CN107438043A - 前导符号检测解析方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种前导符号检测解析方法，包括以下步骤：利用前导符号的三段结构特性对接收信号先频移再前后相关得到相关值；搜索相关值的峰值推算前导符号的粗略位置，峰值的相角对应得到小数倍频偏值；利用前导符号的频域有效子载波功率提升特性，估计子载波间隔的整数倍频偏和频谱翻转特性；对去除频偏后的数据做同步得到前导符号的精确位置；分别在时域和频域对精同步后的数据做译码；解析信令，若时域和频域译码结果不同，则先对信令进行判别再确认前导符号译码结果；若时域和频域译码结果相同，则得出前导符号译码结果。

Description

前导符号检测解析方法
本申请是原案的分案申请，原案的申请号201610361958.2，申请日2016年5月26日，发明创造名称“前导符号检测解析装置和方法”。
技术领域
本发明涉及OFDM系统中帧头检测、频偏估计和信令信息提取，尤其涉及一种DVB_T2系统鲁棒的前导符号检测方法。
背景技术
欧洲第二代数字电视地面广播标准《Digital Video Broadcasting(DVB)；Framestructure channel coding and modulation for a second generation digitalterrestrial television broadcasting system(DVB-T2)》公布了一种特殊的P1符号作为OFDM系统帧头符号，如图1所示，前导符号(本文中用P1指代)采用带有频移的循环前后缀结构C_A_B结构。英国广播公司在专利文献1中详细阐述了P1符号的设计优点:不受严重的连续波(CW)干扰，能对抗“危险的”多径，不受频偏影响。同时P1携带信令信息指示系统的傅立叶变换(FFT)大小，保护间隔(GI)范围，基本/简化(base/lite)模式，单输入单输出/多输入单输出(SISO/MISO)模式等。
前导符号P1采用带有频移的循环前后缀结构，相关值不受频偏和连续波干扰的影响，但是在一些多径情况下，P1检测仍然会失败。DVB-T2实现指南《Digital VideoBroadcasting(DVB)；Implementation guidelines for a second generation digitalterrestrial television broadcasting system(DVB-T2)》在P1性能仿真结果中表明在两径等幅相位相反的多径信道下P1检测失败概率为100％，信令解析失败概率为100％。专利文献2在不更改P1结构的基本特性下的情况下对实现指南的实现方法做了两个增强，但是并未信令解析做出修改。P1在频域占据853个子载波，其中384个有效子载波功率较高，其它未使用的子载波置0，如图2所示。利用这个特性，可以提取系统的频偏和识别频谱是否翻转。本发明着重提出一种鲁棒的P1符号检测和解析方法，同时加大频偏估计的范围，同时识别系统的频谱是否发生了翻转。
现有技术文献：
专利文献
专利文献1：中国专利CN 200880024926.7号说明书101743731 A
专利文献2：中国专利201010196280.X号说明书
非专利文献
[1]Digital Video Broadcasting(DVB)；Frame structure channel coding andmodulation for a second generation digital terrestrial televisionbroadcasting system(DVB-T2)；
[2]Digital Video Broadcasting(DVB)；Implementation guidelines for asecond generation digital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2)。
发明内容
本发明解决的问题是现有DVB-T2中多径信道下前导符号检测失败概率低。
为解决上述问题，本发明实施例提供了一种前导符号检测解析装置，包括：相关器，利用前导符号的三段结构特性对接收信号先频移再前后相关得到相关值；峰值检测器，搜索相关值的峰值推算前导符号的粗略位置，峰值的相角对应得到小数倍频偏值；整数倍频偏和频谱翻转判别模块，利用前导符号的频域有效子载波功率提升特性，估计子载波间隔的整数倍频偏和频谱翻转特性；时域定时精同步模块，对去除频偏后的数据做同步得到前导符号的精确位置；时频域译码器，分别在时域和频域对精同步后的数据做译码；信令判别解析模块，解析信令，若时频域译码结果不同，则先对信令进行判别再确认前导符号译码结果；若时频域译码结果相同，则得出前导符号译码结果。
可选地，其中，所述整数倍频偏估计和频谱翻转判别模块包括：频域子载波预处理单元：对频域异常子载波做限幅，除去带内干扰信号；循环相关单元：考虑频谱翻转，使用傅里叶和反傅里叶变换代替相关运算，对频域子载波预处理后的信号和有效子载波的处理得到整数倍频偏估计值。
可选地，其中，整数倍频偏估计和频谱翻转判别模块运行若干次，每次选取的前导符号起始位置不同。
可选地，其中，所述时域定时精同步模块确认整数倍频偏的同时确认前导符号精确位置。
可选地，其中，所述时频域译码器结合时域译码和频域译码分别译码，时域译码时利用前导符号的时域相关特性和互相关特性和所有的前导符号做相关实现时域译码；频域译码时使用频域差分相关方式实现频域译码。
可选地，其中，信令判别解析模块用以对时频域译码器不同的译码结果做确认：先对信令进行判别再确认前导符号译码结果。
可选地，其中，信令判别解析模块，将时域译码和频域译码得到的前导符号与接收到的前导符号序列进行时域相关，得到两组相关值，搜索任意一组相关值前三个最大值求和并记下前三个最大值的位置，对另一组相关值对应位置处的三个相关值求和，比较大小，其中较大值所对应的译码结果正确。
另外，本发明实施例还提供了一种前导符号检测解析方法，包括以下步骤：利用前导符号的三段结构特性对接收信号先频移再前后相关得到相关值；搜索相关值的峰值推算前导符号的粗略位置，峰值的相角对应得到小数倍频偏值；利用前导符号的频域有效子载波功率提升特性，估计子载波间隔的整数倍频偏和频谱翻转特性；对去除频偏后的数据做同步得到前导符号的精确位置；分别在时域和频域对精同步后的数据做译码；解析信令，若时频域译码结果不同，则先对信令进行判别再确认前导符号译码结果；若时频域译码结果相同，则得出前导符号译码结果。
与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：
因为根据本发明所涉及的前导符号检测解析装置和方法，通过鲁棒地检测DVB-T2中帧头信号的存在，充分利用前导符号P1本身的特性，精确地估计频偏值并识别频谱是否翻转，分别在时频域对P1信令进行译码，最终对P1信令进行正确解析，可实现鲁棒的检测到前导符号，频偏估计的范围大，译码结果更鲁棒。
附图说明
图1是本发明所涉及的DVB_T2标准中前导符号三段结构CAB结构的示意图；
图2是本发明所涉及的DVB_T2标准中8M系统前导符号有效子载波分布图；
图3是本发明的具体实施方式中前导符号检测解析装置示意图；
图4是本发明中C_A_B相关器结构示意图；
图5是本发明中C_A_B峰值检测示意图；
图6是本发明中间隔1024个符号的0db两径，第二条径的相位分别和第一条径相同、相反信道下的C_A_B相关值图；
图7是本发明中一次整偏估计和频谱翻转识别示意图；
图8是本发明中时域精同步流程示意图；
图9是本发明中时域译码流程示意图；
图10是本发明中频域译码流程示意图；
图11是本发明中译码确认流程示意图；以及
图12是本发明中前导符号检测解析方法示意图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
本发明的目的在于鲁棒地检测DVB-T2帧头信号的存在，充分利用P1前导符号本身的特性，精确地估计频偏值并识别频谱是否翻转，分别在时频域对前导符号P1信令进行译码，最终对前导符号P1信令进行正确解析。
本发明的DVB_T2系统鲁棒的P1符号检测装置中，C_A_B相关器是根据DVB_T2标准中公布的相关器的结构将信号频移后做前后延迟相关操作，经过平滑处理后，延迟对齐后相乘，用于发现前导符号P1信号和小数倍频偏估计。整数倍频偏和频谱翻转判别模块时利用P1符号的频域有效子载波功率提升特性估计1K子载波间隔的整数倍频偏和频谱发转特性。时域定时精同步模块根据所有P1符号(本例中采用DVB-T2协议的128种P1)平均得来的时域相关特性精确地找到P1起始位置，然后再时域和频域对P1符号做译码由时频域译码器完成，由于时频域译码结果不同，需要信令判别解析模块最后的判决实现对P1译码结果的确认。
本发明的另一目的，提供了一种DVB_T2系统鲁棒的前导符号检测解析方法。先将接收的信号做C_A_B结构相关，找到P1的大致起始位置同时估计小数倍频偏；在P1存在的区域范围在频域利用P1有效子载波功率提升特性估计1K子载波间隔的整数倍频偏和频谱反转特性，对数据做频偏补偿后再根据128种P1符号平均得来的在大致起始位置一定区域利用时域相关特性找到精确的P1起始位置，找到P1精确位置后分别在时频域对P1译码，最后对译码结果做确认。
图1是本发明所涉及的DVB_T2标准中前导符号三段结构C_A_B结构的示意图；
如图1所示，本实施例中，前导符号三段结构C_A_B结构，A部分为1K(1024)的OFDM符号，C部分由A部分的前542个采样点经过频移fSH(一个子载波间隔)得到；B部分由A部分的后482个采样点经过频移得到。在8MHz系统中，P1符号的持续时间为224us(共2048个采样点)。A部分的持续时间为112us，C和B的持续时间分别为59us(542个采样点)和53us(482和采样点)。
图2是本发明所涉及的DVB_T2标准中8M系统前导符号有效子载波分布图；
如图2所示，本实施例中，1K符号中有853个可用子载波，其中384子载波可用，其他被置0。在8MHz系统中，信号带宽为7.61MHz(占据0～852个子载波)，有用的6.83MHz带宽内有766个载波，第一个是44，最后一个是809。
图3是本发明的具体实施方式中前导符号检测解析装置示意图；
如图3所示，本实施例中的前导符号检测解析装置包括C_A_B相关器11，前导符号峰值检测器12，整数倍频偏和频谱翻转判别模块13，时域定时精同步模块14，时频域译码器15，信令判别解析模块16。
C_A_B相关器11是上述DVB-T2实现指南[2]中的经典结构，其基本结构就是频移后前后相关。
图4是本发明所中C_A_B相关器结构图；
如图4所示，频偏旋转模块11A用于去除三段结构C_A_B中C段和A段的频偏，第一延迟模块11E和第二延迟模块11B，第三延迟模块11F，分别对应的延迟长度为542,482以及1024。第一共轭相乘模块11C和第二共轭相乘模块11G分别将频偏消除延迟对齐后的信号共轭相乘，第一滑动平均模块11D和第二滑动平均模块11H对乘法器的结果做滑动平均处理，经过11F延迟1024个符号后由相乘模块11I相乘得到相关值Z。Z的峰值角度对应着小数倍频偏。
图5是本发明中C_A_B峰值检测示意图；
如图5所示，本实施例中，前导符号P1峰值检测器12对C_A_B相关值做判断，搜索P1的峰值推算P1的粗略位置，峰值的相角对应小数倍频偏。设置合适的门限阈值，因为非P1符号的数据相关性和噪声相一致，数字电视地面广播接收系统中有AGC自动增益控制模块会将信功率调节到一定的功率水平上，数据部分的相关值不受接收信号的接收功率和信道情况影响，可以设置合适阈值，相关值连续大于阈值的部分就认为检测到前导符号P1，Z的绝对值中第一个和最后一个越过门限索引号s1和s2，通过s1和s2的中点可以推算P1符号出现的位置，如图5所示，P1的粗同步位置P1_coarse_index通过以下公式(1)推算出为：
该公式(1)中，Δ0是经验值(附加计算延迟)，na＝1024,nc＝542
小数倍频偏值通过以下公式(2)推算出：可根据峰值位置附近Nf点的相角均值确定。
其中，z(i)是相关值结果,如图4所示，
公式(1)适用于AWGN信道，C_A_B的峰值在不同的多径情况下幅度和形状有很大差异，如何准确地通过峰值检测到P1的存在和位置是关键。上述DVB-T2实现指南[2]中前导符号P1性能仿真结果表明在0dB等径，两径延迟为1024个符号信道下(两径信号相位相差180度)，P1检测失败概率为100％。
图6是本发明中间隔1024个符号的0db两径，第二条径的相位分别和第一条径相同、相反信道下的C_A_B相关值图；
如图6所示，是0dB间隔1024个符号的两径信道下相关值，其中，连续线条表示的是符号相同的情况，点状线表示的是符号相反的情况，可以看出，两径符号相同，符号相反的情况下的C_A_B的峰值，峰值幅度和形状有很大差异，特别是符号相反的0db信道，峰值的位置偏离径实际的位置大约1000个符号，根据峰值得到的P1位置去做整数倍频偏会导致整数倍频偏估计失败，进而前导符号P1译码失败。除了图5这种特殊的信道外，其他多径信道下，C_A_B相关值超过阈值的范围很宽，P1粗同步位置不准。为了解决P1粗同步位置不准的问题，可在公式(1)得到位置左右移动一定范围，尝试搜索P1的位置，这个搜索过程由整数倍频偏和频谱翻转判别模块13、时域定时精同步模块14共同完成。
图7是本发明中一次整偏估计和频谱翻转识别示意图；
本实施例中，如图2所示，前导符号P1中只有384个有效子载波，剩余469个子载波为0，且分布已知。本地频域序列长度为1024,384个子载波的位置为1，其余子载波为0，如图7所示，通过13A步骤对P1中的三段结构中的A段符号(1024点)做FFT，和图2所示的频域序列做能量相关，峰值的位置对应最大频偏。同时考虑有可能发生频谱翻转，有效子载波镜像对称。如图7所示，本实施例中，在峰值检测中已经找到P1_coarse_index粗同步位置，取小数倍频偏以后的数据以前导符号的粗同步位置P1_coarse_index开始的C_A_B三段结构中的A段信号做整数倍频偏估计，小数倍频偏补偿类似于11A模块。13B步骤计算每个子载波的能量(I2+Q2代表实部和虚部的平方和)，，考虑到带内干扰信号的影响，13C步骤对能量异常的子载波做限幅。步骤13F～13I使用FFT的方式实现循环相关操作，循环相关根据系统频偏范围设置合理的循环次数，FFT实现相关的方式避免了这一点。步骤13D和13E是频谱翻转模块进行翻转、不翻转。步骤13D和13F～I是求取频谱不翻转时循环相关值，步骤13E和13F～I是求取频谱翻转时循环相关值，图7中对于13E后与13F～I相同内容的步骤在图中省略画出，步骤13J搜索相关值的最大值和下标，下标对应着整偏估计值。比较最大值，得到频谱翻转标志。接下去分别前导符号的粗同步位置P1_coarse_index左右移一定范围，本实施例中，移动1000个符号。重复图7所示的计算过程。最后得到三组整数倍频偏值，相关值和频谱翻转标志，对三组最大值进行排序，得到前两组的整数频偏和频谱翻转标志,若这两组的频偏值一致，将第二组的频偏值加1。
图8是本发明中时域精同步流程示意图；
整数倍频偏和频谱翻转判别模块13得出了两种频偏值，时域定时精同步模块14对频偏做确认，同时找到P1的精确位置。如图8所示，14A步骤中去除整数倍和小数倍频偏后，在P1峰值检测器12得到的P1位置附近区域精确搜索P1位置，利用消除频偏后的序列和所有P1的均值序列，本例中采用和DVB-T2协议中定义的128种P1的前导符号均值(Pk是P1序列)做相关，该前导符号均值与任何一种P1序列都有相关性，峰值最大的位置对应P1的精确定时位置。包含尽可能长的多径，取P1左右1K个符号加上本体数据3k个符号共计4K的数据，对该4K数据利用FFT实现和相关，使用FFT/IFFT实现相关计算，过程如图8所示。步骤14A中，取整数倍频偏和频谱翻转判别模块13中的第一组频偏和频偏翻转标志，对4K数据做频偏补偿包含小数倍频偏和整数倍频偏，若频谱翻转，补偿后的数据虚部取反。14B～14D用FFT/IFFT运算代替相关计算，14B对去频偏的数据做4K的FFT，14C对两个FFT序列做共轭相乘，一个是去频偏数据的4K长度FFT序列，另一个是4K长度的FFT序列；14D对4K长度的共轭相乘结果做IFFT得到相关值；14E计算相关值的幅度。由于整数倍频偏和频谱翻转判别模块13得出了两种频偏值不同，相关值受频偏的影响，正确的频偏相关值大，错误的频偏对应的相关值小，两组相关值的最大值满足一定的比例条件，则认为P1峰值位置正确，频偏估计正确，精同步结束，相关值最大值的位置对应P1精确位置，C_A_B相关器可以停止工作。否则重新做P1峰值检测，直到精同步的结果满足条件。
图9是本发明中时域译码流程示意图；
精确地找到P1一条强径的位置后，P1符号的自相关峰值很高，互相关峰值相对较低，在利用P1符号的时域相关特性和互相关特性，和128种P1做相关，峰值最大的对应着真实的P1序列。时域译码可以解决超长多径的问题，P1序列长度较长，相关值不受信噪比的影响，时域译码抗噪能力强。但是在近径很多的信道条件下，由于P1的互相关性差，时域译码结果不准确。频域译码使用差分相关方式，可以克服近径的影响，超长多径信道下，频域子载波衰落较多，频域译码性能差。可以结合时域和频域的优点，分别译码，若译码结果相同，则译码成功，若时频域译码结果不同，需要对译码结果做确认。
如图9所示，本实施例中，时频域译码器15中的时域译码的处理流程包含以下步骤：
步骤15A1：取定时精同步后P1符号A部分的信号(经过频偏补偿)与128种P1的A部分做相关，步骤15B1：寻找每种P1相关值的最大值，步骤15C1：判断相关计算是否结束，128种P1相关遍历结束后由步骤15D1比较这128个峰值，最大值对应着正确的P1序列。
图10是频域译码示意图，本实施例中，时频域译码器15中的频域译码的处理流程包含以下步骤：
步骤15A2和步骤15B2在频域提取384个子载波得到有效子载波序列Active_Seq，步骤15C2对相邻两个子载波做差分；差分公式为Active_Seq(i+1)*conj(Active_Seq(i)，对本地P1频域有效子载波做差分，共128个差分序列，15D2对接收的差分序列和128个差分序列做相关，比较最大值，最大值对应着正确的P1序列由15D2～15G2完成。
图11是本发明中译码确认流程示意图；
如图11所示，本实施例中，若时频域译码结果不同，信令判别模块16通过比较两个序列与接收到的P1序列做时域相关，根据相关值的大小，判断哪种P1译码结果更可靠。步骤16A取精同步后定位的P1左右1K的数据，这部分数据补偿完所有的频偏，步骤16B把补偿频偏后的数据做4KFFT，时频域译码对应的P1序列做4KFFT，分别对时域、频域译码得出的P1序列做4KFFT；16C将16B的结果和两种P1的4K频域序列共轭相乘，步骤16D对相乘后4K的序列做IFFT，得到4K相关值，这个过程和定时精同步的计算过程一样，都是利用FFT和IFFT实现相关运算。步骤16E计算相关器的幅度，分别得到时域译码相关值记作peak_td、频域译码相关值记作peak_fd。步骤16F搜索时域译码相关值peak_td前三个最大值和位置，计算前三个最大值之和peak_td_sum,找到peak_td前三个最大值位置处peak_fd的值，计算这三个值之和peak_fd_sum,步骤16G比较peak_td_sum和peak_fd_sum大小，大的对应正确的译码结果。
图12是本发明中前导符号检测解析方法示意图。
如图12所示，本实施例中，图12是依据本发明优选实例的P1符号率检测方法流程示意图。开始步骤S51对接收到的信号做C_A_B相关，接着步骤S52对相关值做判断，检测是否有峰值出现，若检测到峰值则推算P1的起始位置，根据峰值的角度计算小数倍偏差估计。得到P1粗略起始位置和小数倍频偏后，步骤S53对小数倍频偏补偿后的P1符号选择三个不同的位置做步骤S54整偏估计和频谱翻转判断，记录前两组峰值较大的整数频偏和频谱翻转标志，由S55精同步模块确认频偏值和频谱是否翻转，步骤S56精同步的峰值满足条件则给出P1精确的起始位置，否则重新检测C_A_B峰值。下一步骤由步骤S57进行时频域译码，步骤S58判断译码结果是否相同，若两者译码一致，前导符号P1检测结束，若不一致由S59做信令判决，最终确认译码结果。
本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (7)

1.一种前导符号检测解析方法，其特征在于，包括以下步骤：
相关步骤，利用前导符号的三段结构特性对接收信号先频移再前后相关得到相关值；
峰值检测，搜索上述相关值的峰值推算上述前导符号的粗略位置，上述峰值的相角对应得到小数倍频偏值；
整数倍频偏和频谱翻转判别，利用上述前导符号的频域有效子载波功率提升特性，估计子载波间隔的整数倍频偏和频谱翻转特性；
时域定时精同步，对去除频偏后的数据做同步得到上述前导符号的精确位置；
时频域译码，分别在时域和频域对精同步后的数据做译码；以及
信令判别解析，解析信令，若时域和频域译码结果不同，则先对上述信令进行判别再确认上述前导符号译码结果；若时域和频域译码结果相同，则得出上述前导符号译码结果。
2.如权利要求1所述的前导符号检测解析方法，其特征在于，上述整数倍频偏和频谱翻转判别步骤还包括：
频域子载波预处理，对频域异常子载波做限幅，除去带内干扰信号；以及
循环相关，考虑频谱翻转，使用傅里叶和反傅里叶变换代替相关运算，对频域子载波预处理后的信号和有效子载波进行处理得到整数倍频偏估计值。
3.如权利要求2所述的前导符号检测解析方法，其特征在于，上述整数倍频偏和频谱翻转判别步骤执行若干次，每次选取的前导符号起始位置不同。
4.如权利要求1所述的前导符号检测解析方法，其特征在于，上述时域定时精同步步骤还包括：确认整数倍频偏的同时确认上述前导符号的精确位置。
5.如权利要求1所述的前导符号检测解析方法，其特征在于，上述时频域译码步骤还包括：
结合时域译码和频域译码分别译码，时域译码时利用上述前导符号的时域相关特性和互相关特性，与所有的上述前导符号做相关，实现时域译码；以及
频域译码时使用频域差分相关方式实现频域译码。
6.如权利要求1所述的前导符号检测解析方法，其特征在于，上述信令判别解析步骤还包括：
对上述时频域译码步骤中生成的不同的译码结果做确认：先对上述信令进行判别再确认上述前导符号译码结果。
7.如权利要求1所述的前导符号检测解析方法，其特征在于，上述信令判别解析步骤还包括：
将时域译码和频域译码得到的前导符号与接收到的前导符号序列进行时域相关，得到两组相关值，搜索任意一组上述相关值中的前三个最大值并求和，记下上述前三个最大值的位置，对另一组上述相关值中对应位置处的三个相关值求和，比较大小，其中较大值所对应的译码结果正确。
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