CN101945077B - 数据处理装置和方法 - Google Patents

数据处理装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN101945077B
CN101945077B CN201010196280.XA CN201010196280A CN101945077B CN 101945077 B CN101945077 B CN 101945077B CN 201010196280 A CN201010196280 A CN 201010196280A CN 101945077 B CN101945077 B CN 101945077B
Authority
CN
China
Prior art keywords
ofdm symbol
correlated samples
preamble
postamble
averaged
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201010196280.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN101945077A (zh
Inventor
高兰姆·豪森·阿斯加迪
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Publication of CN101945077A publication Critical patent/CN101945077A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101945077B publication Critical patent/CN101945077B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2656—Frame synchronisation, e.g. packet synchronisation, time division duplex [TDD] switching point detection or subframe synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H04L27/2678—Blind, i.e. without using known symbols using cyclostationarities, e.g. cyclic prefix or postfix

Abstract

数据处理装置和方法。从在重复时间帧内包括信令OFDM符号和一个或多个数据承载OFDM符号的OFDM符号检测和恢复数据的接收机。接收机包括信令和保卫检测器，包括相关器，包括：第一和第二分支，分别包括第一或第二移动平均滤波器，分别通过在移动窗口内对多个前同步码或后同步码相关样本的值取平均形成前同步码或后同步码平均相关样本，多个样本分别在对应于后同步码或前同步码时间长度的移动窗口内被取平均；组合器，组合平均前同步码和后同步码相关样本以形成输出相关样本。后处理检测器能以更高精度检测信令OFDM符号和从其中心导出的同步点。接收机可结合DVB-T2应用于检测P1符号。

Description

数据处理装置和方法
技术领域
本发明涉及用于从正交频分复用(OFDM)符号中检测和恢复数据的接收机和方法，所述符号在一重复时间帧内包括一信令OFDM符号(signaling OFDM symbol)和一个或多个数据承载OFDM符号(databearing OFDM symbol)。 
背景技术
存在许多利用正交频分复用(OFDM)来传输数据的无线电通信系统的示例。例如，被布置为根据数字视频广播(DVB)标准操作的系统就利用了OFDM。OFDM可被概括描述为提供K个被并行调制的窄带副载波(其中K是整数)，每个副载波传输一经调制的数据符号，例如正交幅度调制(OAM)符号或正交相移键控(QPSK)符号。副载波的调制在频域中形成，并被变换到时域中以便发送。由于数据符号是在副载波上并行传输的，所以相同的经调制符号可能在每个副载波上被传输达较长的一段时间，该时间可能长于无线电信道的相干时间。副载波被同时并行调制，以使得组合起来经调制的载波形成OFDM符号。OFDM符号因此包括多个副载波，其中每一个被同时调制以不同的调制符号。 
为了帮助接收机处对数据的检测和恢复，一些利用OFDM的通信系统包括信令OFDM符号，用来提供信令信息，并且还提供一种用于检测时分帧(time divided frame)的定时的工具，该信令OFDM符号随后被重复。时分帧可在该帧内的预定位置处包括信令OFDM符号和数据承载OFDM符号，这些符号随后在下一个和后续的帧中被重复。因此，通过检测信令OFDM符号，接收机可以与帧内的OFDM符号的重复样式同步，因此可以正确地识别帧中的预定位置处的数据承载OFDM符号。 
信令OFDM符号被设计为帮助接收机对信令OFDM符号的检测。对 于DVB-T2的示例，如“Digital Video Broadcasting(DVB)；Frame structure，channel coding and modulation for a second generation digital terrestrialtelevision broadcasting system(DVB-T2)”，Draft ETSI EN 302 755，Version1.1.1-0.2，October 2008中记载的，P1信令OFDM符号被布置为包括前同步码保卫间隔(pre-amble guard interval)和后同步码保卫间隔(post-ambleguard interval)，前同步码和后同步码保卫间隔是通过从信令OFDM符号的有用部分拷贝样本来形成的。用于检测P1 OFDM符号的推荐技术在“Digital Video Broadcasting(DVB)；Implementation guidelines for a secondgeneration digital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2)”，DraftETSI TR 102 831，Version 0.7.6，September 2008中公开。 
虽然是被设计来帮助接收机处的检测的，但在存在诸如多径、加性白高斯噪声和模拟干扰(利用连续波干扰来建模)之类的典型传送扰动的情况下，在接收机处检测信令OFDM符号可能存在技术问题。 
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于从正交频分复用(OFDM)符号检测和恢复数据的接收机。OFDM符号在一重复时间帧内包括一信令OFDM符号和一个或多个数据承载OFDM符号，信令OFDM符号包括前同步码保卫间隔和后同步码保卫间隔，前同步码保卫间隔和后同步码保卫间隔是通过在时域中从信令OFDM符号的有用部分拷贝样本来形成的。接收机包括： 
解调器，该解调器在操作上被布置为检测表示OFDM符号的信号并且在时域中生成OFDM符号的采样版本，以及 
信令和保卫检测器。该信令和保卫检测器包括相关器，该相关器包括： 
第一分支，该第一分支从信令OFDM符号的前同步码形成前同步码相关样本，并且包括第一移动平均滤波器，该第一移动平均滤波器被布置成通过在一移动窗口内对多个前同步码相关样本的值取平均来形成前同步码平均相关样本，多个前同步码相关样本是在与后同步码的时间长度(Tb) 相对应的移动窗口内被取平均的， 
第二分支，该第二分支从信令OFDM符号的后同步码形成后同步码相关样本，并且包括第二移动平均滤波器，该第二移动平均滤波器被布置成通过在一移动窗口内对多个后同步码相关样本的值取平均来形成后同步码平均相关样本，多个后同步码相关样本是在与前同步码的时间长度(Tc)相对应的移动窗口内被取平均的， 
组合器，该组合器被布置成组合经取平均的前同步码相关样本和经取平均的后同步码相关样本，以形成输出相关样本，以及 
后处理检测器，该后处理检测器被布置成从输出相关样本检测信令OFDM符号，以识别出帧的能够识别数据承载OFDM符号的定时。 
本发明的实施例能够提供了用于从包括保卫间隔作为前同步码和后同步码的OFDM符号指示信息(例如P1符号的存在、P1位置以及精细频率偏移估计)的精确技术。P1符号可根据DVB-T2标准来布置。相关器具有通过对来自前同步码的样本进行相关来形成前同步码相关样本的第一分支和通过对来自后同步码的样本进行相关来形成后同步码相关样本的第二分支。在这第一和第二分支中的每一个中，包括了分别被匹配到后同步码和前同步码保卫间隔的时间长度的移动平均滤波器。即，按照在一滑动窗口内被取平均以形成平均样本的样本数目而言，移动平均滤波器的时间长度对应于被两个分支中的另一个处理的“保卫间隔”(类似于保卫间隔，但它们是部分A的分开且经移动的拷贝)的时间长度。结果，已经发现，在存在接收机处存在的典型扰动的情况下，输出相关值提供了更好的限定峰。这样，可以提高从信令OFDM符号识别出定时或同步点的精度，从而通过提高识别OFDM符号及其在帧中的位置的精度，而改进了所恢复的数据的完善性。 
另外，在其他示例性实施例中，后处理器从相关器接收从组合的后同步码和前同步码相关输出样本形成的输出相关样本，并且适应性地修改一阈值，该阈值用于检测同步点，同步点表示认为检测到了信令OFDM符号的点。作为在每个分支中包括分别被匹配到相反分支的前同步码和后同步码的保卫间隔的移动平均滤波器的技术和由后处理器执行的适应性阈值检 测的组合，提供了精确且可靠地评估对信令OFDM符号的检测的改进，因此可用于更可靠且精确地改进接收机的完善性，从而改进所恢复的数据的完善性。另外，该方案在估计精细频率偏移值时提供了改善的性能。 
本发明的其他方面和特征在所附权利要求中限定，并在以下对示例性实施例的描述中说明。 
在一些实施例中，OFDM符号是根据诸如DVB-T、DVB-T2、DVB-H或DVB-C2之类的数字视频广播标准来传送的。 
本发明的其他方面提供了从正交频分复用(OFDM)符号恢复数据的方法。 
附图说明
现在将参考附图仅以示例方式描述本发明的实施例，附图中相似的部件用相同的标号来标识，其中： 
图1是例如可结合DVB-T2标准使用的OFDM发送机的示意性框图； 
图2是根据DVB-T2标准的超帧结构的示意性图示； 
图3是例如可结合DVB-T或DVB-T2标准使用的OFDM接收机的示意性框图； 
图4是作为DVB-T2标准的一部分生成的P1信令OFDM符号的示意性框图； 
图5是示出DVB-T2标准的P1符号的保卫前同步码和后同步码间隔的示意性框图； 
图6是P1符号的活动载波的示意性图示； 
图7a是DVB-T2标准的多个超帧的示意性框图；图7b是当针对理想情况对P1符号进行相关时相对于时间的相关幅度的例示性图线；并且图7c是针对更典型接收环境的相对于时间的信号幅度的例示性图线； 
图8是根据实现指南可用在针对DVB-T2标准的接收机内的保卫和信令检测器内的相关器的示意性框图； 
图9提供了相对于时间的信号幅度的多个图线，这些图线示出了图8所示的相关器的各个分支内的相关功能； 
图10是示出在存在信道伪影的情况下图8的相关器的输出处相对于时间的可能相关幅值的图形图线的图解表示，其与检测标志对时间的图线对齐； 
图11是形成根据本技术的信令和P1检测器的一部分的相关器的示意性框图； 
图12是示出在图11所示的相关器的各个分支的每一个中相对于时间的相关值的示意性图线，并且图13示出了其中分支被对齐并且其输出被组合的相应图线； 
图14是示出接收相关器的输出并且利用适应性阈值生成P1检测标志的后处理器的示意性框图； 
图15是图14中出现的峰检测组件的示意性图示； 
图16是相关输出的绝对值和为了解决错误峰挑选而在多个样本上取平均的相关输出的绝对值的相对于时间的信号幅度的示例性图线； 
图17是出现在图11所示的相关器内的若干个信号的相对于时间的信号值的图线的示意性图形表示； 
图18示出了与图17所示的相对应、但针对相关器的一个不同分支的相应图线； 
图19示出了相关器的输出的相对于时间的信号值的图形图线的快照； 
图20是相关器的输出处的相对于时间的信号幅度以及由图14所示的后处理功能内的适应性阈值处理器生成的阈值的示例性图线； 
图21是离散时间样本的信号幅度对时间的示例性图线，其提供图20所示的图线的一个区间的放大视图； 
图22是针对单个路径，相对于若干个样本，对于示例性测试情况，相关器的输出的相位或幅角的示例性图线，其中示出了P1符号的检测标志； 
图23是相对于单路径信道的信道冲击响应示出的DVB-T2传输流的超帧内的P1符号的示意性表示； 
图24a提供了用于正确检测P1符号的通过率相对于单路径信道的信 号噪声比的示例性图线；图24b是相位误差的估计相对于利用P1符号为单路径信道提供的精细频率偏移的检测的示例性图线；图24c提供了P1符号的检测的位置误差的均值和标准偏差相对于图23中示出的单路径信道的信号噪声比的示例性图线； 
图25是示出DVB-T2传送流的P1符号的符号流的示意性表示，其示出了双路径信道的位置精度的表示； 
图26a、26b、26c提供了与图24a、24b、24c所示的图线相对应的针对双路径信道的相应表示； 
图27是示出包括P1和P2符号的DVB-T2符号流的示意性表示，其是相对于包括三路径信道的信道冲击响应示出的； 
图28a、28b、28c提供了与图24a、24b、24c所示的图线相对应的针对图27所示的三路径信道的图形图线； 
图29a、29b、29c提供了与图24a、24b、24c所示的图线相对应的针对单路径信道的33dB的信号噪声比的相应图线； 
图30a、30b、30c提供了与图24a、24b、24c所示的图线相对应的针对双路径信道的相应图线；并且 
图31a、31b、31c示出了与图29a、29b、29c所示的图线相对应的针对三路径信道的相应图线。 
具体实施方式
在下面的段落中参考根据DVB-T2标准操作的接收机来描述本发明的示例性实施例，但应当认识到，本发明的实施例也可应用到其他DVB标准，并且实际上也可应用到其他利用OFDM的通信系统。OFDM系统可用于在物理层或其他物理介质(例如线缆)上传输OFDM符号。 
图1提供了OFDM发送机的示例性框图，该OFDM发送机可用于例如根据DVB-T、DVB-H、DVB-T2或DVB-C2标准来发送视频图像和音频信号。在图1中，节目源生成要被OFDM发送机发送的数据。视频编码器2以及音频编码器4和数据编码器6生成要发送的视频、音频和其他数据，这些数据被馈送到节目复用器10。节目复用器10的输出形成带有传输视频、音频和其他数据所需的其他信息的复用流。复用器10在连接信道12上提供流。可能存在许多这样的复用流，它们被馈送到不同的分支A、B等等。为了简单，只描述了分支A。
如图1所示，OFDM发送机20在复用器适应和能量散布块22处接收该流。复用器适应和能量散布块22随机化数据并将适当的数据馈送到前向差错校正编码器24，该编码器对流执行差错校正编码。比特交织器26被提供来对经编码的数据比特进行交织，这些比特对于DVB-T2的示例而言是LDCP/BCH编码器输出。比特交织器26的输出被馈送到比特到星座映射器28，该映射器将比特群组映射到调制方案的星座点上，该调制方案将用于传达经编码的数据比特。比特到星座映射器28的输出是表示实数分量和虚数分量的星座点标签。取决于所使用的调制方案，星座点标签表示从两个或更多个比特形成的数据符号。这些数据符号可被称为数据信元(data cell)。这些数据信元通过时间交织器30，该时间交织器的效果是对从多个LDPC码字产生的数据信元进行交织。 
这些数据信元与由图1中的分支B等等产生的经由其他信道31的数据信元一起被帧构建器32所接收。帧构建器32随后将许多数据信元形成要在OFDM符号上传达的序列，其中一个OFDM符号包括若干个数据信元，每个数据信元被映射到副载波之一上。副载波的数目将取决于系统的操作模式，操作模式可包括1k、2k、4k、8k、16k或32k之一，其中每一个例如根据以下表格提供一种不同的副载波数目： 
  模式   数据副载波
  1K   853
  2K   1705
  4K   3409
  8K   6913
  16K   13921
  32K   27841
每种模式的副载波的最大数目 
在每个OFDM符号中要携带的数据信元的序列随后被传递到符号交织器33。OFDM符号随后由OFDM符号构建器块37生成，该构建器块引入从导频和嵌入信号形成器36馈送来的导频和同步信号。OFDM调制器38随后在时域形成OFDM符号，该OFDM符号被馈送到用于生成符号之间的保卫间隔的保卫插入处理器40，然后被馈送到数模转换器，然后被馈送到RF前端44内的RF放大器，以便最终由OFDM发送机从天线46广播。 
帧格式
对于DVB-T2系统，每个OFDM符号的副载波的数目可依据导频和其他预留载波的数目而变。根据DVB-T2标准的“超帧“的示例性图示在图2中示出。 
从而，在DVB-T2中，与DVB-T中不同，用于携带数据的副载波的数目不是固定的。广播业者可从1k、2k、4k、8k、16k、32k中选择操作模式之一，其中每种操作模式对每OFDM符号的数据提供一定范围的副载波，这些模式中的每一个的最大可用量分别是1024、2048、4096、8192、16384、32768。在DVB-T2中，物理层帧由许多OFDM符号构成。通常，帧开始于前同步码或P1符号，如图2所示，其提供与DVB-T2部署的配置有关的信令信息，其中包括对模式的指示。P1符号之后是一个或多个P2 OFDM符号64，这些符号之后跟随着若干个携带净荷的OFDM符号66。物理层帧的结尾由帧关闭符号(FCS)68来标记。对于每种操作模式，副载波的数目对于每类符号可以不同。另外，根据是否选择了带宽扩展、是否使能了音调预留以及根据已经选择了哪个导频副载波样式中的每一种，副载波的数目可以变化。这样，很难概括成每OFDM符号特定数目个副载波。 
接收机
图3提供了可结合本技术使用的接收机的示例性图示。如图3所示， OFDM信号被天线100接收，并且被调谐器102检测，并被模数转换器104转换成数字形式。保卫间隔去除处理器106从接收到的OFDM符号中去除保卫间隔，然后利用快速傅立叶变换(FFT)处理器108结合信道估计器和校正器110以及嵌入信令解码单元111来从OFDM符号中恢复数据。经解调的数据被从解映射器112恢复，并被馈送到符号解交织器114，该符号解交织器进行操作以实现接收到的数据符号的反向映射，以再生成数据已解交织的输出数据流。类似地，比特解交织器116逆转比特交织器26执行的比特交织。图3所示的OFDM接收机的其余部分被提供来实现差错校正解码118，以校正差错并且恢复源数据的估计。 
DVB-T2中的P1符号
本发明的实施例可应用来检测信令OFDM符号，例如可用于获取通信系统的帧结构的同步和检测的那种符号，比如DVB-T2系统的P1 OFDM符号。 
根据DVB-T2标准，重复的OFDM符号的帧的开始由短P1符号来指示，如图4所示。P1符号携带的信息包括两种类型的7比特数据字段：第一类(与P1的S1比特相关联)是区分前同步码格式(因此区分帧类型)所需的；第二类帮助接收机迅速表征基本发送参数。以下的表1、2和3总结了根据“Digital Video Broadcasting(DVB)；Frame structure，channelcoding and modulation for a second generation digital terrestrial televisionbroadcasting system(DVB-T2)”，Draft ETSI EN 302 755，Version 1.1.1-0.2，October 2008中公开的针对DVB-T2标准的规定，由P1符号携带的信令。 
 S1   前同步码格式/P2类型   描述
 000   T2_SISO   前同步码是T2前同步  码，并且P2部分是以  其SISO格式发送的
 001   T2_MISO   前同步码是T2前同步  码，并且P2部分是以
      其MISO格式发送的
  010  011  100  101  110  111   预留   这些组合可用于将来的  系统，包括既含T2帧  也含FEF部分的系统，  以及本文档中没有定义  的未来系统
表1：P1信令：S1字段[1] 
表2：P1信令：S2字段1(对于T2前同步码类型，S1＝00x)[1] 
 S1   S2   含义   描述
 XXX   XXX0   不混合   当前发送中的所有前同步码都与此前同步码  是相同类型的
 XXX   XXX1   混合   发送了不同类型的前同步码，在每一超帧中  包括至少一个T2前导步(S1字段＝00x)
表3：P1信令：S2字段2[1] 
P1符号被仔细地构造以提供用于迅速检测DVB-T2信号的简单且健壮的机制以及快速频率锁定机制(精细和粗略频率偏移)。 
对于P1检测，在“Digital Video Broadcasting(DVB)；Implementationguidelines for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem(DVB-T2)”，Draft ETSI TR 102 831，Version 0.7.6，September 2008中提供了一种推荐。然而，如将要说明的，该推荐的检测技术在一些接收环境中可能产生非最优的性能。 
P1符号具有四个主要用途，即： 
·使得接收机能够迅速判定(例如，在新位置处的频带扫描期间)特定RF信道是否包含DVB-T2信号。(如果不包含，则它可以继续尝试另一信道，或者针对其他服务(例如，DVB-T)检查同一信道)。 
·将前同步码本身识别为T2前同步码。(注意，信号可包含T2帧和未来扩展帧(FEF)时段两时。)。 
·示意对前同步码的剩余部分解码以及随后对主净荷解码所需的一些发送参数。尤其地，P1公开了发送的FFT模式。虽然发送的保卫间隔仍然未知并且必须被确定，但是可能性数目的减少对于减短检测时间是有用的。 
·使得接收机能够检测和校正频率和定时同步。 
P1符号的体系结构已被设计得健壮，以使得接收机能够在有挑战性的状况中以最低限度的开销对P1符号解码。因此，用于DVB-T2的P1被设计有以下特征： 
1.对抗干扰的保卫：预期P1符号在极为不利的情况中也能被正确接收和解码。为P1选择固定的短长度(为了效率)意味着符号间干扰可能发生，但却是可以容忍的，因为调制和编码被设计为在非常低的信号噪声比下操作。(添加到主1K符号的左部C的长度不足以完全吸收信道对先前数据符号的响应(参见即将描述的图5))。 
1K符号的开头和结尾处的两个部分C和B的存在改善了对抗误检测 和漏检测的健壮性，否则的话误检测和漏检测可能在存在信道的长延迟回声(即使是相反符号(sign)的)或者伪造信号(比如像连续波干扰那样)的情况下发生。 
2.在没有关于信道的知识的情况下接收：由于其载波分布，P1可在接收机被调谐到标称中心频率时被正确恢复。实际上，在8MHz系统的情况下，符号支持相对于带宽中心的高达±500kHz的偏移。符号的峰均功率比(PAPR)已被优化，以使其接收更好，尽管任何AGC环路尚不稳定。 
3.偏移校正能力：在初始化任务内，P1符号可用于获得接收机的粗略时间同步，以及针对分数和整载波移动，检测(并随后校正)相对于其标称中心带宽的任何频率偏差。 
4.信令的健壮性：在P1内传达的信令是经DBPSK调制的。已经确信这个保卫即使在负值的SNR下也足以恢复P1信令信息。 
P1符号的结构
P1符号(2048样本长)是基于1K OFDM符号的，其中在符号的前端和后端处存在经频率移动的重复。整个符号在8MHz系统中持续224μs，包括有用部分“A”(1024个样本)加上两个“类保卫间隔”区间“C”(542个样本)和“B”(482个样本)。在1K符号的853个有用载波中，只有384个被使用(开始于载波44，结束于载波809)，留下其他的被设定为零。被使用的载波占用了从标称的7.61MHz信号带宽的中间起的大约6.83MHz频带。符号的设计使得即使对于500KHz的最大频率偏移，大部分活动载波仍保持在7.61MHz带宽内。这样，在存在重大频率偏移的情况下，仍能恢复P1符号。然而，对P1符号的检测的优化仍然是一个技术问题。 
P1符号的检测
如以下段落中将要说明的，本技术提供了对作为例如用在DVB-T2内的OFDM符号的信令符号的P1符号的可靠且健壮的检测。 
如图4所示，DVB-T2帧60包括P1符号62和P2符号64，以及用于 携带数据的其他OFDM符号66。然而，比图2所示的图示更进一步，图4提供了由P1符号62和P2符号64提供的L1信令数据结构的图示。如图4所示，P1符号62包括P1信令数据62.1，而P2符号64包括在前信号64.1和后信号64.2中提供的两部分L1信令数据。L1后信令数据被示为提供若干个数据字段，其中包括可配置数据65、动态字段67、扩展字段69以及循环冗余校验字段71、以及填充符号73。 
本技术提供了用于通过检测P1符号的存在来精确检测超帧结构的定时的布置。P1符号在DVB-T2符号流中提供了了OFDM符号的FFT大小。这样，对P1符号的可靠检测是正确检测DVB-T2符号流的其余部分的先决条件。为此，P1符号流被提供以前同步码和后同步码保卫间隔，如图5所示。 
如图5所示并且如上所述，P1符号62包括前同步码保卫间隔162和后同步码保卫164。前同步码和后同步码保卫间隔是通过拷贝并循环移动被表示为部分A的突发166的有用部分来形成的。在图5中，后同步码保卫间隔被标注为“B”，并且前同步码保卫间隔被标注为“C”。如图5所示，除了从突发A 166的有用部分拷贝符号样本之外，还引入了fSH的相位旋转。除了后同步码和前同步码保卫间隔之外，P1符号还包括减少了数目的活动载波，以便增大正确检测到P1符号的可能性。 
图6示出了与7.61兆赫兹的总带宽相比的6.83兆赫兹带宽内的载波。从而，活动载波168与用较小高度170示出的未用载波相比较。 
P1处理可被认为是包括两个任务，即检测和确证。P1检测旨在实现以下目标： 
·检测P1符号的存在 
·为粗略时间同步设定参考 
·设定用于校正分数(±0.5载波间距)频率偏移的幅角。 
P1确证提供以下信息： 
·其确认所接收到的1K符号是P1符号。这意味着频域中的功率是根据为P1符号指定的分布序列来分布的。 
·其报告和校正载波偏移的整数，其中功率的分布已被局部化。 
根据本技术，信号和保卫检测器被布置为将后同步码和前同步码保卫间隔与来自OFDM符号的有用部分(A)的样本互相关，以便生成同步标志，针对该同步标志可以识别出超帧内的其他OFDM符号的定时。图7a示出了与图2所示相对应的两个示例性超帧60，其具有P1符号62和P2符号64。根据实现指南，通过对后同步码和前同步码保卫间隔进行互相关，获得如图7b所示的相对于时间的相关输出信号幅度图线。从而，理想情况下，相关值中的峰与P1符号的结尾相一致。由于P1符号还提供FFT大小，所以将会认识到，在识别出P1符号的结尾之后，就可在超帧内相应地定位超帧内的其余OFDM符号。从而，在图7b中，针对理想情况，每个示例性相关输出值174的放大视图被再次示为放大的视图176。因此，将会认识到，对于此示例，识别P1符号的结尾的最优定时点176是相对简单的。然而，在实际中，将在存在模拟干扰、加性白高斯噪声以及多路径的情况下接收到根据DVB-T2标准的OFDM符号的流。这样，在实际中，根据按实现指南实现的传统相关器的相关的输出可能例如如图7c所示，其对应于图7b所示的示例，提供了相对于时间的信号样本值的图线。从图7c中可见，多路径和噪声的存在具有使相关值失真的效果，其效果是示例性图线178不再具有可根据其来导出P1符号的同步的清楚限定的最大值。从而，如放大视图180中所示，示出P1符号的中心的样本点182可在值的范围184内。 
除了识别P1符号的正确位置之外，从P1符号导出的相关定时还用于识别精细频率偏移，该精细频率偏移提供了相位偏移，以确保OFDM符号落在接收机的频带内。从而，定时间隔182还提供了识别相位偏移的点，如相对于时间或样本点的相位的另一图线186所示。如图7c所示，定时点182将会标识出所接收的信号样本中的精细频率偏移，该精细频率偏移随后可在检测器内用于调整OFDM符号的所接收副载波信号的频域位置。 
本技术因此旨在解决在存在诸如加性白高斯噪声、连续波干扰和多路径之类的典型扰动的情况下尽可能精确地识别P1符号结尾的最优同步点的技术问题。在下面的段落中将说明解决方案。 
根据实现指南的P1检测器
图8提供了根据在“Digital Video Broadcasting(DVB)；Implementationguidelines for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem(DVB-T2)”，Draft ETSI TR 102 831，Version 0.7.6，September 2008中提供的DVB-T2实现指南的用于检测P1符号的相关器的示例性图示。如图5所示，“C”和“B”片段是“A”的一些部分的经频率移动的重复，因此在接收器处需要执行相反的操作。图9示出了基于在实现指南中规定的经修改的开窗相关的P1符号检测的可能场景。 
如图8所示，保卫和信令检测器106的来自模数转换器104的输入在信道200上提供，该信道200将各个信号样本馈送到相应乘法器202、204的第一输入。第一乘法器的第二输入接收相位偏移，该相位偏移使所接收的信号样本向下移动2πfSH，以作为如图5所示在形成后同步码B时提供的相位旋转的逆反。第一乘法器202的输出随后被馈送到第三乘法器206。第三乘法器206的第二输入接收输入的信号样本，但这些信号样本被延迟元件208延迟了一个与后同步码的长度相等的量TB。从而，第三乘法器形成了将第一分支上的P1符号的信号样本相对于后同步码进行相关的相关输出，因为这些信号样本被延迟了量TB。在第二输入处接收的信号样本是共轭的，以提供传统的相关乘法。 
第三乘法器206的输出随后被馈送到移动平均滤波器210，其在持续时间TR上取平均，其输出被馈送到最终乘法器212的第一输入。最终乘法器212的第二输入由形成前同步码保卫时段TC的相关输出的第二上分支提供。因此，到第二乘法器204的第二输入的是从经由第二延迟元件214从被向下移的输入信号样本202的输出接收的信号样本，其中第二延迟元件214被设定为将所接收的信号样本延迟一个与后同步码保卫间隔时段TC相等的量。经延迟的信号样本值被馈送到第二乘法器204的第二输入，其中应用了共轭值，以便在第二乘法器204的输出处形成相关样本值。对于图8所示的相关器的上半部分，提供了另一移动平均滤波器216，其同样在窗口时段TR上对样本取平均。移动平均滤波器216的输出随后经由另一延迟元件218被馈送到最终乘法器212的第二输入，其中延 迟元件218将信号样本延迟一个与P1符号的有用部分的持续时间TA相等的量。 
在图8中，频率移动fSH是在发送机处被应用到P1符号的区间C和B的频率移动，并且对应于包括P1符号的区间A的1K OFDM符号的载波间距。TA、TB和TC分别对应于1024、482和542个样本，即P1符号的区间A、B和C的长度。 
延迟元件TC和TB与相关联的乘法器和移动平均滤波器一起各自分别形成检测部分C和B中的信号中的经频率移动的重复的电路(大致称为“相关器”)的一部分。延迟元件TA使这两个“相关器”的输出在时间上对齐。 
TR被选择为fSH的倒数，因此对应于1024个样本周期，与TA相同。这个选择以下述方式与所规定的fSH交互：其消除了两个相关器的输出处的不合需要的复常数项，否则连续波干扰或某些其他不合需要的相关条件可能会导致这些复常数项。 
在这样选择了TR的情况下，对于简单的高斯信道，“相关器”输出是复数脉冲，其幅值是底宽为(TA+TX)、斜边为持续时间TX并且顶宽为(TA-TX)的梯形脉冲，其中TX对于两个相关器分别取TC或TB的值，如图8所示。上方分支216和下方分支210中的移动平均滤波器被布置为在一段持续时间TR上对信号样本取平均，该段持续时间等于连续波干扰值的预期持续时间，从而使得在该连续波的时段上，干扰的总和为零。 
两个分支的相关器输出的幅角都包含关于精细频率偏移的信息，但也包含下移振荡器的未知任意相位(相对于发送机而言)。通过如图所示将两个相关器脉冲相乘，消除了未知任意相位的影响。最终输出脉冲的幅角可被示为与频率偏移的“精细”成分成比例。 
图9示出了在不存在加性白高斯噪声、连续波干扰和多路径的情况下，对于完美信道，图8所示的实现指南的相关器的操作。在图9中，对于上方分支C 222和下方分支B 224示出了P1符号220的相对定时的效果。分支C的乘法器204的输出的效果从上方分支C的相对于时间的信号样本值的图线226和下方分支B的相对于时间的信号样本值的图线228示 出。上方和下方分支的输出值图线在第二图线226.1、228.1中还以它们在被延迟元件218延迟之后将会出现的形式被表示为叠加的，并且在被最终乘法器212组合之后，产生另一图线230。 
当在相关器输出219中执行脉冲检测或峰检测以识别P1符号的结尾时，需要设定精确的阈值以避免误检测。在存在多路径和高水平的AWGN噪声的严苛信道条件中，P1检测块的最终输出将与图7b和9所示的相当不同。 
图10示出了由于使用固定阈值和“有噪声输出”而造成的可能的误检测场景。如示出了相对于时间的输出值信号样本的更典型图线的图10所示，存在若干个可被识别为P1符号的“正确位置”的可能点。这样，将会认识到，可能导致对P1符号的中心的误检测。从而，在图10中的第二图线中，相对于时间示出了检测标志。如提供最优检测点的标志位置240所示，存在两个其他可能检测值，这两个值都将被认为是误检测点242、244。本技术解决了这个可能的误检测位置。如图10所示，误检测一部分是由固定阈值246导致的，因此固定阈值246将成为造成在对P1符号246的结尾的检测中的模糊性的因素。 
在考虑了上述分析之后，在不更改P1结构的基本特性的情况下提出了对实现指南方法的两个增强。这两个增强是： 
·定位：通过缩窄较宽的可能范围而增大P1位置精度， 
·检测：利用适应性阈值来减少误检测。 
根据本技术的示例性检测器
图11示出了本技术的实施例，其通过将相关器输出的梯形脉冲形状变成三角形成脉冲，可以显著减小(对于图10的示例)在有噪声和多路径信道中经历的可能发生的P1定位模糊性的较大分散。图12和13提供了如何实现这一点的图解描述。 
如图11所示，根据本技术的相关器基本上对应于图9中提供的根据实现指南的相关器。然而，在图11中，存在四个乘法器302、304、306、308，这些乘法器从保卫和信令检测器106的输入300接收信号样本。对 于图9所示的示例，第一乘法器302通过在第一乘法器302的第二输入处提供复数值2πfSH，来使从输入信道300接收的信号样本乘以与相位旋转fSH相对应的复数相位移动。第一乘法器的输出被馈送到第一和第二分支。同样，对于图9，在上方分支C处，引入了TC的时间延迟，因为信号样本的共轭值被馈送到第二乘法器304的第二输入，该第二乘法器形成与来自信道300的所接收信号样本的相关。相应地，在下方分支上，在被延迟了时间延迟TB之后，从信道300接收的信号样本被第三乘法器106共轭并乘以第一乘法器302的输出。对于上方和下方分支，第二乘法器304和第三乘法器306的输出被馈送到相应的移动平均滤波器308、310，这些移动平均滤波器308、310用于在连续波时段TR上对信号样本取平均。 
根据本技术，各个分支中在被标注为C2、B2的点处的输出被馈送到另外的移动平均滤波器312、314，这些移动平均滤波器312、314分别用于以与后同步码和前同步码保卫间隔TB、TC的相应持续时间相等的量来对信号样本值取平均。与图8所示的示例一样，各个分支的输出随后在上方C分支被延迟元件316延迟TA的值之后被最终乘法器308组合。 
图11还示出了后处理检测器320，其用于检测P1符号的最优检测点。 
上方分支C和下方B分支中的额外的移动平均滤波器的效果在图12和13中示出。从效果来说，通过对相关器的输出进一步取平均，所产生的相关值提供了值更精确的峰，因此提高了正确检测到P1符号的最优同步点的可能性。从而，如图13中从提供第一移动平均滤波器的输出的图线340所示，提供了平坦部分342。对于第二图线344，也存在平坦部分346，从而在最优采样点上提供了某种模糊性。然而，C分支和B分支中的额外移动平均滤波器的效果由图线348、350提供，并且清楚地提供了最大值，因此提供了最优检测点。 
如图13所示，为了比较，示出了根据实现指南的传统相关器的输出352，其是针对上方分支C 354和下方B分支356从图8所示的相关器的传统分支的输出形成的。与之不同，乘法器308的最终输出由图线358示出，其具有单个最优检测点值360。 
从而，根据本技术，匹配到相反分支的后同步码或前同步码保卫时段的另外的移动平均滤波器具有产生最优采样点的效果。因此，提高了根据P1符号正确检测到最优定时的可能性。如上所述，来自C分支和B分支的第一移动平均滤波器的两个相关幅值产生了梯形脉冲形状。然而，添加了分别针对C分支和B分支的Tb和Tc长的两个额外的移动平均滤波器。这两个额外的滤波器具有将梯形脉冲调谐成三角脉冲的效果，这样在应用适当的延迟TA＝1024以及乘法之后将产生最终的三角形状。 
应当注意，前两个移动平均滤波器308、310是1024个样本长的，并且保持相同，以便能够保持拒绝连续波干扰的能力。 
利用三角形状脉冲，峰挑选的结果将是搜索范围窄得多，从而分散小得多。在运行较长的迭代仿真之后，将在下一节中调查和记录不同信道状况的确切分散。 
一旦检测到峰，就将检测标志设定为高。为了避免“反弹”，一定时器被设定来运行，其间不发生峰搜索。估计的相位是额外移动平均滤波器输出(在第一种增强的情况下)或者最终乘法器输出(在部署第二种提议的增强的情况下)在峰值下的幅角。 
作为附加的益处，额外的移动平均滤波器312、314清除了噪声相关信号，从而带来了更精确的相位估计，即更精确的精细频率偏移。 
适应性地修改检测阈值的后处理
为了使误检测达到最低限度，理想情况下降低到零概率，需要适应性地设定阈值。这是利用后处理器320来实现的。 
后处理器320在图14和15中更详细示出。从效果上来说，后处理器提供了在存在多路径和加性白高斯噪声的情况下的检测点上的改进。这是因为后处理器320用于生成用来检测P1符号的可变阈值。参考图14，来自图11的最终乘法器308的输出处的I和Q分量被馈送到绝对I和Q差值计算器400，该计算器在其输出处形成每个样本的I和Q分量的组合的绝对幅值。每个样本的绝对幅值随后被馈送到具有三个样本的时间段的移动平均滤波器402。移动平均滤波器402的输出随后被馈送到漏桶滤波器 403，该漏桶滤波器包括两个乘法器404、406、加法器408以及延迟元件410，该延迟元件将从加法器408的输出反馈来的样本延迟与一个样本相当的值。值α和1-α被馈送到乘法器404、406中每一个的第二输入，其中α被设定为与形成“漏桶”滤波布置相关联的非常小的值。这样，在来自漏桶滤波器的输出信道412处，形成了平均功率值，其被用作最终乘法器414的输入，该最终乘法器的第二输入被施加以用户设定的参数416。在信道412上来自漏桶滤波器的平均功率输出因此被乘以用户设定的参数，该参数适应性地修改在最终乘法器414的输出处形成的适应性阈值被改变的速率。适应性阈值被从输出418馈送到也在图15中示出的峰相关阈值检测器420。峰相关检测器420在输入信道422处接收来自相关器的输出的I和Q分量，在信道424上接收幅值形成器400的输出处的绝对幅值样本，并且经由输入信道418接收适应性阈值。 
从而，根据以上描述，为了设立适应性阈值，生成了与长期平均功率成比例的信号。从最终乘法器308离开相关器的“I”和“Q”信号的幅值被加在一起以提供信号功率近似“abs_D”，并且漏桶滤波器对这些值取平均。阈值是根据平均信号功率的按比例放大版本形成的，并且可选地按比例放大是由用户定义的寄存器“P1ThresholdAdj”来控制的。 
算法的最终级比较瞬时信号功率“abs_D”和适应性阈值(从长期平均信号功率“abs_D_avg”导出)。峰检测仅在“abs_D”超出适应性阈值的时刻才开始生效。检测到的峰是当前“abs_D”的值落到其先前最高记录值以下的点，即当瞬时信号功率中存在斜率变化的时刻。 
对峰挑选算法的进一步增强被进行来使误峰检测达到最低限度。峰检测是基于相关幅值的斜率变化的，并且由于中间信号的量化，此方案挑选全局最大值，而不是局部最大值。 
三个样本长的较小的移动平均滤波器402被添加来平滑掉相关幅值的小转变。图16示出了使用在T＝3个样本上取平均的这另一个移动平均滤波器420的效果。这确保了只有全局最大值被挑选，从而提高了峰检测算法的精度。实质上，作为相关器的输出变动的结果，检测器可能在真峰之前就识别假峰。这在图16中利用在没有移动平均滤波器420的情况下的 相关器输出的图线500和有移动平均滤波器的情况下的相关器输出的图线502示出。作为结果，检测到的峰位置可能与实际峰相差+/-1个样本，但这与如果不实现这个增强而可能导致的更大误差相比这只是较小的惩罚。 
操作的图示
利用图11、14和15所示的相关器电路的保卫和信令检测器的效果由图17、18、19、20、21和22中提供的结果的示例性图线示出，这些图示出了针对SNR＝33dB和FFT大小为1K的“单路径”的中间信号。从效果上来说，图11和14、15所示的后处理器320具有适应性地修改用于识别用来检测P1符号的最优采样点的检测阈值的效果。图17、18和19所示的图线被标注在来自图11所示的相关器电路的相应点处，即C1、C2、C3、B1、B2、B3和D。 
图17和18示出了针对C和B分支，相对于这些信号样本的号码的信号值的图线。可以看出，第二移动平均滤波器312、314的效果是产生更限定的峰，因此提高正确识别出P1符号的传感器的可能性。 
图19示出了通过引入根据相反分支的保卫间隔的时间周期而适应性修改的另外移动平均滤波器的相关器的效果。如图线B3和C3所示，效果是使得相关结果被进一步细化，从而使得当将这些结果乘在一起时，输出形成在最终图线D中示出的限定的峰。 
图20、21和22提供了对后处理器和检测处理器320的操作的图示。如图20所示，一个图线示出了在被应用在信道424上的绝对幅值处理器400之后，信道422上的来自相关器的输出。图20所示的图线504图示了与相关的输出相对应的一系列峰，这些峰的峰值对应于最优采样点。图20还示出了在信道418上输出到峰检测器420的适应性阈值506。从而，可以看出，阈值根据来自相关器的绝对值D而被适应性修改，其效果是绝对值D的峰值更有可能被正确检测到。 
相应地，通过识别与提出检测标志的点相对应的值，还可以从可能的值中识别出精细频率偏移的估计相位。在图22中，这由以弧度为单位的相位对样本的图线510示出，其中峰检测标志在512处示出。 
仿真结果
对根据本技术的同步和检测器的每迭代三个P1符号的100次迭代上的长仿真分析被运行来确立就正确检测P1符号的“通过率”而言的可靠性。还计算了四个其他参数，它们是： 
1.估计相位误差的均值(弧度)； 
2.估计相位误差的标准偏差(std)(弧度)； 
3.相对于P1符号结尾的P1位置误差的均值(样本)； 
4.P1位置误差的标准偏差(样本)。 
仿真参数如下： 
1.FFT大小：“8k”作为示例，但对于所有6种可能的FFT大小都执行了综合评估； 
2.保卫间隔：“0” 
3.信道类型：扫描了所有三种信道-{“0”：单路径，“1”：2路径，“2”：3路径}； 
4.SNR：当评估AWGN性能时，扫描低和高SNR值{-6至33dB}，当评估CWI性能时，固定为33dB； 
5.频率偏移：固定为{2000Hz}； 
6.载波与CW干扰比：当评估AWGN性能时，固定为700dB(从效果而言禁用了CWI)当评估CWI性能时，扫描CW干扰的高和低值{-6至33dB}； 
7.迭代次数：固定为100次，即所检测的P1符号的总数＝300。 
为了能够绘出所有迭代的结果，每当检测P1符号的通过率落到百分之零时，就向以下参数赋予一些虚拟值。 
·平均估计P1位置误差＝1000 
·平均估计相位＝4rad 
·平均估计相位误差＝4rad。 
读者在查看以下图23至31所示的结果时应当记住此信息。 
图23提供了已用于通过仿真确认由保卫和信令检测器106执行的P1 检测过程的操作的单路径信道的例示性表示。在图23中，信道冲击响应600被示为提供0dB的单路径602。OFDM符号流的效果由符号的示意性表示604示出，其中对P1符号的最优检测在点606处示出。如图所示，检测的均值应当在零样本处，标准偏差为正或负20个样本。图23所示的信道的结果在图24a、24b和24c中提供。图24a提供了针对700dB的信道干扰比，P1符号的正确检测相对于信号噪声比的图线。图24b提供了用于检测精细频率偏移的正确值的相位估计误差的均值和标准偏差的图线的图示，而图24c示出了针对均值和标准偏差两者图23的单路径链的位置估计的图线，其提供了P1符号的检测位置与实际位置之间的误差的图示。 
图25表示与图23所示相对应的图示，但是针对双路径信道的。从而，信道610的冲击响应被示为包括两条0dB路径612。两条路径的效果由两个样本符号流614、616示出。P1符号的估计结尾被示为位置618，其中第一路径611的理想位置在点620处示出，而第二路径的理想位置在位置622处示出。对于此示例，假定理想位置是在第一位置结尾处。 
与图24a、24b和24c所示相对应的结果在图26a、26b、26c中针对双路径信道、对于700dB的载波干扰比，相对于信号噪声比示出。 
  FFT模式   位置误差的均值{M}  (样本)   位置误差的STD{Δ}  (样本)
  1K   -15   30
  2K   -35   30
  4K   -60   30
  8K   -125   30
  16K   25   250
  32K   -125   25
表4：所有可能的FFT模式的位置误差精度(2路径信道) 
图27提供了与图23和25所示的单路径和双路径信道相对应的三路径信道的图示表示。在图27中，信道冲击响应630具有在位置632处的0 dB路径和在位置634、636处的两个路径。对DVB-T2流的信道冲击响应的表示以表示640、642、644的形式被示为具有相应延迟的超帧的表示。同样，从P1符号生成的同步点的位置被示为位置646。与图24a、24b、24c和26a、26b、26c所示相对应的三路径信道的结果在图28a、28b、28c中示出。 
图24、26和28所示的结果针对单路径、双路径和三路径、对于被设定在33dB的信号噪声比，针对载波干扰比的变化而重复，如图29a、29b、29c、30a、30b、30c、31a、31b和31c分别所示。 
如将会认识到的，分别在图1和3中示出的发送机和接收机只是作为例示提供的，而并不想要是限制性的。例如，将会认识到，本技术可被应用到不同的发送机和接收机体系结构。 
用于检测P1符号的本技术也可应用到利用OFDM来传输数据的任何通信系统。另外，用于检测P1符号的本技术可结合用于在不对后续信令信息中提供的信令信息解码的情况下检测保卫间隔的技术使用，比如我们的同样未决的英国专利申请GB0909583.7中公开的技术，该专利申请的内容尤其是盲保卫检测技术通过引用被结合于此。 
如上所述，本发明的实施例可应用到DVB标准，例如DVB-T、DVB-T2、DVB-C2和DVB-H，这里通过引用将这些标准结合进来。例如，本发明的实施例可用于根据DVB-H标准操作的发送机或接收机中，用于手持式移动终端中。可提供的服务可包括语音、消息传递、互联网浏览、收音机、静止和/或运动视频图像、电视服务、交互服务、视频或近视频点播和选项。这些服务可以相互组合操作。在其他示例中，本发明的实施例可应用于根据ETSI标准EN 302 755规定的DVB-T2标准。在其他示例中，本发明的实施例可应用于被称为DVB-C2的线缆传输标准。对于DVB-C2的示例，将会认识到，OFDM符号不是经由射频载波发送和接收的，而是经由线缆发送和接收的，因此可以进行对发送机和接收机体系结构的适当的适应性修改。然而，将会认识到，本发明并不限于结合DVB的应用，而可以扩展到用于固定和移动发送或接收的其他标准。 

Claims (19)

1.一种用于从正交频分复用OFDM符号检测和恢复数据的接收机，所述OFDM符号在一重复时间帧内包括一信令OFDM符号和一个或多个数据承载OFDM符号，所述信令OFDM符号包括前同步码保卫间隔和后同步码保卫间隔，所述前同步码保卫间隔和后同步码保卫间隔是通过在时域中从所述信令OFDM符号的有用部分拷贝样本来形成的，所述接收机包括：
解调器，该解调器在操作上被布置为检测表示所述OFDM符号的信号并且在时域中生成所述OFDM符号的采样版本，
信令和保卫检测器，该信令和保卫检测器包括相关器，该相关器包括：
第一分支，该第一分支对所述信令OFDM符号的前同步码进行相关形成前同步码相关样本，并且包括第一移动平均滤波器，该第一移动平均滤波器被布置成通过在一移动窗口内对多个所述前同步码相关样本的值取平均来形成前同步码平均相关样本，所述多个前同步码相关样本是在与所述后同步码的时间长度(Tb)相对应的移动窗口内被取平均的，
第二分支，该第二分支对所述信令OFDM符号的后同步码进行相关形成后同步码相关样本，并且包括第二移动平均滤波器，该第二移动平均滤波器被布置成通过在一移动窗口内对多个所述后同步码相关样本的值取平均来形成后同步码平均相关样本，所述多个后同步码相关样本是在与所述前同步码的时间长度(Tc)相对应的移动窗口内被取平均的，
组合器，该组合器被布置成组合经取平均的前同步码相关样本和经取平均的后同步码相关样本，以形成输出相关样本，以及
后处理检测器，该后处理检测器被布置成从所述输出相关样本检测所述信令OFDM符号，以识别出所述时间帧的能够识别所述数据承载OFDM符号的定时。
2.如权利要求1所述的接收机，其中，所述后处理检测器在操作上被布置成通过将相关输出样本与一阈值相比较以识别输出相关值的峰值来检测所述信令OFDM符号，并且根据先前接收到的输出相关样本来适应性地修改所述阈值的值。
3.如权利要求2所述的接收机，其中，所述后处理检测器包括一滤波器，该滤波器被布置成对于一预定的持续时间形成所述输出相关样本的平均值，以形成自适应阈值。
4.如权利要求3所述的接收机，其中，所述滤波器是漏桶滤波器。
5.如权利要求2所述的接收机，其中，所述后处理检测器包括第三移动平均滤波器，该第三移动平均滤波器被布置成接收所述输出相关样本并通过在多个所述输出相关样本的预定窗口内对所述输出相关样本的值取平均来形成平均样本，由所述第三移动平均滤波器产生的经取平均的样本被馈送到用于形成自适应阈值的滤波器。
6.如权利要求1所述的接收机，其中
所述相关器的第一分支和第二分支在所述第一移动平均滤波器和第二移动平均滤波器之前分别包括第三移动平均滤波器和第四移动平均滤波器，该第三移动平均滤波器和第四移动平均滤波器各自被布置成在一移动窗口内从相应的多个所述前同步码相关样本和后同步码相关样本形成平均样本，所述多个前同步码相关样本和后同步码相关样本对应于所述窗口的时间长度(TR)，以便减小连续波干扰。
7.如权利要求1所述的接收机，其中
所述第一分支包括：第一延迟元件，该第一延迟元件被布置成将所述OFDM符号的样本的一个版本延迟一与所述前同步码的时间长度(Tc)相对应的量；以及第一乘法器，该第一乘法器被布置成将接收到的OFDM符号的样本与从所述第一延迟元件接收的所述OFDM符号的经延迟的样本相乘，相乘的样本之一被取共轭，以形成前同步码相关输出样本，并且
所述第二分支包括：第二延迟元件，该第二延迟元件被布置成将所述OFDM符号的样本的一个版本延迟一与所述后同步码的时间长度(Tb)相对应的量；以及第二乘法器，该第二乘法器被布置成将接收到的OFDM符号的样本与来自所述第二延迟元件的所述OFDM符号的经延迟的样本相乘，相乘的样本之一被取共轭，以形成后同步码相关样本。
8.一种从正交频分复用OFDM符号检测和恢复数据的方法，所述OFDM符号在一重复时间帧内包括一信令OFDM符号和一个或多个数据承载OFDM符号，所述信令OFDM符号包括前同步码保卫间隔和后同步码保卫间隔，所述前同步码保卫间隔和后同步码保卫间隔是通过在时域中从所述信令OFDM符号的有用部分拷贝样本来形成的，所述方法包括：
检测表示所述OFDM符号的信号，
在时域中生成所述OFDM符号的采样版本，
对所述信令OFDM符号的前同步码进行相关形成前同步码相关样本，
通过在一移动窗口内对多个所述前同步码相关样本的值取平均来形成前同步码平均相关样本，所述多个前同步码相关样本是在与所述后同步码的时间长度(Tb)相对应的移动窗口内被取平均的，
对所述信令OFDM符号的后同步码进行相关形成后同步码相关样本，
通过在一移动窗口内对多个所述后同步码相关样本的值取平均来形成后同步码平均相关样本，所述多个后同步码相关样本是在与所述前同步码的时间长度(Tc)相对应的移动窗口内被取平均的，
组合经取平均的前同步码相关样本和经取平均的后同步码相关样本，以形成输出相关样本，以及
从所述输出相关样本检测所述信令OFDM符号，以识别出所述时间帧的能够识别所述数据承载OFDM符号的定时。
9.如权利要求8所述的方法，其中，所述检测所述信令OFDM符号包括：
将相关输出样本与一阈值相比较以识别输出相关值的峰值，以及
根据先前接收到的输出相关样本来适应性地修改所述阈值的值。
10.如权利要求9所述的方法，其中，所述检测包括：
利用一滤波器进行滤波，该滤波器被布置成对于一预定的持续时间形成所述输出相关样本的平均值，以形成自适应阈值。
11.如权利要求10所述的方法，其中，所述滤波器是漏桶滤波器。
12.如权利要求10所述的方法，其中，所述检测包括：
接收所述输出相关样本，以及
通过在多个所述输出相关样本的预定窗口内对所述输出相关样本的值取平均来形成平均样本，通过由所述滤波器滤波产生的经取平均的输出相关样本用来形成自适应阈值。
13.如权利要求8所述的方法，其中形成所述前同步码相关样本包括在形成所述前同步码平均相关样本之前对所述前同步码相关样本进行滤波，并且形成所述后同步码相关样本包括在形成所述后同步码平均相关样本之前对所述后同步码相关样本进行滤波，每个滤波被布置成在一移动窗口内从相应的多个所述前同步码相关样本和后同步码相关样本形成平均样本，所述多个前同步码相关样本和后同步码相关样本对应于所述窗口的时间长度(TR)，以便减小连续波干扰。
14.一种接收装置，包括：
解调器，该解调器在操作上被布置为检测表示OFDM符号的信号并且在时域中生成所述OFDM符号的采样版本，所述OFDM符号在一重复时间帧内包括一信令OFDM符号和一个或多个数据承载OFDM符号，所述信令OFDM符号包括前同步码保卫间隔和后同步码保卫间隔，所述前同步码保卫间隔和后同步码保卫间隔是通过在时域中从所述信令OFDM符号的有用部分拷贝样本来形成的，
信令和保卫检测器，该信令和保卫检测器包括相关器，该相关器包括：
第一分支，该第一分支从所述信令OFDM符号的前同步码形成前同步码相关样本，并且包括第一移动平均滤波器，该第一移动平均滤波器被布置成通过在一移动窗口内对多个所述前同步码相关样本的值取平均来形成前同步码平均相关样本，所述多个前同步码相关样本是在与所述后同步码的时间长度(Tb)相对应的移动窗口内被取平均的，
第二分支，该第二分支从所述信令OFDM符号的后同步码形成后同步码相关样本，并且包括第二移动平均滤波器，该第二移动平均滤波器被布置成通过在一移动窗口内对多个所述后同步码相关样本的值取平均来形成后同步码平均相关样本，所述多个后同步码相关样本是在与所述前同步码的时间长度(Tc)相对应的移动窗口内被取平均的，
组合器，该组合器被布置成组合经取平均的前同步码相关样本和经取平均的后同步码相关样本，以形成输出相关样本，以及
后处理检测器，该后处理检测器被布置成从所述输出相关样本检测所述信令OFDM符号，以识别出所述帧的能够识别所述数据承载OFDM符号的定时，
其中，所述组合器包括：延迟元件，用于将所述前同步码平均相关样本延迟一与所述信令OFDM符号的有用部分相对应的量；以及乘法器，该乘法器将经延迟的前同步码平均相关样本和所述后同步码平均相关样本相乘。
15.如权利要求14所述的接收装置，其中，所述OFDM符号是根据DVB-T2标准形成的，并且所述信令OFDM符号是P1符号。
16.如权利要求14所述的接收装置，其中，所述OFDM符号是根据DVB-T2标准形成的，并且所述信令OFDM符号是P2符号。
17.如权利要求14所述的接收装置，其中，所述接收机是电视接收机。
18.如权利要求1所述的接收机，其中，所述OFDM符号是根据DVB-T2标准形成的，并且所述信令OFDM符号是P1符号。
19.如权利要求1所述的接收机，其中，所述接收机是电视接收机。
CN201010196280.XA 2009-06-03 2010-06-03 数据处理装置和方法 Expired - Fee Related CN101945077B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB0909590.2 2009-06-03
GB0909590.2A GB2470758B (en) 2009-06-03 2009-06-03 Data processing apparatus and method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101945077A CN101945077A (zh) 2011-01-12
CN101945077B true CN101945077B (zh) 2015-01-14

Family

ID=40902557

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201010196280.XA Expired - Fee Related CN101945077B (zh) 2009-06-03 2010-06-03 数据处理装置和方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8396174B2 (zh)
EP (1) EP2259525B1 (zh)
JP (1) JP5546358B2 (zh)
CN (1) CN101945077B (zh)
GB (1) GB2470758B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI601399B (zh) * 2016-01-27 2017-10-01 晨星半導體股份有限公司 符號偵測電路及方法

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI429284B (zh) * 2009-07-06 2014-03-01 Mstar Semiconductor Inc 數位電視訊號參數偵測裝置與方法
JP5299162B2 (ja) * 2009-08-13 2013-09-25 ソニー株式会社 受信装置、および受信方法
MY166360A (en) * 2010-01-08 2018-06-25 Sun Patent Trust Ofdm transmitter device,ofdm transmission method,ofdm receiver device,and ofdm reception method
US8837611B2 (en) * 2011-02-09 2014-09-16 Silicon Laboratories Inc. Memory-aided synchronization in a receiver
CN102098730B (zh) * 2011-03-04 2013-11-06 浙江大学 一种基于无线传感网络的多数据流处理方法
JP5822553B2 (ja) * 2011-06-16 2015-11-24 インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーションＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｂｕｓｉｎｅｓｓ Ｍａｃｈｉｎｅｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ 異なる周波数キャリアを用いたミリ波通信リンク適応
US9124480B2 (en) 2011-10-19 2015-09-01 Nokia Technologies Oy Method and apparatus for spectrum sensing
EP2587797A1 (en) * 2011-10-24 2013-05-01 Mediatek Inc. Channel scan apparatus and channel scan method for co-scanning different television signals in selected radio frequency channel
US9734280B2 (en) * 2012-04-27 2017-08-15 Labthink Instruments Co., Ltd. Plastic packaging materials testing system based on internet of things and cloud technology
KR20130142932A (ko) 2012-06-19 2013-12-30 한국전자통신연구원 무선랜 시스템의 오에프디엠 전송 방법 및 장치
CN103685113B (zh) * 2012-09-10 2016-12-21 扬智电子科技(上海)有限公司 一种可对抗大频偏的频率补偿方法和装置
GB2515801A (en) * 2013-07-04 2015-01-07 Sony Corp Transmitter and receiver and methods of transmitting and receiving
CN104283626B (zh) * 2013-07-12 2017-09-15 上海明波通信技术股份有限公司 保证t2帧接收信号电平稳定的方法及其电平阶跃检测装置
US9280465B2 (en) 2013-10-08 2016-03-08 Globalfoundries Inc. Techniques for moving checkpoint-based high-availability log and data directly from a producer cache to a consumer cache
US9385909B2 (en) 2013-10-08 2016-07-05 Freescale Semiconductor, Inc. Detecting repeated preamble symbols using over-sized discrete fourier transforms
EP3075162A4 (en) 2013-11-29 2017-07-26 LG Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
CN105282080B (zh) * 2014-06-26 2018-08-07 无锡明波微电子技术有限公司 Ofdm符号同步位置搜索方法及其同步装置
US9438459B2 (en) 2014-08-07 2016-09-06 Coherent Logix, Incorporated Multi-partition radio frames
CA3016736C (en) * 2014-08-07 2019-12-17 ONE Media, LLC Dynamic configuration of a flexible orthogonal frequency division multiplexing phy transport data frame
US9311959B1 (en) 2015-03-30 2016-04-12 Seagate Technology Llc Read channel optimization using multi-dimensional smoothing
GB2539662A (en) 2015-06-22 2016-12-28 Sony Corp Transmitter and Receiver and Methods of Trasmitting and Receiving
CN107105222B (zh) * 2016-02-23 2018-10-09 晨星半导体股份有限公司 符号检测电路及方法
CN107438042B (zh) * 2016-05-26 2020-09-29 上海高清数字科技产业有限公司 前导符号检测解析装置
EP3276900B1 (en) * 2016-07-29 2020-02-19 Nxp B.V. A receiver circuit
US11190308B2 (en) * 2017-09-15 2021-11-30 Cohere Technologies, Inc. Achieving synchronization in an orthogonal time frequency space signal receiver
US10778339B2 (en) * 2018-09-14 2020-09-15 Viasat, Inc. Systems and methods for creating in a transmitter a stream of symbol frames configured for efficient processing in a receiver
CN112368964B (zh) 2018-10-15 2022-04-22 华为技术有限公司 点对多点通信网络中的通信方法和装置
EP3657748B1 (en) * 2018-11-20 2021-07-28 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Preamble symbol generator and method thereof for dft-spread-ofdm modulation
GB2601398B (en) * 2021-07-29 2023-01-25 Nordic Semiconductor Asa Radio synchronization

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1355971A (zh) * 1999-06-15 2002-06-26 三星电子株式会社 获得与正交频分复用信号的码元定时和频率同步的设备和方法
CN1799238A (zh) * 2003-03-28 2006-07-05 英特尔公司 用于ofdm符号定时同步的方法和装置

Family Cites Families (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3286128B2 (ja) * 1995-09-13 2002-05-27 キヤノン株式会社 符号分割多重通信方法及び装置
JP3568182B2 (ja) * 1997-12-03 2004-09-22 株式会社日立国際電気 データ伝送装置の同期検出方法及びその装置
US6614864B1 (en) * 1999-10-12 2003-09-02 Itran Communications Ltd. Apparatus for and method of adaptive synchronization in a spread spectrum communications receiver
US7203718B1 (en) * 1999-10-29 2007-04-10 Pentomics, Inc. Apparatus and method for angle rotation
US6836518B1 (en) * 1999-11-16 2004-12-28 Hitachi Kokusai Electric Inc. Synchronization control method for receiver apparatus of data transmission system utilizing orthogonal frequency division multiplex, and data transmission system
US6795423B1 (en) * 2000-02-04 2004-09-21 Interdigital Technology Corporation System for continuous wave rejection
GB2369016B (en) * 2000-11-09 2004-06-09 Sony Uk Ltd Receiver
US6721547B2 (en) * 2001-05-04 2004-04-13 Atheros Communications, Inc. In-band and out-of-band signal detection for automatic gain calibration systems
US6785523B2 (en) * 2001-05-04 2004-08-31 Atheros Communications, Inc. Self-correlation detection in automatic gain calibration
US7548506B2 (en) * 2001-10-17 2009-06-16 Nortel Networks Limited System access and synchronization methods for MIMO OFDM communications systems and physical layer packet and preamble design
JP3835800B2 (ja) * 2002-02-08 2006-10-18 株式会社東芝 受信フレームの同期方法、および、受信装置
SG111072A1 (en) * 2002-07-03 2005-05-30 Oki Techno Ct Singapore Pte Receiver and method for wlan burst type signals
AU2003296302B2 (en) * 2002-12-10 2007-06-21 Adapt4, Llc Radio communication system employing spectral reuse transceivers
US7522669B2 (en) * 2003-02-21 2009-04-21 Atheros Communications, Inc. Method and apparatus for selective disregard of co-channel transmissions on a medium
JP3935120B2 (ja) * 2003-08-11 2007-06-20 株式会社東芝 受信装置
US7349503B2 (en) * 2003-11-07 2008-03-25 Atheros Communications, Inc. Adaptive interference immunity control
KR100582906B1 (ko) * 2003-12-27 2006-05-23 한국전자통신연구원 무선 랜 시스템을 위한 프리앰블 구성 방법 및 프레임동기 검출 방법
US7720106B2 (en) * 2004-03-31 2010-05-18 Fujitsu Limited Circuit for synchronizing symbols of OFDM signal
US7274757B1 (en) * 2004-04-05 2007-09-25 Advanced Micro Devices, Inc. Autocorrelation threshold generation based on median filtering for symbol boundary detection in an OFDM receiver
US7463704B1 (en) * 2004-07-01 2008-12-09 Atheros Communications, Inc. Multi-chain signal detection and gain control for automatic gain control systems
US7860193B2 (en) * 2004-07-20 2010-12-28 Qualcomm Incorporated Coarse timing estimation system and methodology for wireless symbols
KR100715910B1 (ko) * 2004-09-20 2007-05-08 삼성전자주식회사 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 셀 탐색장치 및 방법
KR100629504B1 (ko) * 2004-12-27 2006-09-28 삼성전자주식회사 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치 및 방법
WO2006090337A2 (en) * 2005-02-25 2006-08-31 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and apparatus for synchronizing wireless receiver
US7684473B2 (en) * 2005-06-01 2010-03-23 Qualcomm Incorporated Receiver for wireless communication network with extended range
TWI295884B (en) * 2005-10-26 2008-04-11 Sunplus Technology Co Ltd Method for symbol timing synchronization and apparatus thereof
JP4809099B2 (ja) * 2006-03-30 2011-11-02 ルネサスエレクトロニクス株式会社 受信回路及び受信方法
US7852972B2 (en) * 2006-05-22 2010-12-14 Qualcomm Incorporated Single-burst acquistion for wireless communication system
US20080037458A1 (en) * 2006-06-28 2008-02-14 Jorge Myszne Dynamic adjustment of frame detection sensitivity in wireless devices
JP4772635B2 (ja) * 2006-09-29 2011-09-14 株式会社東芝 同期捕捉装置及び同期捕捉方法
US7907679B2 (en) * 2007-01-12 2011-03-15 General Dynamics C4 Systems, Inc. Methods and systems for acquiring signals using coherent match filtering
JP4224105B2 (ja) * 2007-01-19 2009-02-12 日本電波工業株式会社 信号処理部及び無線機
US7684313B2 (en) * 2007-03-30 2010-03-23 Zoran Corporation System and method for FFT window timing synchronization for an orthogonal frequency-division multiplexed data stream
US20090168930A1 (en) * 2007-12-28 2009-07-02 Augusta Technology, Inc. Methods and Systems for Doppler Estimation and Adaptive Channel Filtering in a Communication System
JP4913081B2 (ja) * 2008-01-22 2012-04-11 日本電信電話株式会社 無線送信装置、無線受信装置、無線通信システム、無線通信方法、無線送信方法、及び無線受信方法
US8208522B2 (en) * 2008-03-07 2012-06-26 Nokia Corporation System and methods for receiving OFDM symbols having timing and frequency offsets
US8081922B2 (en) * 2008-05-30 2011-12-20 Qualcomm Incorporated Methods and apparatuses for processing satellite positioning system signals
US8139614B2 (en) * 2008-06-06 2012-03-20 Maxim Integrated Products, Inc. Robust narrowband symbol and frame synchronizer for power-line communication
US8265214B2 (en) * 2008-07-01 2012-09-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for adaptive timing synchronization in a communication network
CN102257832B (zh) * 2008-12-21 2014-12-24 Lg电子株式会社 用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法
US8295258B2 (en) * 2009-02-17 2012-10-23 Wavion, Ltd Enhancing WLAN performance in the presence of interference
GB2470755A (en) * 2009-06-03 2010-12-08 Sony Corp Data processing apparatus and method

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1355971A (zh) * 1999-06-15 2002-06-26 三星电子株式会社 获得与正交频分复用信号的码元定时和频率同步的设备和方法
CN1799238A (zh) * 2003-03-28 2006-07-05 英特尔公司 用于ofdm符号定时同步的方法和装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI601399B (zh) * 2016-01-27 2017-10-01 晨星半導體股份有限公司 符號偵測電路及方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2010283823A (ja) 2010-12-16
CN101945077A (zh) 2011-01-12
EP2259525B1 (en) 2019-08-28
GB0909590D0 (en) 2009-07-15
US20100309384A1 (en) 2010-12-09
GB2470758B (en) 2014-08-20
EP2259525A3 (en) 2016-12-14
EP2259525A2 (en) 2010-12-08
US8396174B2 (en) 2013-03-12
JP5546358B2 (ja) 2014-07-09
GB2470758A (en) 2010-12-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101945077B (zh) 数据处理装置和方法
US10911276B2 (en) Transmitter, receiver and methods and computer readable medium
US10637708B2 (en) Transmitters, receivers and methods of transmitting and receiving
US10999111B2 (en) Implicit signalling in OFDM preamble with embedded signature sequence, and cyclic prefix and postfix aided signature detection
US8446970B2 (en) Data processing apparatus and method
EP2451101B1 (en) Receiver device, integrated circuit, receiving method, and receiving program
CN101874381B (zh) Dmb-t系统的时频同步和帧编号检测
CN105009539A (zh) 具有与8mhzdvb-t2相同的保护间隔的6mhz带宽ofdm发射器
GB2547267A (en) Transmitter, receiver and methods
WO2014140520A1 (en) Transmitters, receivers and methods of transmitting and receiving with scattered and continuous pilots in an ofdm system
Morshed Synchronization Performance in DVB-T2 system

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20150114

Termination date: 20200603

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee