JP5546358B2 - データ処理装置及びデータ処理方法 - Google Patents

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Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexed）シンボルからデータを検出及び再生する受信装置及び方法に関する。当該ＯＦＤＭシンボルは、繰り返し期間内に、シグナリングＯＦＤＭシンボルと、１つ又は複数のデータＯＦＤＭシンボルとを有する。
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を利用してデータが通信される無線通信システムとして、多くの例が存在する。例えば、ＤＶＢ（Digital Video Broadcasting）規格に準拠して動作するように構成されたシステムが、ＯＦＤＭを利用する。一般に、ＯＦＤＭは、Ｋ個の並行して変調された狭帯域サブキャリア（ここで、Ｋは整数）を提供するものとして説明される。ここで、各サブキャリアは、直交振幅変調（ＱＡＭ: Quadrature Amplitude Modulated）シンボル又は直交位相変調（ＱＰＳＫ: Quadrature Phase-shift Keying）シンボル等の変調されたデータシンボルを通信する。これらのサブキャリアの変調は、周波数領域において形成され、時間領域において変換されて送信される。データシンボルは、複数のサブキャリア上で並行して通信されるため、各サブキャリア上で同じ変調シンボルが長期間にわたって通信されることがある。この期間は、無線チャネルのコヒーレンス時間より長いこともある。サブキャリアは同時に並行して変調されるため、これらの変調されたキャリアが組み合わさって、ＯＦＤＭシンボルを形成する。したがって、ＯＦＤＭシンボルは、他の変調シンボルと並行して変調された複数のサブキャリアを有する。
受信装置におけるデータの検出及び再生を促進するために、ＯＦＤＭを利用するいくつかの通信システムは、シグナリング情報を提供し、また、後に繰り返される、時分割フレームのタイミングを検出する機能を提供するシグナリングＯＦＤＭシンボルを有する。この時分割フレームは、フレーム内の所定の位置において、シグナリングＯＦＤＭシンボルとデータＯＦＤＭシンボルとを有し、これらは、次のフレーム以降において繰り返される。したがって、受信装置は、シグナリングＯＦＤＭシンボルを検出することにより、フレーム内のＯＦＤＭシンボルの繰り返しパターンと同期をとることができ、これにより、フレーム内の所定の位置にあるデータＯＦＤＭシンボルを正しく識別することができる。
シグナリングＯＦＤＭシンボルは、受信装置によるシグナリングＯＦＤＭシンボルの検出を促進するように設計される。ＤＶＢ−Ｔ２の例では、非特許文献１に記載されるように、Ｐ１シグナリングＯＦＤＭシンボルは、プリアンブルガードインターバル及びポストアンブルガードインターバルを有するように構成される。プリアンブルガードインターバル及びポストアンブルガードインターバルは、シグナリングＯＦＤＭシンボルの有効部分からサンプルをコピーすることによって形成される。Ｐ１ ＯＦＤＭシンボルの検出のために推奨される技術が、非特許文献２に開示されている。
米国特許出願公開第２００８／１７０６４５号明細書 米国特許出願公開第２００７／０９２０４４号明細書 米国特許出願公開第２００４／００５０１８号明細書
Digital Video Broadcasting (DVB); Frame structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2), Draft ETSI EN 302 755, Version 1.1.1-0.2, October 2008） Digital Video Broadcasting (DVB); Implementation guidelines for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2), Draft ETSI TR 102 831, Version 0.7.6, September 2008） DTG DVB-T2 Implementer's Seminar, 9th October 2008, London, Jonathan Stott "The P1 Symbol" <URL:www.dtg.org.uk/dtg/t2docs/P1_Jonathon_Stott_BBC.pdf> 2008 IEEE 67th Vehicular Technology Conference, 11-14th May 2008, "An Optimised Joint Time Synchronization and Channel Estimation Scheme for OFDM Systems", pp. 908-912
シグナリングＯＦＤＭシンボルは、受信装置による検出を促進するように設計されているが、マルチパス、付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）、及び（連続波干渉によってモデル化された）アナログ干渉等の典型的な送信障害の存在下で、受信装置においてシグナリングＯＦＤＭシンボルを検出する場合、技術的課題が生じることがある。
本発明の一態様によれば、ＯＦＤＭシンボルからデータを検出及び再生する受信装置が提供される。前記ＯＦＤＭシンボルは、プリアンブルガードインターバル及びポストアンブルガードインターバルを繰り返し期間内に有するシグナリングＯＦＤＭシンボルと、１つ又は複数のデータＯＦＤＭシンボルとを有する。前記プリアンブルガードインターバル及び前記ポストアンブルガードインターバルは、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの有効部分からサンプルを時間領域においてコピーすることにより形成される。当該受信装置は、前記ＯＦＤＭシンボルを表す信号を検出して、当該ＯＦＤＭシンボルの、時間領域においてサンプリングされたバージョンを生成するように構成された復調部と、相関処理部を有するガード／シグナリング検出部とを具備する。前記相関処理部は、第２の移動平均フィルタを有し、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記プリアンブルガードインターバルから、プリアンブル相関サンプルを生成し、前記第１の移動平均フィルタを用いて、前記ポストアンブルガードインターバルの時間長（ＴＢ）に対応する、移動窓内の複数の前記プリアンブル相関サンプルを平均することにより、平均プリアンブル相関サンプルを形成する、第１のブランチと、第２の移動平均フィルタを有し、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記ポストアンブルガードインターバルから、ポストアンブル相関サンプルを生成し、前記第２の移動平均フィルタを用いて、前記プリアンブルガードインターバルの時間長（ＴＣ）に対応する、移動窓内の複数の前記ポストアンブル相関サンプルを平均することにより、平均ポストアンブル相関サンプルを形成する、第２のブランチと、前記平均プリアンブル相関サンプル及び前記平均ポストアンブル相関サンプルを結合して、出力相関サンプルを形成するように構成された結合処理部と、前記出力相関サンプルから、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルを検出して、前記データＯＦＤＭシンボルの識別が可能となる開始点であるフレームタイミングを識別するように構成された後処理検出部とを有する。
本発明の実施形態は、プリアンブル及びポストアンブルの両方のガードインターバルを含むＯＦＤＭシンボルから、Ｐ１シンボルの存在、Ｐ１位置、推定微周波数オフセット等のシグナリング情報を検出するための、正確な技術を提供することができる。前記Ｐ１シンボルは、ＤＶＢ−Ｔ２規格に従って構成されてよい。前記相関処理部は、前記プリアンブルガードインターバルからのサンプルを相関付けることにより、プリアンブル相関サンプルを生成する第１のブランチと、前記ポストアンブルガードインターバルからのサンプルを相関付けることにより、ポストアンブル相関サンプルを生成する第２のブランチとを有する。当該第１のブランチ及び第２のブランチはそれぞれ、前記プリアンブルガードインターバル及び前記ポストアンブルガードインターバルの時間長にそれぞれ対応する移動平均フィルタを有する。すなわち、平均サンプルを形成するために、移動窓内の複数のサンプルを平均する各移動平均フィルタの時間長は、２つのブランチのうちの他方によって処理される「ガードインターバル」（ガードインターバルと類似するが、それぞれシンボルの有効部分Ａの分割シフトされたコピーである）の時間長に対応する。その結果、出力相関サンプルは、受信装置に存在する典型的な障害の存在下で、より明確なピークを提供することが見出されている。したがって、シグナリングＯＦＤＭシンボルからタイミング点又は同期点を識別する精度が向上され、それにより、フレーム内のＯＦＤＭシンボル及びそのＯＦＤＭシンボルの位置を識別する精度が向上され、再生されるデータの品位を向上させることができる。
さらに、本発明の別の実施形態では、前記後処理検出部は、前記相関処理部から、前記結合されたプリアンブル相関サンプル及びポストアンブル相関サンプルから形成された出力相関サンプルを受信し、また、シグナリングＯＦＤＭシンボルが検出されると考えられる点を表す同期点を検出するための閾値を適応させる。２つのブランチのうちの一方に、他方のブランチのプリ／ポストアンブルガードインターバルに対応させた移動平均フィルタを含める技術と、前記後処理検出部によって実行される適応閾値の検出との組み合わせにより、シグナリングＯＦＤＭシンボルの検出を評価する精度及び信頼性が向上する。そのため、この技術を、より高い信頼性及び精度で受信装置の品位を向上させ、ひいては再生されるデータの品位を向上させるために用いることができる。さらに、この方式により、微周波数オフセット値を推定する際の性能も向上する。
本発明のさらなる態様及び特徴は、添付の特許請求の範囲において規定され、以下の例示的な実施形態の説明において説明される。
いくつかの実施形態では、ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｔ２、ＤＶＢ−Ｈ、又はＤＶＢ−Ｃ２等のディジタルビデオ放送規格に従って送信される。
本発明のさらなる対応は、ＯＦＤＭシンボルからデータを再生する方法に関する。
例えばＤＶＢ−Ｔ２規格において用いられるＯＦＤＭ送信装置の概略ブロック図である。 ＤＶＢ−Ｔ２規格に従うスーパーフレーム構造の例を示す図である。 例えばＤＶＢ−Ｔ又はＤＶＢ−Ｔ２規格において用いられるＯＦＤＭ受信装置の概略ブロック図である。 ＤＶＢ−Ｔ２規格の一部として生成されたＰ１シグナリングＯＦＤＭシンボルを示す概略ブロック図である。 ＤＶＢ−Ｔ２規格におけるＰ１シンボルのプリアンブルガードインターバル及びポストアンブルガードインターバルを示す概略ブロック図である。 Ｐ１シンボルのアクティブキャリアを示す概略図である。 図７（ａ）は、ＤＶＢ−Ｔ２規格の複数のスーパーフレームの概略ブロック図であり、図７（ｂ）は、理想的なケースにおいてＰ１シンボルを相関付ける場合の、時間に対する相関振幅の例示的なプロットであり、図７（ｃ）は、より典型的な受信環境における、時間に対する信号振幅の例示的なプロットである。 ガード／シグナリング検出部内で用いられる、ＤＶＢ−Ｔ２規格用の、実施要綱に従う相関処理部の概略ブロック図である。 時間に対する信号振幅の複数のプロットであり、図８に示す相関処理部の各ブランチ内の相関関数を示す。 チャネルアーチファクトが存在する場合の、時間に対する検出フラグのプロットと整列された、図８の相関処理部の出力部における、時間に対する相関強度のプロットを示す図である。 本発明の実施形態の技術によるガード／シグナリング検出部の一部を成す相関処理部の概略ブロック図である。 図１１に示す相関処理部の各ブランチにおける、時間に対する相関値を示す概略プロットである。 ブランチが整列され、各ブランチの出力が結合された、図１２に示すプロットに対応するプロットである。 相関出力部からの出力を受信し、適応閾値を用いてＰ１検出フラグを生成する後処理検出部を示す概略ブロック図である。 図１４にも示すピーク検出部の概略図である。 誤ピーク検出を解決するための、相関出力値の絶対値及び複数のサンプルにわたる平均相関出力値の絶対値の両方についての、時間に対する信号振幅のプロットの一例である。 図１１に示す相関処理部内の信号のうちいくつかについての、時間に対する信号値のプロットの概略図である。 図１７に示すプロットに対応するが、相関処理部の別のブランチについてのプロットを示す図である。 相関処理部の出力部についての、時間に対する信号値のプロットのスナップショットである。 相関処理部の出力部における時間に対する信号振幅、及び図１４に示す後処理検出部内の適応閾値処理部によって生成された閾値のプロットの一例である。 図２０に示すプロットの一部の拡大図を提供する、離散時間サンプルの時間に対する信号振幅のプロットの一例である。 シングルパスの場合の、サンプル数に対する、テスト例における相関処理部の出力値の位相又は引数のプロットの一例であり、Ｐ１シンボルのための検出フラグを共に示す。 シングルパスチャネルの場合のチャネルインパルス応答に関して示される、ＤＶＢ−Ｔ２搬送ストリームのスーパーフレーム内のＰ１シンボルの概略表現である。 図２４（ａ）は、図２３に示すシングルパスチャネルの場合の、信号雑音比に対する、Ｐ１シンボルを正しく検出するためのパス率のプロットの一例を示し、図２４（ｂ）は、シングルパスチャネルの場合の、Ｐ１シンボルに伴う微周波数オフセットの検出に対する推定位相誤差のプロットの一例であり、図２４（ｃ）は、シングルパスチャネルの場合の、信号雑音比に対するＰ１シンボル検出のための位置誤差の平均及び標準偏差のプロットの一例である。 ＤＶＢ−Ｔ２送信ストリームのＰ１シンボルを示す、シンボルストリームの概略表現であり、２つのパスチャネルの場合の、位置精度を表す。 図２４（ａ）、図２４（ｂ）、図２４（ｃ）に示した例に対応する、２つのパスチャネルの場合の例を示すプロットである。 ３つのパスチャネルの場合の、Ｐ１シンボル及びＰ２シンボルを有するＤＶＢ−Ｔ２シンボルストリームを、チャネルインパルス応答に関して示す概略表現である。 図２４（ａ）、図２４（ｂ）、図２４（ｃ）に示した例に対応する、図２７に示した３つのパスチャネルの場合の例を示すプロットである。 図２４（ａ）、図２４（ｂ）、図２４（ｃ）に示した例に対応する、シングルパスチャネルであり、信号雑音比が３３ｄＢである場合の例を示すプロットである。 図２４（ａ）、図２４（ｂ）、図２４（ｃ）に示した例に対応する、２つのパスチャネルの場合の例を示すプロットである。 図２９（ａ）、図２９（ｂ）、図２９（ｃ）に示した例に対応する、３つのパスチャネルの場合の例を示すプロットである。
これより、本発明の実施形態を、添付の図面を参照して、例示としてのみ説明する。図面において、同様の部分には対応する参照符号が付される。
以下の段落において、ＤＶＢ−Ｔ２規格に準拠して動作する受信装置を参照して、本発明の例示的な実施形態を説明するが、本発明の実施形態は他のＤＶＢ規格及びＯＦＤＭを利用する他の通信システムと共に用いられてもよいことを理解されたい。ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボルを通信するために、物理層において無線を用いてもよく、又はケーブル等の他の物理媒体を用いてもよい。
図１は、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ、ＤＶＢ−Ｔ２又はＤＶＢ−Ｃ２規格に従って、例えばビデオ画像及び音声信号を送信するために用いることができるＯＦＤＭ送信装置の例示的なブロック図を示す。図１では、プログラムソース１が、ＯＦＤＭ送信装置によって送信されるべきデータを生成する。ビデオ符号化部２、音声符号化部４及びデータ符号化部６は、送信されるべきビデオデータ、音声データ及び他のデータを生成し、これらのデータはプログラム多重化部１０に供給される。プログラム多重化部１０の出力は、ビデオデータ、音声データ及び他のデータを送信するために必要な他の情報と多重化された多重化ストリームを形成する。多重化部１０は、接続チャネル１２上にストリームを供給する。このような多重化ストリームは、種々の異なるブランチＡ、Ｂ等に供給されるように、多数存在してもよい。簡潔にするために、ブランチＡのみを説明する。
図１に示すように、ＯＦＤＭ送信装置は、多重適応化／エネルギー拡散ブロック２２においてストリームを受信する。多重適応化／エネルギー拡散ブロック２２は、データをランダム化し、適切なデータを、ストリームの誤り訂正符号化を実行する前方誤り訂正符号化部２４に供給する。ビットインタリーバ２６は、符号化されたデータビットをインタリーブするために設けられる。この符号化されたデータビットは、ＤＶＢ−Ｔ２の例の場合、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティチェック）／ＢＣＨ（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem）符号化部の出力である。ビットインタリーバ２６からの出力は、ビット配置マッピング部２８に供給される。ビット配置マッピング部２８は、ビットのグループを、符号化データビットを搬送するために用いられる配置点にマッピングする。ビットコンステレーションマッピング部２８からの出力は、実成分及び仮想成分を表す配置点ラベルである。配置点ラベルは、用いられる変調方式に応じて、２つ以上のビットから形成されたデータＯＦＤＭシンボルを表す。これらはデータセルと呼ばれる。これらのデータセルは、タイムインタリーバ３０を通過する。タイムインタリーバ３０は、複数のＬＤＰＣコードワードから得られたデータセルをインタリーブする。
データセルは、図１におけるブランチＢ等によって生成されたデータセルと共に、他のチャネル３１を介して、フレームビルダ３２によって受信される。その後、フレームビルダ３２は、多数のデータセルを、ＯＦＤＭシンボルで搬送されるべきシーケンスに形成する。ここで、ＯＦＤＭシンボルは、複数のデータセルを有し、各データセルはサブキャリアのうちの１つにマッピングされる。サブキャリアの数は、システムの動作モードに応じて、１Ｋ、２Ｋ、４Ｋ、８Ｋ、１６Ｋ又は３２Ｋ等があり、これらは、例えば以下の表の例に従って、それぞれ異なる数のサブキャリアを提供する。
Figure 0005546358
各ＯＦＤＭシンボルにおける搬送されるべきデータセルのシーケンスは、ＯＦＤＭシンボルインタリーバ３３に送られる。その後、パイロット信号及び埋込信号形成部３６から供給されたパイロット信号及び同期信号を挿入するＯＦＤＭシンボルビルダブロック３７によって、ＯＦＤＭシンボルが生成される。その後、ＯＦＤＭ変調部３８が、時間領域においてＯＦＤＭシンボルを形成し、このＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボル間のガードインターバルを生成するガード挿入処理部４０に供給され、その後、デジタル−アナログ変換部４２に供給され、最後に、ＲＦフロントエンド４４内のＲＦ増幅部に供給され、その結果、ＯＦＤＭ送信装置によってアンテナ４６から放送される。
（フレームフォーマット）
ＤＶＢ−Ｔ２システムでは、１つのＯＦＤＭシンボル当たりのサブキャリアの数は、パイロットの数及び他の予備サブキャリアの数に応じて変動する。図２は、ＤＶＢ−Ｔ２規格に従う「スーパーフレーム」の一例を示す。
したがって、ＤＶＢ−Ｔ２では、ＤＶＢ−Ｔとは異なり、データを搬送するサブキャリアの数は固定ではない。放送業者は、１Ｋモード、２Ｋモード、４Ｋモード、８Ｋモード、１６Ｋモード、３２Ｋモードのうちの１つの動作モードを選択することができる。これらの動作モードはそれぞれ、ＯＦＤＭシンボル当たりのデータ搬送用サブキャリアの範囲を示しており、各モードにおける利用可能なサブキャリアの最大数は、それぞれ１０２４、２０４８、４０９６、８１９２、１６３８４、３２７６８である。ＤＶＢ−Ｔ２では、物理層フレームは、多数のＯＦＤＭシンボルからなる。図２に示すように、フレームは、典型的にはプリアンブル（Ｐ１）シンボル６２から開始する。このＰ１シンボル６２は、動作モードの提示等、ＤＶＢ−Ｔ２設備の構成に関するシグナリング情報を提供する。このＰ１シンボル６２の次に、１つ又は複数のＰ２ ＯＦＤＭシンボル６４が続く。次に、複数のペイロード搬送ＯＦＤＭシンボル６６が続く。この物理層フレームの終端は、フレームクローズシンボル（ＦＣＳ）６８によってマークされる。各動作モードについて、サブキャリアの数は各シンボルのタイプによって異なり得る。さらに、サブキャリアの数は、帯域幅の拡大が選択されたか否か、トーンリザベーションが可能となっているか否か、及び、どのパイロットサブキャリアパターンが選択されたかに応じてそれぞれ異なり得る。したがって、ＯＦＤＭシンボル当たりのサブキャリアの特定の数を一般化することは困難である。
（受信装置）
図３は、本発明の実施形態の技術と共に用いることができる受信装置の例を説明する図である。図３に示すように、ＯＦＤＭ信号は、アンテナ１００によって受信され、チューナ１０２によって検出され、アナログ−ディジタル変換部１０４によってディジタル形式に変換される。後に詳細に説明するが、いくつかの実施形態では、受信されたＯＦＤＭ信号は、２つの別々のアンテナグループによって送信された２つのバージョンのＯＦＤＭシンボルの組み合わせであってもよい。ガード／シグナリング検出部１０６は、周知の技術により、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理部１０８をチャネル推定／補正処理部１１０と共に用いて、埋込シグナリング復号部１１１と協働して、受信されたＯＦＤＭシンボルからデータが再生される前に、ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルを除去する。復調されたデータは、デマッピング部１１２から再生され、シンボルデインタリーバ１１４に供給される。シンボルデインタリーバ１１４は、受信したデータＯＦＤＭシンボルを逆マッピングして、デインタリーブされたデータを有する出力データストリームを再生成するように動作する。同様に、ビットデインタリーバ１１６は、ビットインタリーバ２６によって実行されたインタリーブを逆インタリーブする。図３に示すＯＦＤＭ受信装置の残りの部分には、誤りを訂正し、ソースデータの推定値を再生するための誤り訂正符号化部１１８が設けられる。
（ＤＶＢ−Ｔ２におけるＰ１シンボル）
本発明の実施形態は、例えばＤＶＢ−Ｔ２システムのＰ１ ＯＦＤＭシンボル等の、通信システムのフレーム構造を同期及び検出するために用いられるようなシグナリングＯＦＤＭシンボルの検出において用いられる。
ＤＶＢ−Ｔ２規格によれば、図４に示すように、繰り返しＯＦＤＭシンボルのフレームの開始が、ショートＰ１シンボルによって示される。Ｐ１シンボルによって搬送される情報は、２タイプの７ビットデータフィールドを有する。１つ目のタイプ（Ｐ１のＳ１ビットに対応する）は、プリアンブルフォーマット（ひいては、フレームタイプ）を区別するために必要とされ、２つ目のタイプは、受信装置が基本的な送信パラメータを迅速に把握するために役立つ。以下の表２、表３及び表４は、非特許文献１に記載されたＤＶＢ−Ｔ２規格の規定に従って、Ｐ１シンボルによって搬送されたシグナリング情報を要約したものである。
Figure 0005546358
Figure 0005546358
Figure 0005546358
Ｐ１シンボルは、簡単でありながらロバストな、ＤＶＢ−Ｔ２信号を迅速に検出するための機構、並びに高速周波数ロック機構（微周波数オフセット及び粗周波数オフセット）を提供するように、詳細に構成される。
「第２世代ディジタル地上テレビジョン放送システム（ＤＶＢ−Ｔ２）用のディジタルビデオ放送（ＤＶＢ）実施要綱（Digital Video Broadcasting (DVB); Implementation guidelines for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2), Draft ETSI TR 102 831, Version 0.7.6, September 2008）」（以下、単に「実施要綱」と称する）において、推奨されるＰ１検出技術が提供されている。しかし、後述するように、これらの推奨される検出技術は、受信環境によっては、不十分な性能を呈することがある。
Ｐ１シンボルは、以下に示す４つの主な目的を有する。
・受信装置が、特定のＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）チャネルがＤＶＢ−Ｔ２信号を含んでいるか否かを迅速に（例えば、新たな場所における帯域スキャン中に）検出できるようにする（含んでいない場合は別のチャネルに移行するか、又は当該チャネルが他のサービス、例えばＤＶＢ−Ｔ信号を含んでいるか否かを確認する）。
・プリアンブル自体をＴ２プリアンブルとして識別する（信号は、Ｔ２フレーム及び将来拡張フレーム（ＦＥＦ：Future Extension Frame）期間の両方を含んでもよいことに留意されたい）。
・プリアンブル及びそれに続くメインペイロードの残りの部分を復号するのに必要とされるいくつかの送信パラメータを指示する。具体的には、Ｐ１は、送信のＦＦＴモードを指示する。送信のガードインターバルは未知であるため、確認しなければならないが、選択肢が絞られるため、検出時間を短縮するために有効である。
・受信装置が、周波数及びタイミングの同期を検出し、補正できるようにする。
Ｐ１シンボルの構造は、ロバストであり、且つ、困難な状況であっても受信装置がＰ１シンボルを最小限のオーバーヘッドで復号可能となるように設計される。したがって、ＤＶＢ−Ｔ２用のＰ１は、以下の特徴を有するように設計される。
１．干渉の防止：Ｐ１シンボルは、過酷な状況においても正しく受信され、復号されることが期待される。（効率のために）短く、固定された長さのＰ１シンボルを選択することにより、シンボル間の干渉が生じる可能性があるが、変調及び符号化は、非常に低い信号雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）において動作するように設計されているため、この干渉は許容される（メインの１ｋシンボルＡに付加された左側部分Ｃの長さは、以前のデータシンボルに対するチャネル応答を完全に吸収するのに十分ではない（図５に簡単に説明される））。
１ｋシンボルの始まりと終わりに２つの部分Ｃ及びＢが存在することにより、（符号が逆であったとしても）遅延の大きいチャネルエコー、又は、（連続波干渉のような）スプリアス信号の存在下で生じる可能性のある誤検出及び検出漏れの両方に対するロバスト性が向上する。
２．チャネルについていかなる知識もなしに受信を行う：Ｐ１は、受信装置が公称中心周波数に同調されている場合、自身のキャリア分散によって、正しく再生されることができる。８ＭＨｚシステムの場合、シンボルは、帯域の中心から±５００ｋＨｚまでのオフセットに対処できる。シンボルのピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）は、ＡＧＣ（Automatic Gain Control：自動利得制御）ループがまだ安定していない場合であっても、自身がより良好に受信されるように最適化される。
３．オフセット補正能力：初期化処理中に、Ｐ１シンボルを用いて、受信装置の時間粗同期をとることができ、また、受信装置の公称中心周波数からの、キャリアの何分の１かのシフト及びキャリアの整数個分のシフトの両方を含む周波数偏差を検出（及び、後に補正）することができる。
４．シグナリングのロバスト性：Ｐ１内で搬送されるシグナリングは、ＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying：差動二相位相変調）変調される。この保護は、ＳＮＲが負の値であっても、Ｐ１シグナリング情報を再生するのに十分であることが実証されている。
（Ｐ１シンボルの構造）
Ｐ１シンボル（２０４８サンプル長）は、シンボルの前後において周波数シフトされた繰り返しを有する１ｋのＯＦＤＭシンボルに基づくものである。シンボル全体は、８ＭＨｚのシステムにおいて２２４マイクロ秒間継続し、有効部分「Ａ」（１０２４サンプル）と、２つの「ガード状インターバル」部分「Ｃ」（５４２サンプル）及び「Ｂ」（４８２サンプル）からなる。１ｋシンボルの８５３個の有効なキャリアから、３８４個だけが利用され（キャリア４４において開始し、キャリア８０９において終了する）、残りは０にセットされる。利用されるキャリアは、公称の７．６１ＭＨｚの帯域幅の中心から、約６．８３ＭＨｚの帯域を占める。シンボルは、５００ＫＨｚの最大周波数オフセットがある場合でも、アクティブなキャリアの大部分が７．６１ＭＨｚの帯域内に留まるように設計される。したがって、Ｐ１シンボルは、かなり大きい周波数オフセットの存在下であっても再生可能である。しかし、Ｐ１シンボル検出の最適化は、依然として技術的課題である。
（Ｐ１シンボルの検出）
以下の段落において説明するように、本発明の実施形態の技術により、例えばＤＶＢ−Ｔ２内で用いられるＯＦＤＭシンボルのシグナリングシンボルであるＰ１シンボルを、高い信頼性でロバストに検出することができる。
図４に示すように、ＤＶＢ−Ｔ２フレーム６０は、Ｐ１シンボル６２及びＰ２シンボル６４に加えて、その他のデータ搬送のためのＯＦＤＭシンボル６６を有する。図４は、図２に示す図に加えて、Ｐ１シンボル６２及びＰ２シンボル６４によって提供されるＬ１シグナリングデータ構造を示す。図４に示すように、Ｐ１シンボル６２は、Ｐ１シグナリングデータ６２．１を有し、Ｐ２シンボル６４は、プレ信号６４．１及びポスト信号６４．２として設けられる２つの部分からなるＬ１シグナリングデータを有する。Ｌ１ポストシグナリングデータは、設定可能データ６５、動的フィールド６７、拡張フィールド６９、巡回冗長検査フィールド７１、及びパディングシンボル７３を含むいくつかのデータフィールドを提供するように示される。
本発明の実施形態の技術は、Ｐ１シンボルの存在を検出することにより、スーパーフレーム構造のタイミングを正確に検出する構成を提供する。Ｐ１シンボルは、ＤＶＢ−Ｔ２シンボルストリームにおけるＯＦＤＭシンボルのＦＦＴサイズを提供する。したがって、Ｐ１シンボルを高い信頼性で検出することが、ＤＶＢ−Ｔ２シンボルストリームの残りの部分を正しく検出するための前提条件となる。この目的で、Ｐ１シンボルストリームには、図５に示すようなプリアンブルガードインターバル及びポストアンブルガードインターバルが設けられている。
上述し、図５に示すように、Ｐ１シンボル６２は、プリアンブルガードインターバル１６２及びポストアンブルガードインターバル１６４を有する。このプリアンブルガードインターバル１６２及びポストアンブルガードインターバル１６４は、部分Ａとして示されるバースト１６６の有効部分内のサンプルをコピーし、周期的にシフトすることにより形成される。図５において、ポストアンブルガードインターバルは「Ｂ」として示され、プリアンブルガードインターバルは「Ｃ」として示される。図５に示すように、バーストＡ、すなわち１６６の有効部分からシンボルのサンプルをコピーすることに加え、ｆＳＨの位相回転が実行される。Ｐ１シンボルは、自身が正しく検出される可能性を高めるために、ポストアンブルガードインターバル１６２及びポストアンブルガードインターバル１６４を有することに加え、アクティブキャリアの数を減らされる。
図６は、６．８３ＭＨｚの帯域内のキャリアを、７．６１ＭＨｚの総帯域と比較して示す。したがって、アクティブキャリア１６８は、より高さの低い未使用のキャリア１７０と比較される。
Ｐ１処理は、検出及び検証の２つのタスクを有すると考えることができる。Ｐ１検出は、以下を実現することを目的とする。
・Ｐ１シンボルの存在を検出する
・時間粗同期の基準を設定する
・キャリアの何分の１か（±０．５のキャリア間隔）の周波数オフセットを補正するために用いられる変数を設定する
Ｐ１の検証により、以下の情報が提供される。
・受信された１ＫシンボルがＰ１シンボルであることが確認される。これは、周波数領域における電力が、Ｐ１シンボルについて指定された分散シーケンスに従って分散されていることを暗に示す。
・電力の分散が局所的である場合、整数個分のキャリアオフセットを検出し、補正する。
本発明の実施形態の技術によれば、シグナリング／ガード検出部１０６は、スーパーフレーム内の他のＯＦＤＭシンボルのタイミングを識別するための基準となる同期フラグを生成するために、プリアンブルガードインターバル１６２及びポストアンブルガードインターバル１６４を、ＯＦＤＭシンボルの有効部分（Ａ）からのサンプルとクロス相関させるように構成される。図７（ａ）は、図２に示したものに対応する、Ｐ１シンボル６２及びＰ２シンボル６４を有するスーパーフレーム６０の２つの例を示す。ＤＶＢ−Ｔ２実施要綱によれば、プリアンブルガードインターバル１６２及びポストアンブルガードインターバル１６４をクロス相関させることにより、図７（ｂ）に示すような時間に対する相関出力信号振幅のプロットが得られる。したがって、相関値のピークが、Ｐ１シンボルの終端と一致することが理想的である。Ｐ１シンボルはＦＦＴサイズも提供するため、Ｐ１シンボルの終端が識別されれば、それに応じて、スーパーフレーム内の残りのＯＦＤＭシンボルを、スーパーフレーム内に位置付けることができる。したがって、図７（ｂ）において、相関出力値の各例１７４の拡大図が、理想的なケースの拡大図１７６として示される。これにより、本実施形態では、Ｐ１シンボル６２の終端として最適なタイミング点を識別することは比較的簡単であることが理解される。しかし、現実には、ＤＶＢ−Ｔ２規格に準拠したＯＦＤＭシンボルストリームは、アナログ干渉、付加白色ガウス雑音、及びマルチパスの存在下で受信される。したがって、現実には、実施要綱に従って実現される従来の相関処理部の相関出力値は、例えば、図７（ｃ）に示すようなものになる。図７（ｃ）は、図７（ｂ）に示す例に対応しており、時間に対する信号サンプル値のプロットを提供する。図７（ｃ）から分かるように、マルチパス及び雑音の存在は、相関値を歪ませる効果を有し、その結果、プロット例１７８は、もはや、Ｐ１シンボルの同期の基準となる明確な最大値を持たない。したがって、拡大図１８０に示すように、Ｐ１シンボルの中心１８２を示すサンプリング点は、複数の値からなる範囲１８４となる。
Ｐ１シンボルから導き出された相関タイミングは、Ｐ１シンボルの正確な位置を識別するだけでなく、位相オフセットを表す微周波数オフセットを識別して、ＯＦＤＭシンボルが受信装置の周波数帯域内にあることを確認するためにも用いられる。したがって、タイミングインターバル１８２は、時間又はサンプル数に対する位相のさらなるプロット１８６によって示すような、位相オフセットが識別される点も提供する。図７（ｃ）に示すように、タイミング点１８２は、受信された信号サンプルにおける微周波数オフセットを識別し、この微周波数オフセットは、後に検出部内で、受信されたＯＦＤＭシンボルのサブキャリア信号の周波数領域における位置を調整するために用いられる。
したがって、本発明の実施形態の技術は、付加白色ガウス雑音、連続波干渉、及びマルチパス等の典型的な障害の存在下において、Ｐ１シンボルの終端として最適な同期点を出来るだけ正確に識別するという技術的課題を解決することを目的とする。以下の段落において、解決手段を説明する。
（実施要綱に従うＰ１検出部）
図８は、実施要綱に従う、Ｐ１シンボルを検出するための相関処理部（ガード／シグナリング検出部１０６）の例を示す図である。図５に示すように、部分「Ｃ」及び「Ｂ」は、部分「Ａ」の周波数シフトされた繰り返しであり、したがって、受信装置において反転処理を行う必要がある。図９は、実施要綱において規定された改良窓相関処理に基づく、Ｐ１検出の可能なシナリオを示す。
図８に示すように、アナログ−ディジタル変換部１０４からのガード／シグナリング検出部１０６に対する入力は、チャネル２００を介して供給され、チャネル２００は、各信号サンプルを、各乗算部２０２及び２０４の第１の入力部に供給する。第１の乗算部２０２の第２の入力部は、受信した信号サンプルを２πｆＳＨだけダウンシフトする位相オフセットを受信して、図５に示したポストアンブルＢが形成されたときに実行された位相反転を相殺する。その後、第１の乗算部２０２からの出力は、第３の乗算部２０６に供給される。第３の乗算部２０６の第２の入力部は、入力された信号を受信するが、この信号は、遅延部２０８により、ポストアンブルの時間長ＴＢに等しい期間だけ遅延される。したがって、信号サンプルはＴＢの期間だけ遅延されているため、第３の乗算部２０６は、第１のブランチ上のＰ１シンボルの信号サンプルを、ポストアンブルに対して相関付ける相関出力値を形成する。第２の入力部において受信された信号サンプルは共役されて、従来の相関乗算が提供される。
次に、第３の乗算部２０６の出力は、期間ＴＲにわたる平均を算出する移動平均フィルタ２１０に供給される。移動平均フィルタ２１０の出力は、最後の乗算部２１２の第１の入力部に供給される。最後の乗算部２１２の第２の入力部は、プリアンブルガード期間ＴＣについての相関出力値を形成する第２の上側のブランチによって供給を受ける。したがって、第２の乗算部２０４の第２の入力部は、第１の乗算部２０２の出力部からのダウンシフトされた信号サンプルを、第２の遅延部２１４を介して受信する。第２の遅延部２１４は、受信した信号サンプル値を、プリアンブルガード期間ＴＣに等しい期間だけ遅延させるように設定される。遅延された信号サンプル値は、第２の乗算部２０４の第２の入力部に供給され、この第２の乗算部２０４の出力部において、共役値が適用され、相関サンプル値が形成される。図８に示す相関処理部の上側部分には、追加の移動平均フィルタ２１６が設けられ、この移動平均フィルタ２１６も、窓期間ＴＲにわたるサンプルの平均を算出する。その後、移動平均フィルタ２１６の出力は、追加の遅延部２１８を介して、最後の乗算部２１２の第２の入力部に供給される。追加の遅延部２１８は、信号サンプルを、Ｐ１シンボルの有効部分の期間ＴＡに等しい期間だけ遅延させる。
図８において、周波数シフトｆＳＨは、送信装置においてＰ１シンボルの部分Ｃ及びＢに適用された周波数シフトであり、Ｐ１部分Ａを有する１ｋのＯＦＤＭシンボルのキャリア間隔に対応する。ＴＡ、ＴＢ及びＴＣは、それぞれ１０２４個、４８２個及び５４２個のサンプルに対応し、Ｐ１シンボルの部分Ａ、Ｂ及びＣの時間長である。
遅延部ＴＣ及びＴＢは、それぞれ、対応する乗算部及び移動平均フィルタと共に、回路（大まかに「相関処理部」と呼ぶ）の一部を形成する。この回路は、各部分Ｃ及びＢにおける周波数シフトされた繰り返しを検出する。遅延部ＴＡは、これら２つの「相関処理部」の出力を時間的に整列させる。
ＴＲは、ｆＳＨの逆数となるように選択され、したがって、ＴＡと同じ、１０２４個のサンプル期間に対応する。この選択されたＴＲは、指定されたｆＳＨと相互作用して、連続波干渉又は他の望ましくない相関条件によって生じる、２つの相関処理部の出力部における望ましくない複素定数項を除外する。
ＴＲの選択により、「相関処理部」の出力は、シンプルなガウスチャネルの場合、その強度が、底辺長（ＴＡ＋ＴＸ）、斜辺長（ＴＸ）、及び頂辺長（ＴＡ−ＴＸ）の台形パルスである複素パルスとなる（ここで、ＴＸは、図８に示す２つの相関処理部について、それぞれＴＣ又はＴＢの値をとる）。上側ブランチ及び下側ブランチの移動平均フィルタ２１６、２１０は、連続波干渉値の推定継続期間に等しい期間ＴＲにわたる信号サンプルの平均を算出するように構成されるため、連続波の期間全体にわたって、干渉合計は０となる。
両方のブランチの相関出力値の変数は、微周波数オフセットについての情報だけでなく、ダウンシフト発振部の（送信装置に関する）未知の任意の位相についての情報も有する。図示する２つの相関出力部のパルスを乗算することにより、未知の任意の位相の影響が相殺される。最後の出力パルスの変数は、周波数オフセットの「微」成分と比例するように示される。
図９は、付加白色ガウス雑音、連続波干渉、及びマルチパスが存在しない完全なチャネルにおける、図８に示す実施要綱に従う相関処理部の動作を示す。図９において、Ｐ１シンボル２２０の相対タイミングの影響が、上側ブランチＣ２２２及び下側ブランチＢ２２４について示される。ブランチＣ２２２についての乗算部２０４の出力値の影響は、ブランチＣ２２２及びブランチＢ２２４についての、時間に対する信号サンプル値のプロット２２６及び２２８により示される。また、上側ブランチＣ２２２及び下側ブランチＢ２２４についての出力値のプロットは、遅延要素２１８により遅延された後の第２のプロット２２６．１、２２８．１と重ねて表され、これらの値が最後の乗算部２１２によって乗算されると、さらなるプロット２３０が生成される。
相関処理部の出力部２１９において、Ｐ１シンボルの終端を識別するためにパルス検出又はピーク検出を実行する際、誤検出を避けるために、正確な閾値を設定する必要がある。マルチパス及び高レベルのＡＷＧＮ雑音が存在する過酷なチャネル条件では、Ｐ１検出ブロックの最後の出力は、図７（ｂ）及び図９に示したものとはかなり異なるものになる。
図１０は、固定された閾値及び「雑音の多い出力」を用いた結果として起こり得る誤検出のシナリオを示す。図１０は、時間に対する信号サンプル出力値の、より典型的なプロットを示す。図１０に示すように、Ｐ１シンボルの「正確な位置」として識別し得るいくつかの候補点が存在する。したがって、Ｐ１シンボルの中心が誤検出される可能性がある。したがって、図１０の第２のプロットにおいて、時間に対する検出フラグが示される。最適な検出点を提供するフラグ位置２４０に加えて、２つの他の候補検出値が存在する。これらはいずれも、誤検出点２４２、２４４と見なされる。本発明の実施形態は、この候補誤検出位置に対処する。
図１０に示すように、誤検出は、部分的には、閾値２４６が固定であることにより、Ｐ１シンボル２２０の終端の検出に曖昧性が生じることに起因する。
上記の分析を考慮して、Ｐ１構造の基本的な特徴を変更することなく、実施要綱の方法に対する以下のような２つの改善が提案される。
・位置特定：広い候補範囲を絞り込むことで、Ｐ１の位置精度を向上させる。
・検出：適応閾値により、誤検出を低減する。
（本発明の実施形態の技術による検出部の例）
図１１は、本発明の実施形態の一例を示す。本発明の実施形態により、相関出力値の台形パルス形状を三角形のパルスに変換することにより、図１０の例における、雑音の多いチャネル及びマルチパスチャネルの存在によって生じる、Ｐ１の位置特定における広範な曖昧性を大幅に低減することができる。図１２及び図１３は、これがいかに達成されるかを説明する図である。
図１１に示すように、本発明の実施形態の技術による相関処理部は、図８に示す実施要綱に従う相関処理部に実質的に対応する。しかし、図１１においては、ガード／シグナリング検出部１０６の入力チャネル３００から信号サンプルを受信する４つの乗算部３０２、３０４、３０６、３０８が存在する。図１１に示す実施形態では、第１の乗算部３０２は、第１の乗算部３０２の第２の入力部において複素値２πｆＳＨを提供することにより、入力チャネル３００から受信された信号サンプルを、位相回転ｆＳＨに対応する複素位相シフトによって乗算する。第１の乗算部３０２からの出力は、第１のブランチ及び第２のブランチに供給される。また、図１１では、上側ブランチＣにおいて、信号サンプルの共役値として時間遅延ＴＣが導入され、第２の乗算部３０４の第２の入力部に供給される。第２の乗算部３０４は、入力チャネル３００から受信した信号サンプルとの相関値を形成する。これに応じて、下側ブランチにおいて、入力チャネル３００から受信され、時間遅延ＴＢだけ遅延された信号サンプルは、第３の乗算部３０６によって、第１の乗算部３０２の出力値と共役され、乗算される。第１のブランチ及び第２のブランチについて、第２の乗算部３０４及び第３の乗算部３０６からの出力値は、それぞれ移動平均フィルタ３０８、３１０に供給される。移動平均フィルタ３０８、３１０は、連続波期間ＴＲにわたる信号サンプルの平均を算出する機能を果たす。
本発明の実施形態の技術によれば、各ブランチにおいてＣ２、Ｂ２として示す点における出力値は、追加の移動平均フィルタ３１２、３１４に供給される。各移動平均フィルタ３１２、３１４は、それぞれ対応するポストアンプルガードインターバル期間ＴＢ及びプリアンブルガードインターバル期間ＴＣに等しい期間にわたる信号サンプル値の平均を算出する機能を果たす。その後、図８に示す例と同様に、上側ブランチＣにおける、移動平均フィルタ３１２からの出力値は、遅延部３１６により値ＴＡだけ遅延される。その後、各ブランチからの出力値は、最後の乗算部３０８によって結合される。
また、図１１には、Ｐ１シンボルの最適検出点を検出するために用いられる後処理検出部３２０も示される。
上側ブランチＣ及び下側ブランチＢにおける追加の移動平均フィルタ３１２、３１４の効果を図１２及び図１３に示す。相関処理部の出力をさらに平均することにより、生成される相関値は、より正確なピーク値を提供し、これにより、Ｐ１シンボルの最適同期点が正しく検出される可能性が向上する。図１２において、第１の移動平均フィルタの出力を表すプロット３４０によって示すように、平坦部分３４２が存在する。また、第２のプロット３４４にも、平坦部分３４６が存在し、これらの平坦部分により、最適なサンプリング点に、いくらかの曖昧性が生じる。しかし、ブランチＣ及びブランチＢにおける追加の移動平均フィルタの効果が、プロット３４８及び３５０によって示される。これらのプロットは、明確な最大値、すなわち最適検出点を示している。
図１３に示すように、比較のために、実施要綱に従う従来の相関処理部の出力３５２が示される。この出力３５２は、図８に示す従来の相関処理部のブランチである上側ブランチＣ３５４及び下側ブランチＢ３５６の出力値から形成される。これに対して、乗算部３０８の最終的な出力値は、プロット３５８により、１つの最適検出点３６０を有するように示される。
したがって、本発明の実施形態の技術によれば、それぞれ対向するブランチのポストアンブルガードインターバル及びプリアンブルガードインターバルと対応付けられた、追加の移動平均フィルタは、最適サンプリング点を生成する効果を有する。したがって、Ｐ１シンボルに応じて最適タイミングが検出される可能性が向上する。上述のように、ブランチＣ及びブランチＢの双方からの最初の移動平均フィルタの相関強度は、台形パルス形状を形成する。しかし、ブランチＣ及びブランチＢのそれぞれに、長さＴｂ及びＴｃを有する２つの追加の移動平均フィルタが設けられる。この２つの追加のフィルタは、適当な遅延ＴＡ＝１０２４が挿入され、乗算が行われた後、台形パルスを三角形のパルスに変換する効果を有する。
なお、最初の２つの移動平均フィルタ３０８、３１０は１０２４サンプル長を有し、連続波干渉を排除する能力を維持するために、このまま変更されない。
三角形のパルスにより、ピーク検出によって得られる検索範囲がはるかに狭くなり、拡がりがはるかに小さくなる。次章において、長期にわたる繰り返しのシミュレーションにより得られた種々のチャネル条件についての正確な拡がりが調査及び記録されている。
ピークが検出されると、検出フラグが「High」に設定される。「バウンド」を避けるために、タイマが設定され、設定された期間中は、ピーク検索は行われない。推定される位相は、追加の移動平均フィルタの出力（第１の改善案の場合）又は最後の乗算部の出力（第２の改善案を採用する場合）のピーク値の変数である。
さらなる利点として、追加の移動平均フィルタ３１２、３１４は、雑音の多い相関信号の雑音を除去し、したがって、より正確な位相推定値、すなわち、より正確な微周波数オフセットが得られる。
（適応検出閾値に対する後処理）
誤検出を最小にする、理想的には可能性ゼロにするためには、閾値を適応的に設定する必要がある。これは、後処理検出部３２０を用いて実現される。
図１４及び図１５は、後処理検出部３２０をより詳細に示す。後処理検出部３２０により、マルチパス及び付加白色ガウス雑音の存在下での検出点が改善する。これは、後処理検出部３２０は、Ｐ１シンボルを検出するための可変閾値を生成する機能を果たすからである。図１４を参照して、図１１の最後の乗算部３０８からの出力におけるＩ成分及びＱ成分は、絶対Ｉ／Ｑ差算出部４００に供給される。絶対Ｉ／Ｑ差算出部４００は、その出力部において、各サンプルのＩ成分及びＱ成分の組み合わせの絶対強度を形成する。各サンプルの絶対強度は、３つのサンプル期間分の移動平均フィルタ４０２に供給される。この移動平均フィルタ４０２からの出力は、２つの乗算部４０４、４０６、加算部４０８、及び遅延要素４１０を有するリーキーバケツフィルタ４０３に供給される。リーキーバケツフィルタ４０３は、加算部４０８の出力部からフィードバックされたサンプルを、１サンプルに等しい値だけ遅延させる。各乗算部４０４、４０６の入力部には、値α及び１−αが供給される。ここで、αは、「リーキーバケツ」フィルタリング構成の形成に関連する、非常に小さい値に設定される。したがって、リーキーバケツフィルタ４０３からの出力チャネル４１２において、平均電力値が生成され、最後の乗算部４１４への入力値として用いられる。最後の乗算部４１４の第２の入力部には、ユーザ設定パラメータ４１６が適用される。したがって、リーキーバケツフィルタ４０３から出力チャネル４１２を介して出力された平均電力出力値は、ユーザ設定パラメータ４１６によって乗算され、これにより、最後の乗算部４１４において生成される適応閾値の変更率が調整される。適応閾値は、出力部４１８から、図１５においても示すピーク相関閾値検出部４２０に供給される。ピーク相関閾値検出部４２０は、相関処理部の出力部から、Ｉ成分及びＱ成分を、入力チャネル４２２を介して受信し、絶対Ｉ／Ｑ差算出部４００の出力部における絶対強度サンプルを、チャネル４２４を介して受信し、適応閾値を、入力チャネル４１８を介して受信する。
したがって、上記の説明によれば、適応閾値を設定するために、長期にわたる平均電力に比例する信号が生成される。相関処理部の最後の乗算部３０８のから得られる「Ｉ」信号及び「Ｑ」信号の強度は、合計されて、信号電力の近似値「ａｂｓ＿Ｄ」を提供し、リーキーバケツフィルタ４０３は、これらの値を平均する。閾値は、平均信号電力の拡大バージョンから生成され、任意選択で、この拡大処理は、ユーザ定義レジスタ「Ｐ１ＴｈｒｅｓｈｏｌｄＡｄｊ」によって制御される。
このアルゴリズムの最終段階では、瞬間信号電力「ａｂｓ＿Ｄ」と、適応閾値（長期にわたる平均信号電力「ａｂｓ＿Ｄ＿ａｖｇ」から導き出される）とを比較する。ピーク検出は、「ａｂｓ＿Ｄ」が適応閾値を超えた時点においてのみ開始する。検出されるピークは、現在の「ａｂｓ＿Ｄ」の値が、以前の最大記録値を下回る点、すなわち、瞬間信号電力において勾配変化が存在する時点である。
誤ピーク検出を最小にするために、ピーク検出アルゴリズムは、さらに改善される。このピーク検出は、相関強度の勾配変化に基づくものであり、この方式により、中間信号の量子化による局所的な最大値ではなく、全体の最大値が得られる。
相関強度における小さな変動を平坦化するために、３サンプル分の長さを有する、より小さい移動平均フィルタ４０２が追加される。図１６は、この追加の移動平均フィルタの利用による効果を示す。追加の移動平均フィルタ４０２は、Ｔ＝３個のサンプルにわたる平均を算出する。これにより、全体の最大値だけが得られることが保証され、ピーク検出アルゴリズムの精度が向上する。基本的には、相関処理部の出力における変動の結果として、検出部は、真のピークより先に、偽のピークを検出してしまうことがある。これは、図１６において、移動平均フィルタ４０２がない場合の相関処理部の出力値のプロット５００、及び移動平均フィルタ４０２がある場合の対応するプロット５０２によって示されている。この結果、検出されるピーク位置は、実際のピークと±１サンプルだけ異なる可能性があるが、これは、この改善を行わなかった場合に生じる重大な誤りに比べれば小さな不利益である。
（動作の説明）
ガード／シグナリング検出部１０６が、図１１、図１４及び図１５に示す相関回路を利用することの効果を、図１７、図１８、図１９、図２０、図２１、及び図２２に示す結果のプロット例によって説明する。これらの図は、ＳＮＲ＝３３ｄＢであり、ＦＦＴサイズが１ｋである「シングルパス」チャネルの中間信号を示す。図１１、図１４及び図１５に示す後処理検出部３２０は、Ｐ１シンボル検出のための最適サンプリング点を識別するための検出閾値を適応させる効果を有する。図１７、図１８及び図１９に示すプロットは、図１１に示す相関回路の各位置に対応して、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３及びＤとして示される。
図１７及び図１８は、ブランチＣ及びブランチＢについての、信号サンプルの数に対する信号値のプロットを示す。図１７及び図１８から分かるように、第２の移動平均フィルタ３１２、３１４の効果は、より明確なピークを生成することにより、Ｐ１シンボルが正確に識別される可能性を向上させることである。
図１９は、対向する各ブランチのガードインターバルの期間に応じて適応された、追加の移動平均フィルタを設けたことによる、相関処理部の効果を示す。プロットＢ３及びＣ３から分かるように、その効果は、相関結果がさらに精緻化され、これらの結果を乗算したときに、その出力が、最後のプロットＤによって示すような明確なピークを形成するようになることである。
図２０、図２１及び図２２は、後処理検出部３２０の動作を示す。図２１は図２０の楕円破線部分を示す拡大図である。図２０に示すように、相関処理部からチャネル４２２を介して入力され、チャネル４２４及び絶対Ｉ／Ｑ差算出部４００を経て出力された出力値を示すプロットを示す。図２０に示すプロット５０４は、相関処理部の出力に対応する一連のピークを示す。出力のピーク値は、最適サンプリング点に対応する。また、図２０は、チャネル４１８を介してピーク検出部４２０に出力された適応閾値５０６も示す。図２０から分かるように、閾値は、相関処理部からの絶対値Ｄに基づいて適応され、その結果、絶対値Ｄのピーク値が正確に検出される可能性がより高くなる。
これに応じて、検出フラグが立てられた点に対応する値を識別することにより、微周波数オフセットの推定位相が候補値から識別される。これは、図２２において、サンプルに対するラジアンの位相のプロット５１０により示され、ピーク検出フラグは、５１２において示される。
（シミュレーション結果）
Ｐ１シンボルを正確に検出する「パス率」の観点から、信頼性を確立するために、本発明の実施形態の技術による同期及び検出部の、１回の繰り返しにつき３つのＰ１シンボルを用いた１００回以上の繰り返しに及ぶ長期のシミュレーション分析が実行された。以下の４つの他のパラメータも計算された。
・推定位相誤差の平均値（ラジアン）
・推定位相誤差の標準偏差（ｓｔｄ）（ラジアン）
・Ｐ１シンボルの終端を基準としたＰ１位置の誤差の平均値（サンプル）
・Ｐ１位置誤差の標準偏差（サンプル）
シミュレーションのパラメータは以下の通りである。
１．ＦＦＴサイズ：例として「８ｋ」だが、６つの利用可能なＦＦＴサイズのすべてについて包括的な評価を実行した。
２．ガードインターバル：「０」
３．チャネルタイプ：すべての３つのチャネルをスキャンした（「０」：シングルパス、「１」：２パス、「２」：３パス）
４．ＳＮＲ：ＡＷＧＮ性能を評価する場合は、低ＳＮＲ値及び高ＳＮＲ値（−６〜３３ｄＢ）をスキャンしたが、ＣＷＩ性能を評価する場合は、３３ｄＢに固定した。
５．周波数オフセット：｛２０００Ｈｚ｝に固定した。
６．キャリア−ＣＷ干渉比：ＡＷＧＮ性能を評価する場合は、７００ｄＢに固定し（事実上、ＣＷＩをディセーブルする）、ＣＷＩ性能を評価する場合は、低ＣＷＩ干渉値及び高ＣＷＩ干渉値（−６〜３３ｄＢ）をスキャンした。
７．繰り返し回数：１００回に固定した。すなわち、検出されるＰ１シンボルの総数＝３００である。
すべての繰り返し結果をプロットできるように、Ｐ１シンボル検出のパス率が０パーセントである場合は常に、以下のパラメータに対していくつかの架空の値が割り当てられる。
・平均推定Ｐ１位置誤差＝１０００
・平均推定位相＝４ｒａｄ
・平均推定位相誤差＝４ｒａｄ
上記の情報を念頭において、図２３〜図３１において示す結果を検討する。
図２３は、ガード／シグナリング検出部１０６が実行するＰ１検出処理の動作をシミュレーションによって確認するために用いられたシングルパスチャネルを示す図である。図２３において、チャネルインパルス応答６００は、０ｄＢのシングルパス６０２を提供するように示される。Ｐ１シンボルの最適検出点６０６を有するシンボル６０４の概略表現により、ＯＦＤＭシンボルストリームの効果が示される。図２３に示すように、検出の平均値は、０サンプル（ＳＴＤ±２０サンプル）であるべきである。図２３に示すチャネルの場合の結果を、図２４（ａ）、図２４（ｂ）、及び図２４（ｃ）に示す。図２４（ａ）は、チャネルの干渉比（ＣＡ）が７００ｄＢである場合の、信号雑音比に対するＰ１シンボルの正検出率のプロットである。図２４（ｂ）は、正しい微周波数オフセットの値を検出するための、推定位相誤差の平均及び標準偏差のプロットを示す。図２４（ｃ）は、図２３のシングルパスチェーンの場合、推定位置に対する平均及び標準偏差の両方のプロットを示し、これは、Ｐ１シンボルの検出された位置と、実際の位置との間の誤差を示す。
図２５は、図２３に示した例に対応するが、２つのパスチャネルの場合の動作を示す図である。したがって、チャネル６１０のインパルス応答は、２つの０ｄＢのパス６１２を有するように示される。この２つのパスの効果は、２つのサンプルシンボルストリーム６１４、６１６によって示される。Ｐ１シンボルの推定終端が、位置６１８として示され、第１のパス６１１についての理想的な位置は、点６２０において示され、第２のパスについての理想的な位置は、位置６７２において示される。この例では、理想的な位置は、第１の位置の終端であると仮定される。
図２４（ａ）、図２４（ｂ）、及び図２４（ｃ）に示した結果に対応する、キャリア−干渉比が７００ｄＢである２つのパスチャネルの場合の、信号雑音比に対する結果を、図２６（ａ）、図２６（ｂ）、及び図２６（ｃ）に示す。
Figure 0005546358
図２７は、図２３及び図２５にそれぞれ示したシングルパスチャネル及び２つのパスチャネルに対応するが、３つのパスチャネルの場合を示す図である。図２７において、チャネルインパルス応答６３０は、位置６３２において０ｄＢのパスを有し、位置６３４、６３６において２つのパスを示す。ＤＶＢ−Ｔ２ストリーム上のチャネルインパルス応答は、対応する遅延を有するスーパーフレームとして、６４０、６４２及び６４４として示す。ここでも、Ｐ１シンボルから生成される同期点の位置は、位置６４６として示される。図２４（ａ）、図２４（ｂ）、図２４（ｃ）及び図２６（ａ）、図２６（ｂ）、図２６（ｃ）において示した結果に対応する、３パスチャネルの場合の結果を、図２８（ａ）、図２８（ｂ）、及び図２８（ｃ）において示す。
図２９（ａ）、図２９（ｂ）、図２９（ｃ）、図３０（ａ）、図３０（ｂ）、図３０（ｃ）、図３１（ａ）、図３１（ｂ）、及び図３１（ｃ）は、図２４、図２６及び図２８に示す結果を、シングルパス、２つのパス、及び３つのパスの場合の、３３ｄＢに設定された信号雑音比に対するキャリア−干渉比の変動について、それぞれ再度示したものである。
図１及び図３に示した送信装置及び受信装置はそれぞれ、例示としてのみ示され、限定を意図したものではない。例えば、本発明の実施形態の技術を、異なる送信装置及び受信装置の構造に適用してもよい。
Ｐ１シンボル検出のための本発明の実施形態の技術は、ＯＦＤＭを利用してデータを通信するいかなる通信システムにおいて用いられてもよい。さらに、Ｐ１シンボル検出のための本発明の実施形態の技術を、その内容が参照により本明細書に援用される、係属中の英国特許出願第０９０９５８３．７号に開示されるような、シグナリング情報を復号することなくガードインターバルを検出する技術、具体的には、ブラインドガードインターバル検出と組み合わせて用いてもよい。
上述のように、本発明の実施形態は、本明細書に参照により援用されるＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｔ２、ＤＶＢ−Ｃ２及びＤＶＢ−Ｈ等のＤＶＢ規格と共に用いられる。例えば、本発明の実施形態は、ハンドヘルド携帯端末におけるＤＶＢ−Ｈ規格に従って動作する送信装置及び受信装置において用いられてもよい。提供可能なサービスは、音声、メッセージ、インターネットの閲覧、ラジオ、静止画及び／又は動画、テレビジョンサービス、対話型サービス、ビデオ又はニアビデオオンデマンド及びオプション等である。これらのサービスが互いに組み合わさって動作してもよい。本発明の別の実施形態は、ＥＴＳＩ規格ＥＮ３０２ ７５５に従って規定されたＤＶＢ−Ｔ２規格と共に用いられる。本発明の他の実施形態は、ＤＶＢ−Ｃ２として知られるケーブル伝送規格と共に用いられる。ＤＶＢ−Ｃ２の例では、ＯＦＤＭシンボルは、無線周波数キャリアを介して送受信されるのではなく、ケーブル等を介して送受信され、それに応じて送信装置及び受信装置の構成に適宜変更を加えることができる。しかしながら、本発明の実施形態はＤＶＢ用途に限定されず、その他の固定及び移動の両方の送受信用規格に拡張されてもよい。

Claims (20)

  1. プリアンブルガードインターバル及びポストアンブルガードインターバルを繰り返し期間内に有するシグナリング直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexed）シンボルと、１つ又は複数のデータＯＦＤＭシンボルとを有するＯＦＤＭシンボルからデータを検出及び再生する受信装置であって、前記プリアンブルガードインターバル及び前記ポストアンブルガードインターバルは、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの有効部分からサンプルを時間領域においてコピーすることにより形成され、当該受信装置は、
    前記ＯＦＤＭシンボルを表す信号を検出して、当該ＯＦＤＭシンボルの、時間領域においてサンプリングされたバージョンを生成するように構成された復調部と、
    相関処理部を有するガード／シグナリング検出部とを具備し、
    前記相関処理部は、
    第１の移動平均フィルタを有し、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記プリアンブルガードインターバルの平均サンプルから、プリアンブル相関サンプルを生成し、前記第１の移動平均フィルタを用いて、前記ポストアンブルガードインターバルの時間長（ＴＢ）に対応する、移動窓内の複数の前記プリアンブル相関サンプルを平均することにより、平均プリアンブル相関サンプルを形成する、第１のブランチと、
    第２の移動平均フィルタを有し、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記ポストアンブルガードインターバルの平均サンプルから、ポストアンブル相関サンプルを生成し、前記第２の移動平均フィルタを用いて、前記プリアンブルガードインターバルの時間長（ＴＣ）に対応する、移動窓内の複数の前記ポストアンブル相関サンプルを平均することにより、平均ポストアンブル相関サンプルを形成する、第２のブランチと、
    前記平均プリアンブル相関サンプル及び前記平均ポストアンブル相関サンプルを結合して、出力相関サンプルを形成するように構成された結合処理部と、
    前記出力相関サンプルから、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルを検出して、前記データＯＦＤＭシンボルの識別が可能となる開始点であるフレームタイミングを識別するように構成された後処理検出部とを有する
    受信装置。
  2. 請求項１に記載の受信装置であって、
    前記後処理検出部は、前記出力相関サンプルを閾値と比較して、当該出力相関サンプルのピーク値を識別することにより、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルを検出するように構成され、以前に受信された出力相関サンプルに基づいて、前記閾値の値を適応させるように構成される
    受信装置。
  3. 請求項２に記載の受信装置であって、
    前記後処理検出部は、所定の期間にわたる前記出力相関サンプルの平均値を形成して、適応閾値を形成するように構成されたフィルタを有する
    受信装置。
  4. 請求項３に記載の受信装置であって、
    前記フィルタは、リーキーバケツフィルタである
    受信装置。
  5. 請求項３に記載の受信装置であって、
    前記後処理検出部は、前記出力相関サンプルを受信して、所定の窓内の複数の前記出力相関サンプルを平均することにより、平均サンプルを形成するように構成された第３の移動平均フィルタを有し、
    前記第３の移動平均フィルタによって生成された前記平均サンプルは、前記適応閾値を形成するために、前記フィルタに供給される
    受信装置。
  6. 請求項１に記載の受信装置であって、
    前記相関処理部の前記第１のブランチ及び前記第２のブランチは、前記第１の移動平均フィルタ及び前記第２の移動平均フィルタの前に、移動窓内の複数の前記プリアンブル相関サンプル及び移動窓内の複数の前記ポストアンブル相関サンプルのそれぞれから、平均サンプルを形成するように構成された第３の移動平均フィルタ及び第４の移動平均フィルタをそれぞれ有し、
    前記複数のプリアンブル相関サンプル及び前記複数のポストアンブル相関サンプルは、連続波干渉を低減するように設定された前記移動窓の時間長（ＴＲ）に対応する
    受信装置。
  7. 請求項１に記載の受信装置であって、
    前記第１のブランチは、
    或るバージョンの前記ＯＦＤＭシンボルのサンプルを、前記プリアンブルガードインターバルの時間長（ＴＣ）に対応する期間だけ遅延するように構成された第１の遅延部と、
    前記受信されたＯＦＤＭシンボルの前記サンプルと、前記第１の遅延部から受信された前記ＯＦＤＭシンボルの遅延されたサンプルとを乗算し、乗算されたサンプルのうち１つのサンプルを共役し、前記プリアンブル相関サンプルを形成するように構成された第１の乗算部とを有し、
    前記第２のブランチは、
    或るバージョンの前記ＯＦＤＭシンボルのサンプルを、前記ポストアンブルガードインターバルの時間長（ＴＢ）に対応する期間だけ遅延するように構成された第２の遅延部と、
    前記受信されたＯＦＤＭシンボルの前記サンプルと、前記第２の遅延部から受信された前記ＯＦＤＭシンボルの遅延されたサンプルとを乗算し、乗算されたサンプルのうち１つのサンプルを共役し、前記ポストアンブル相関サンプルを形成するように構成された第２の乗算部とを有する
    受信装置。
  8. プリアンブルガードインターバル及びポストアンブルガードインターバルを繰り返し期間内に有するシグナリングＯＦＤＭシンボルと、１つ又は複数のデータＯＦＤＭシンボルとを有するＯＦＤＭシンボルからデータを検出及び再生する検出再生方法であって、前記プリアンブルガードインターバル及び前記ポストアンブルガードインターバルは、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの有効部分からサンプルを時間領域においてコピーすることにより形成され、当該検出再生方法は、
    前記ＯＦＤＭシンボルを表す信号を検出し、
    前記ＯＦＤＭシンボルの、時間領域においてサンプリングされたバージョンを生成し、
    前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記プリアンブルガードインターバルの平均サンプルから、プリアンブル相関サンプルを生成し、
    前記ポストアンブルガードインターバルの時間長（ＴＢ）に対応する、移動窓内の複数の前記プリアンブル相関サンプルを平均することにより、平均プリアンブル相関サンプルを形成し、
    前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記ポストアンブルガードインターバルの平均サンプルから、ポストアンブル相関サンプルを生成し、
    前記プリアンブルガードインターバルの時間長（ＴＣ）に対応する、移動窓内の複数の前記ポストアンブル相関サンプルを平均することにより、平均ポストアンブル相関サンプルを形成し、
    前記平均プリアンブル相関サンプル及び前記平均ポストアンブル相関サンプルを結合して、出力相関サンプルを形成し、
    前記出力相関サンプルから、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルを検出して、前記データＯＦＤＭシンボルの識別が可能となる開始点であるフレームタイミングを識別する
    検出再生方法。
  9. 請求項８に記載の検出再生方法であって、
    前記検出するステップは、
    前記出力相関サンプルを閾値と比較して、当該出力相関サンプルのピーク値を識別するステップと、
    以前に受信された出力相関サンプルに基づいて、前記閾値の値を適応させるステップとを含む
    検出再生方法。
  10. 請求項９に記載の検出再生方法であって、
    前記検出するステップは、所定の期間にわたる前記出力相関サンプルの平均値を形成して、適応閾値を形成するように構成されたフィルタを用いてフィルタリングを行うステップを含む
    検出再生方法。
  11. 請求項１０に記載の検出再生方法であって、
    前記フィルタは、リーキーバケツフィルタである
    検出再生方法。
  12. 請求項１０に記載の検出再生方法であって、
    前記検出するステップは、
    前記出力相関サンプルを受信するステップと、
    所定の窓内の複数の前記出力相関サンプルを平均することにより、平均サンプルを形成するステップとを含み、
    前記生成された前記平均サンプルは、前記適応閾値を形成するために、前記フィルタに供給される
    検出再生方法。
  13. 請求項８に記載の検出再生方法であって、
    前記プリアンブル相関サンプルを形成するステップは、前記平均プリアンブル相関サンプルの形成前に、前記プリアンブル相関サンプルをフィルタリングするステップを含み、
    前記ポストアンブル相関サンプルを生成するステップは、前記平均ポストアンブル相関サンプルの形成前に、前記ポストアンブル相関サンプルをフィルタリングするステップを含み、
    前記各フィルタリングステップは、移動窓内の複数の前記プリアンブル相関サンプル及び移動窓内の複数の前記ポストアンブル相関サンプルのそれぞれから、平均サンプルを形成するステップを含み、
    前記複数のプリアンブル相関サンプル及び前記複数のポストアンブル相関サンプルは、それぞれ、連続波干渉を低減するように設定された前記移動窓の時間長（ＴＲ）に対応する
    検出再生方法。
  14. プリアンブルガードインターバル及びポストアンブルガードインターバルを繰り返し期間内に有するシグナリングＯＦＤＭシンボルと、１つ又は複数のデータＯＦＤＭシンボルとを有するＯＦＤＭシンボルを表す信号を検出し、当該ＯＦＤＭシンボルの、時間領域においてサンプリングされたバージョンを生成するように構成された復調部であって、前記プリアンブルガードインターバル及び前記ポストアンブルガードインターバルは、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの有効部分からサンプルを時間領域においてコピーすることにより構成される、復調部と、
    相関処理部を有するガード／シグナリング検出部とを具備する受信装置であって、
    前記相関処理部は、
    第１の移動平均フィルタを有し、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記プリアンブルガードインターバルの平均サンプルから、プリアンブル相関サンプルを生成し、前記第１の移動平均フィルタを用いて、前記ポストアンブガードインターバルの時間長（ＴＢ）に対応する、移動窓内の複数の前記プリアンブル相関サンプルを平均することにより、平均プリアンブル相関サンプルを形成する、第１のブランチと、
    第２の移動平均フィルタを有し、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記ポストアンブルガードインターバルの平均サンプルから、ポストアンブル相関サンプルを生成し、前記第２の移動平均フィルタを用いて、前記プリアンブルガードインターバルの時間長（ＴＣ）に対応する、移動窓内の複数の前記ポストアンブル相関サンプルを平均することにより、平均ポストアンブル相関サンプルを形成する、第２のブランチと、
    前記平均プリアンブル相関サンプル及び前記平均ポストアンブル相関サンプルを結合して、出力相関サンプルを形成するように構成された結合処理部と、
    前記出力相関サンプルから、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルを検出して、前記データＯＦＤＭシンボルの識別が可能となる開始点であるフレームタイミングを識別するように構成された後処理検出部とを有する
    受信装置。
  15. 請求項１４に記載の受信装置であって、
    前記結合処理部は、前記平均プリアンブル相関サンプルを、前記シグナリングＯＦＤＭシンボルの前記有効部分に対応する期間だけ遅延させる遅延部と、前記遅延された平均プリアンブル相関サンプルを、前記平均ポストアンブル相関サンプルと乗算する乗算部とを有する
    受信装置。
  16. 請求項１４に記載の受信装置であって、
    前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ−Ｔ２規格に従って形成され、
    前記シグナリングＯＦＤＭシンボルは、Ｐ１シンボルである
    受信装置。
  17. 請求項１４に記載の受信装置であって、
    前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ−Ｈ規格に従って形成され、
    前記シグナリングＯＦＤＭシンボルは、Ｐ１シンボルである
    受信装置。
  18. 請求項１４に記載の受信装置であって、
    テレビジョン受信装置である
    受信装置。
  19. 請求項１に記載の受信装置であって、
    前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ−Ｔ２規格に従って形成され、
    前記シグナリングＯＦＤＭシンボルは、Ｐ１シンボルである
    受信装置。
  20. 請求項１に記載の受信装置であって、
    テレビジョン受信装置である
    受信装置。
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