고리듬의 성능을 향상시키기 위해 하기의 두 가지의 방식이 사용된다.

첫 번째는 검출 성능을 향상시키기 위한 소프트 컴바이닝이다. 소프트 컴바이닝 방식은 복수의 수신 심볼들에 대해서 구한 각 주파수 오프셋에서의 자기 상관 값들을 결합하는 방식으로서, 이와 같은 결합을 위해서는 수 심볼 구간의 시간이 필요하다. 소프트 컴바이닝 회수와 주파수 오프셋 검출 성능은 양(+)의 상관관계를 갖고 있으므로, 검출 성능의 향상을 위해 소프트 컴바이닝 회수를 늘이면 주파수 오프셋을 검출하기까지 걸리는 시간(초기 동기 획득시간)은 소프트 컴바이닝 회수에 비례하여 커진다.

두 번째는 신뢰도(reliability)를 확인하는 것으로, 적응적 임계치 검사(adaptive threshold testing)라 칭한다. 적응적 임계치 검사는, 부반송파들 간의 자기 상관 특성을 이용하여 첫 번째 최대값 및 두 번째 최대값을 구하고, 이들의 비(ratio)가 소정의 임계치보다 작으면 검출에 실패한 것으로 판단하여 다음 기회에 다시 검출을 수행한다. 이러한 적응적 임계치 검사를 사용하면, 임계치를 어떻게 정하느냐에 따라 동기 검출 성능을 높일 수 있다. 하지만 낮은 SNR 환경에서는 상기 임계치를 만족하는 비를 얻을 수 없을 수 있으므로, 계속 재검출을 수행한다 하더라도 신뢰도를 만족시키지 못하여 주파수 오프셋의 검출 자체가 불가능해 질 수 있다. 하지만 적응적 임계치 검사는, 높은 SNR에 대해서는 우수한 동기 검출 성능을 얻는다.

따라서 본 발명의 바람직한 실시예는 상기 두 가지 방식을 결합하여 동기 검출 성능과 동기 시간 면에서 우수한 주파수 동기화 알고리듬 방식을 제공한다.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 주파수 추정장치를 나타낸 것이다. 여기에서는 파일럿 신호를 사용하는 경우를 설명할 것이나, 사전약속 심볼을 사용하는 경우의 동작도 동일함은 물론이다.

도 5를 참조하면, 한 심볼에 해당하는 수신 신호는 고속퓨리에 변환(FFT)부(502)에 의해 주파수 영역의 신호로 변환된다. 구체적으로 상기 FFT부(502)는 상기 수신 신호를 복수의 부반송파 대역들에 대응하는 부반송파 신호들로 변환하고, 상기 복수의 부반송파 신호들을 미리 정해지는 복수의 후보 오프셋들 중 하나인 m번째 후보 오프셋만큼 순환 쉬프트한 후, 순환 쉬프트된 신호들 중 파일럿 신호를 곱셈기(504)로 제공한다. 여기서 파일럿 신호란 전체 주파수 대역 중 미리 정해지는 파일럿 대역의 신호를 의미한다. 특정 후보 오프셋만큼의 주파수 편이가 발생한 경우, 상기 파일럿 신호는 상기 특정 후보 오프셋만큼 순환 쉬프트된 신호에서 검출될 것이다. 또한 상기 후보 오프셋들은 부반송파 간격의 정수배이다. 상기 출력되는 파일럿 신호를

라 칭하며, 여기서 l은 심볼 인덱스를 나타내고 k는 부반송파 인덱스를 의미한다.

상기 파일럿 신호

는 곱셈기(504)로 전달된다. 곱셈기(504)는 지연기(506)와 함께 차등 상관기로서 동작하여, 지연기(506)에 저장된 이전 심볼의 파일럿 신호에 대한 컨쥬게이트인

와 상기 FFT부(502)로부터의 현재 심볼의 파일 럿 신호

를 곱하여 합산기(508)로 출력한다. 한편 상기 FFT부(502)로부터의 상기 파일럿 신호는 다음 심볼의 수신시에 곱셈기(504)로 제공될 수 있도록 지연기(506)에 저장된다. 지연기(506)는 상기 FFT부(502)의 FFT 크기인 N_fft 만큼의 용량을 가지며, 한 심볼 구간의 전체 주파수 영역에 대한 신호를 저장 가능하다. 상기 N_fft는 사용되는 부반송파 개수와 동일할 수 있으나, 실제로는 유효 데이터를 가지는 일부 부반송파에 대한 신호만이 저장될 수 있다.

합산기(508)는 상기 곱셈기(504)로부터 출력되는 값들을 미리 정해지는 탐색 범위(Search_Range) 동안 합산하여 상기 파일럿 신호에 대한 상관 값으로서 출력한다. 여기서 탐색 범위라 함은, 0부터 후보 오프셋의 최대값까지의 범위를 의미한다. 일 예로서 탐색 범위를 30이라 하면, -30부터 30까지의 후보 오프셋들에 대한 자기 상관값들이 계산된다. QPSK가 사용된 경우, 절대값 계산기(510)는 상기 합산된 복소 신호의 절대값, 즉 크기를 구하여 출력한다. 누적기(512)는 상기 절대값 계산기(510)로부터 제공되는 상관 값을 버퍼(516)에 저장한다. 최초에, 즉 버퍼(516)에 저장된 값이 존재하지 않을 때, 가산기(514)는 동작하지 않는다. 이상과 같은 동작은 상기 복수의 후보 오프셋들 모두에 대하여 반복되어, 상기 버퍼(516)에는 상기 복수의 후보 오프셋들에 대한 상관 값들이 저장된다. 상기 상관 값들은 최대값 선택기(512)로 제공된다.

그러면 상기 최대값 선택기(512)는 상기 제공된 상관 값들 중 가장 큰 값(제1 최대값)과 두 번째로 큰 값(제2 최대값)을 선택한다. 임계치 검사부(520)는 상기 제1 최대값에 대한 상기 제2 최대값의 비가, 미리 정해지는 임계치 threshold_ratio 이상인지를 판단한다. 상기 임계치는 요구되는 통화 품질에 따라 실험적으로 설정될 수 있다. 만일 상기 비가 상기 임계치보다 작으면, 누적을 중단하고 상기 제1 최대값에 해당하는 후보 오프셋을, 초기 반송파 주파수 오프셋

으로서 출력한다. 반면 상기 비가 상기 임계치 이상이면, 상기 제1 최대값을 신뢰할 수 없는 것으로 판단하여, 임계치 검사부(520)는 FFT(512)에게 다음 심볼을 수신할 것을 지시한다.

상기 지시에 의해 FFT부(512)는 다음 심볼 구간의 신호를 수신하며, 동일한 동작을 통해 다음 심볼에 대한 상관 값이 다시 누적기(512)로 입력된다. 누적기(512)의 가산기(514)는 절대값 계산기(310)로부터 제공되는 다음 심볼에 대한 상관 값을, 버퍼(516)에 저장된 이전 심볼에 대한 상관 값에 가산하여 버퍼(516)로 제공한다. 버퍼(516)는 가산기(514)로부터 제공되는 가산된 값을 이전 저장된 상관 값을 대신하여 누적된 상관 값으로서 저장한다. 이와 같이 상관 값들을 복수의 심볼들에 대해 누적함으로써 수신 신호대잡음비가 크거나 부반송파 간격보다 적은 주파수 오프셋에 의한 영향이 존재하는 경우에도, 주파수 동기화 성능을 향상시킨다.

마찬가지로 이상과 같은 누적 동작은 상기 복수의 후보 오프셋들 모두에 대하여 반복되어, 상기 버퍼(516)에는 상기 복수의 후보 오프셋들에 대한 누적된 상관 값들이 저장된다. 상기 누적된 상관 값들은 최대값 선택기(512)로 제공된다. 그러면 상기 최대값 선택기(512)는 상기 누적된 상관 값들 중 가장 큰 값(제1 최대값)과 두 번째로 큰 값(제2 최대값)을 선택한다. 임계치 검사부(520)는 상기 제1 최대값에 대한 상기 제2 최대값의 비가, 미리 정해지는 임계치 threshold_ratio 이상인지를 판단한다. 만일 상기 비가 상기 임계치보다 작으면, 누적을 중단하고 상기 제1 최대값에 해당하는 후보 오프셋을, 초기 반송파 주파수 오프셋

으로서 출력한다. 반면 상기 비가 상기 임계치 이상이면, 상기 제1 최대값을 신뢰할 수 없는 것으로 판단하여, 임계치 검사부(520)는 FFT(512)에게 다음 심볼을 수신할 것을 다시 지시한다.

상기 누적기(512)는 미리 정해지는 누적 회수(ACC_CNT) 이내에서 누적 동작을 수행한다. 즉 최대 ACC_CNT만큼의 심볼들에 대한 상관 값들의 누적을 수행한 이후에도 신뢰도 있는 초기 반송파 주파수 오프셋을 검출하는데 실패하면, 주파수 동기화에 실패한 것으로 판단한다.

이상과 같이 구성되는 본 발명의 실시예는, 낮은 신호대 잡음비의 환경 등 검출 성능이 떨어지는 경우는 누적기(512)에 의한 소프트 컴바이닝으로 성능을 개선하고, 높은 신호 대 잡음비의 환경이나 검출 성능이 좋은 경우에는 초기 반송파 주파수 오프셋을 즉시 검출한다. 신호대 잡음비가 열악한 환경에서는 데이터 복조를 수행한다 하더라도 정상적으로 원래의 데이터를 복구하지 못하기 때문에, 주파수 동기화가 조금 늦게 수행된다 하더라고 사용자에게 있어 통신 품질의 열화는 동일하다. 따라서 소프트 컴바이닝에 의한 초기 동기 시간의 지연은 수용 가능하다. 반면, 신호대 잡음비가 좋은 환경에서는 지연 없이 빠른 데이터 복조가 가능하도록, 빠른 주파수 동기화를 수행한다.

도 6a는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 추정 동작을 나타낸 흐름도이 다.

도 6a를 참조하면, 600단계에서 누적회수를 0으로 초기화하고, 602단계에서 주파수 추정장치는 한 심볼구간의 사전약속 심볼 혹은 파일럿 신호를 입력받아, 604단계에서 미리 정해지는 후보 오프셋들 각각에 대해 상기 사전약속 심볼 혹은 상기 파일럿 신호에 대한 자기 상관 값들을 구한다. 606단계에서 주파수 추정장치는, 상기 자기 상관 값들의 누적 회수가 미리 정해지는 최대 누적 회수에 도달하였는지를 판단하고, 만일 도달하지 않았으면 616단계로 진행하며, 도달하였으면 608단계로 진행한다.

상기 608단계에서 누적회수가 0이면 주파수 추정장치는 612단계로 진행하여 현재 심볼구간의 수신 신호에 대한 자기 상관 값들 중 제1 및 제2 최대값들을 선택한다. 반면 누적회수가 0이 아니면 610단계에서 주파수 추정장치는 다음 심볼구간의 사전약속 심볼 혹은 파일럿 신호의 각 후보 오프셋에 대한 자기 상관 값들을 이전 심볼 구간의 자기 상관 값들에 누적하고, 612단계에서 상기 누적된 자기상관 값들 중 제1 최대값 및 제2 최대값을 선택한다. 614단계에서 상기 제2 최대값은 상기 제1 최대값과 미리 정해지는 임계치의 곱과 비교된다. 만일 상기 제2 최대값이 작으면 상기 616단계로 진행하여, 주파수 추정장치는 상기 제1 최대값에 해당하는 후보 오프셋을 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하고 상기 초기 반송파 주파수 오프셋을 이용하여 주파수 보정, 즉 주파수 동기화를 실시한다. 반면 상기 제2 최대값이 작지 않으면 상기 주파수 추정장치는 618단계로 진행하여 누적회수를 1만큼 증가시킨 후 상기 602단계로 복귀한다.

상기 606단계에서 '아니오'인 경우에 상기 616단계로 진행하는 것은, 미리 정해지는 최대 누적 회수에 도달하기까지 임계치 검사를 통과하는 최대 자기 상관 값을 구하지 못한 경우에, 임계치 검사를 통과하지 못한 최대 자기 상관 값으로 주파수 보정이 실시됨을 의미한다. 이에 비해 하기의 다른 실시예는 자기 상관 값의 누적 회수가 최대 누적 회수에 도달하기까지 임계치 검사를 통과하지 못한 경우에 주파수 동기화에 실패한 것으로 판단한다.

도 6b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 주파수 추정 동작을 나타낸 흐름도이다.

도 6b를 참조하면, 620단계에서 누적회수를 0으로 초기화한하고, 622단계에서 주파수 추정장치는 한 심볼구간의 사전약속 심볼 혹은 파일럿 신호를 입력받아, 624단계에서 미리 정해지는 후보 오프셋들 각각에 대해 상기 사전약속 심볼 혹은 상기 파일럿 신호에 대한 자기 상관 값들을 구한다. 626단계에서 주파수 추정장치는, 상기 자기 상관 값들의 누적 회수가 미리 정해지는 최대 누적 회수에 도달하였는지를 판단하고, 만일 도달하지 않았으면 628단계로 진행하며, 도달하였으면 634단계로 진행한다.

상기 628단계에서 누적회수가 0이면 주파수 추정장치는 632단계로 진행하여 현재 심볼구간의 수신 신호에 대한 자기 상관 값들 중 제1 및 제2 최대값들을 선택한다. 반면 누적회수가 0이 아니면 630단계에서 주파수 추정장치는 다음 심볼구간의 사전약속 심볼 혹은 파일럿 신호의 각 후보 오프셋에 대한 자기 상관 값들을 이전 심볼 구간의 자기 상관 값들에 누적하고, 632단계에서 상기 누적된 자기상관 값 들 중 제1 최대값 및 제2 최대값을 선택한다. 634단계에서 상기 제2 최대값은 상기 제1 최대값과 미리 정해지는 임계치의 곱과 비교된다. 만일 상기 제2 최대값이 작으면 상기 636단계로 진행하여, 주파수 추정장치는 상기 제1 최대값에 해당하는 후보 오프셋을 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하고 상기 초기 반송파 주파수 오프셋을 이용하여 주파수 보정, 즉 주파수 동기화를 실시한다.

반면 상기 제2 최대값이 작지 않으면 주파수 추정장치는 638단계로 진행하여 누적회수가 최대 누적 회수와 동일한지를 판단한다. 상기 누적회수가 상기 최대 누적 회수와 동일하면 642단계로 진행하여 상기 주파수 추정장치는 주파수 동기화에 실패한 것으로 판단하고 동작을 종료한다. 반면 상기 누적 회수가 상기 최대 누적 회수와 동일하지 않으면 640단계로 진행하여 누적회수를 1만큼 증가시킨 후 상기 622단계로 복귀한다.

도 7은 8회의 소프트 컴바이닝을 실시한 경우의 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 나타낸 그래프이다. 여기에서는, 도 4에서와 마찬가지로 부가 백색 가우시안 잡음(AWGN) 환경에서 고정된 시간 오프셋(time offset)과 1/32의 심볼 길이를 가지는 CP를 사용하는 경우의 검출 성능('proposed scheme'라 표기함)을, QPSK 변조와 부호율 0.5의 비터비 복호에 의해 구해진 비트 에러율(BER)('viterbi BER'이라 표기함)과 비교하여 나타내었다. 도시하고 있는 바와 같이, 검출 성능은, 데이터 복조 성능을 나타내는 BER에 대비하여 10dB 정도의 SNR 이득을 가지게 되어, 우수한 데이터 복조 성능을 가짐을 알 수 있다.

도 8은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 임계치 검사에 따른 적응적 소프 트 컴바이닝을 실시한 경우의 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 나타낸 그래프이다. 시뮬레이션 환경은 도 4 및 도 7과 동일하며, 소프트 컴바이닝을 실시하는 회수는 적응적 임계치 검사에 따라 신뢰도를 판단함으로써 가변된다. 여기에서 임계치 검사를 위해 사용된 임계치는 소프트 컴바이닝만을 사용한 경우와 비슷한 검출 성능을 얻도록, 0.7로 설정되었다. 도면에 표기된 값 0.25는 송수신기 사이의 실제 반송파 주파수 오프셋(즉 추정하고자 하는 값)을 의미한다. 도시한 바와 같이, 임계치 0.7에 따라 최대 8회 이내에서 소프트 컴바이닝 회수를 가변한 경우의 검출 성능('8_iteration_0.25'라 표기함)은 비트 에러율('viterbi BER'이라 표기함)에 비하여 매우 우수하며, 도 8에 나타낸 검출 성능에 비해서도 크게 떨어지지 않음을 알 수 있다.

이와 같이 본 발명의 실시예는, 소프트 컴바이닝과 적응적 임계치 검사를 함께 사용함으로써, 주파수 동기화에 소요되는 초기 동기 획득 시간을 감소시키면서도 우수한 검출 성능을 얻는다.

도 9는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 초기 동기 획득 시간을, 소프트 컴바이닝 방식과 비교하여 심볼 구간 단위로 도시한 것이다. 여기에서 소프트 컴바이닝의 최대 회수, 즉 상관 값들의 누적 회수는 최대 8회로 제한된다.

도시한 바와 같이, 적응적 임계치 검사 없이 8회의 소프트 컴바이닝을 수행하는 경우의 초기 동기 획득 시간("soft_combining"으로 표기함)은 SNR에 관계없이 항상 8 심볼 구간으로 동일하다. 이에 비해 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 초기 동기 획득 시간("proposed"로 표기함)은 -6dB 이하의 비교적 낮은 SNR 환경 하 에서는 8 심볼 구간으로, 소프트 컴바이닝 방식만을 사용하는 경우와 동일하지만, -4dB 이상의 비교적 높은 SNR 환경에서는 SNR에 반비례하여 감소하여, 결과적으로 매우 4dB 이상의 SNR 환경에서는 초기 동기 획득을 위해 단지 1 심볼 구간만이 소요된다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.

본 발명은, 주파수 동기화 알고리즘을 수행하기 위해서 필요한 초기 반송파 주파수 오프셋을 추정함에 있어서, 수신된 사전약속 심볼 혹은 파일럿 신호에 대한 자기 상관 값을 미리 정해지는 최대 누적 회수까지 누적하여 검출 성능을 향상시키면서, 높은 SNR 환경이나 검출성능이 양호한 경우에는 자기 상관 값의 제1 최대값 및 제2 최대값의 비에 대한 임계치 검사를 통해서 상기 자기 상관 값의 누적을 중단시켜 주파수 동기 검출에 소요되는 시간 지연을 최소화한다.

Claims

직교주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기에서 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치에 있어서,

한 심볼구간의 신호를 수신하고 상기 수신한 신호를 고속퓨리에 변환하여 미리 알려진 신호를 출력하는 고속퓨리에변환(FFT)부와,

미리 정해지는 복수의 후보 오프셋들에 대하여 상기 미리 알려진 신호의 자기 상관 값들을 구하는 상관값 계산기와,

상기 구해진 자기 상관 값들을, 미리 정해지는 최대 누적 회수 이내에서 이전 심볼구간의 상기 후보 오프셋들에 대한 자기 상관 값들에 누적하는 누적기와,

상기 누적된 자기 상관 값들 중 제1 최대값과 제2 최대값을 선택하는 최대값 선택기와,

상기 제2 최대값에 대한 상기 제1 최대값의 비를 미리 정해지는 임계치와 비교하고, 상기 비가 상기 임계치보다 작으면 상기 제1 최대값에 대응하는 후보 오프셋을 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하며, 상기 비가 상기 임계치보다 작지 않으면 다음 심볼구간의 신호를 수신하도록 상기 FFT부에게 지시하는, 임계치 검사부를 포함하는 것을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 추정 장치는,

상기 미리 알려진 신호를 누적한 회수가 상기 최대 누적 회수에 도달하면, 최종 누적된 자기 상관 값들 중 제1 최대값에 대응하는 후보 오프셋을 상기 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하는 것을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 추정 장치는,

상기 미리 알려진 신호를 누적한 회수가 상기 최대 누적 회수에 도달하면, 상기 초기 반송파 주파수 오프셋을 결정하는데 실패한 것으로 판단하는 것을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 미리 알려진 신호는,

사전약속 심볼 혹은 파일럿 신호임을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 상관값 계산기는,

이전 심볼구간의 미리 알려진 신호를 한 심볼구간 동안 저장하는 지연기와,

상기 지연기에 저장된 이전 심볼구간의 미리 알려진 신호를, 상기 FFT부로부 터 출력되는 현재 심볼구간의 상기 미리 알려진 신호와 상관시키는 곱셈기와,

복수의 부반송파 대역들에 대한 상기 곱셈기의 출력들을 합산하는 합산기와,

상기 합산된 값의 부호를 제거하는 절대값 계산기로 구성되는 것을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 누적기는,

상기 상관값 계산기로부터의 자기 상관 값들을 이전 심볼구간의 자기 상관 값들에 더하는 가산기와,

상기 가산된 값을 저장하고 상기 최대값 선택기로 제공하는 버퍼로 구성되는 것을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 장치.
직교주파수 분할 다중화 수신기에서 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 방법에 있어서,

한 심볼구간의 미리 알려진 신호를 수신하는 과정과,

미리 정해지는 복수의 후보 오프셋들에 대하여 상기 미리 알려진 신호의 자기 상관 값들을 구하는 과정과,

상기 구해진 자기 상관 값들을, 미리 정해지는 최대 누적 회수 이내에서 이전 심볼구간의 상기 후보 오프셋들에 대한 자기 상관 값들에 누적하는 과정과,

상기 누적된 자기 상관 값들 중 제1 최대값과 제2 최대값을 선택하고, 상기 제2 최대값에 대한 상기 제1 최대값의 비가 미리 정해지는 임계치보다 작은지를 판단하는 과정과,

상기 비가 상기 임계치보다 작으면 상기 제1 최대값에 대응하는 후보 오프셋을 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하는 과정과,

상기 비가 상기 임계치보다 작지 않으면 다음 심볼구간에서 상기 수신하는 과정으로 복귀하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 미리 알려진 신호를 누적한 회수가 상기 최대 누적 회수에 도달하면, 최종 누적된 자기 상관 값들 중 제1 최대값에 대응하는 후보 오프셋을 상기 초기 반송파 주파수 오프셋으로서 결정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 미리 알려진 신호를 누적한 회수가 상기 최대 누적 회수에 도달하면, 상기 초기 반송파 주파수 오프셋을 결정하는데 실패한 것으로 판단하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 미리 알려진 신호는,

사전약속 심볼 혹은 파일럿 신호임을 특징으로 하는 초기 반송파 주파수 오프셋의 추정 방법.