CN102694571A - 载波频率偏差估计的方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种载波频率偏差的估计系统，其包括如下模块：相关器模块，将基带信号与本地产生的PN序列并行进行相关运算；峰值搜索器模块，在收到相关器模块输出的并行相关值后进行峰值搜索，进而确定输入基带信号中PN段的起始位置，并将此位置信息反馈给相关器模块；平均器模块，将相关器输出的多次前后两段相关运算的结果分别进行平均；相角差计算器模块，计算上述相关运算的平均值的相角差，并将结果输出；载波频偏计算器模块，根据上述结果计算出载波频偏的估计值，并将此载波频偏的估计值作为PN粗估计的估计值；本发明的有益效果是：可以有效解决有较强多径干扰时的PN粗捕获不准确的问题，可以提高系统在实际无线传输信道下的鲁棒性。

Description

载波频率偏差估计的方法及系统

技术领域

本发明涉及数字信号传输，特别涉及地面数字电视广播传输系统中对载波的初始捕获过程，通过利用帧结构中的伪随机序列(PN序列)的扩频增益而可靠、快速的捕获载波。

背景技术

在无线数字通信系统中，接收机中的载波恢复模块是最基础的模块。特别在地面数字电视传输系统中，由于调谐器(高频头)的输出中频或基带信号存在载波频率的不稳定性，以及可能存在的多普勒频偏等影响，接收到的射频信号将会存在较严重的载波频率偏差。载波频率偏差的存在将导致接收信号的相位模糊，无法解调出正确的发送信号，同时也将导致定时同步、信道估计等无法进行。因此，载波恢复的关键是进行载波频率偏差的估计，然后再进行直接补偿或利用锁相环路进行补偿。

一般在无线数字通信系统中，为了便于接收端进行载波频率偏差估计，在系统帧结构里面会插入部分已知信息，比如在美国地面数字电视传输系统ATSC中，插入了已知的828个符号长的由伪随机序列(PN)填充的场同步信号，同时还有频域上的单导频信号；在中国地面数字电视标准DTMB系统中，也插入了由PN序列填充的帧头，在单载波模式下还在频域上插入了双导频信号。

利用上述已知信息进行载波频率偏差估计的方法已经有相关的专利和文献涉及。专利200610029156.8提出了一种同时利用导频和PN序列的基于多状态控制的载波捕获及跟踪的方法，在利用导频捕获或扫频捕获大的初始频率偏差后，利用PN序列进行粗捕获和细捕获。但是，该专利技术提出的方法是基于高斯信道推导出来的，在实际的多径信道下，其它多径的干扰会使PN粗捕获估计出的残留载波频偏与实际值存在一定的偏差，从而造成载波环路锁定在一个错误的值上，即发生了假锁。具体假锁的原因请见下文的分析：

设发送信号为s(n)，信道的时域冲击响应为h(n)，w(n)为高斯噪声信号，每个基带符号的持续时间为T_s，残留的载波频偏为Δf，那么接收到的基带信号可以表示为：

$r\left(n\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)s(n-k)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfnT}}_s}+w\left(n\right)---\left(1\right)$

专利200610029156.8提出的PN粗捕获方法需要做接收基带信号与本地产生的PN序列之间的相关运算，即相乘并累加运算，累加的长度为M，并计算相邻的前后两段的相关值，分别记为Corr_pre和Corr_post：

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{pre}}\left(n\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}+\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}w(i+n){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)---\left(2\right)$

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{post}}\left(n\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}+\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}w(i+n){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)---\left(3\right)$

由于高斯噪声信号w(n)与本地产生的PN序列直接的相关值的均值为零，所以当接收信号与本地产生的PN序列对齐时，式(2)和(3)可以进一步表示为：

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{pre}}\left(n\right)=E_{s}h\left(n\right)*\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}+\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(4\right)$

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{post}}\left(n\right)=E_{s}h\left(n\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfMT}}_s}*\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}+\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(5\right)$

其中，E_s表示发送符号的平均能量。

式(4)和式(5)都包含两个加和项，前一项表示接收信号中主径与本地产生的PN序列之间的相关值，而后一项则表示接收信号中除主径之外的其它多径与本地产生的PN序列之间的相关值。由于后一项中其它多径信号与本地产生的PN序列之间存在着时间差，而且参与相关运算的PN序列并不是一个完整的m序列，所以这一项的值并不等于零，而且它的大小与多径干扰的强度有关，也与所选取的M个符号长的PN序列有关。

专利200610029156.8提出的PN粗捕获方法忽略了后一项的存在，直接使用式(4)和式(5)进行相位提取，进而得到载波频率偏差的估计：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{{2\mathrm{\πMT}}_s}---\left(6\right)$

而在实际的无线传输信道中，多径的干扰是客观存在的。当多径干扰相对较小时，忽略掉式(4)和(5)的后一项，对式(6)中得到的载波频偏估计值影响较小，这也就是专利200610029156.8中所提出方法在多径干扰较小时仍然能够正常工作的原因。但是当多径干扰较大时，或者在某些特殊的信道传输条件下，忽略掉式(4)和(5)的后一项，对式(6)中得到的载波频偏估计值就会有较大影响，进而造成载波环路锁定在一个错误的值上，即发生了载波假锁现象。

鉴于以上的问题，一种实用性好、可操作性能更高的载波频率偏差估计系统的发明是势在必行的。

发明内容

本发明要解决的技术问题主要是：载波频偏估计值造成载波环路锁定在一个错误的值上而发生了载波假锁现象。

本发明的目的是要解决在有较强多径干扰时的PN粗捕获不准确的问题，可以提高系统在实际无线传输信道下的鲁棒性。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种基于多次滑动相关并取平均的方法来获得载波频偏的估计值，其技术方案如下：

一种载波频率偏差估计系统，其包括如下模块：

相关器模块，将基带信号与本地产生的PN序列并行进行相关运算；

峰值搜索器模块，在收到相关器模块输出的并行相关值后进行峰值搜索，进而确定输入基带信号中PN段的起始位置，并将此位置信息反馈给相关器模块；

平均器模块，将相关器输出的多次前后两段相关运算的结果分别进行平均；

相角差计算器模块，计算上述相关运算的平均值的相角差，并将结果输出；

载波频偏计算器模块，根据上述结果计算出载波频偏的估计值，并将此载波频偏的估计值作为PN粗估计的估计值。

所述相关器在收到PN段信号的起始位置信息后，选择不同起始位置的两段信号与相对应的本地产生的PN序列直接进行多次相关运算，并将多次相关运算的结果输出到平均器模块。

所述参与并行相关运算的长度可根据实际需要灵活配置，优选参与相关运算的是两段连续的长度为M的PN段。

所述相关器模块根据收到的PN段起始位置信息，选取接收基带信号中两段长度为M的连续的PN段信号与本地产生的对应位置的PN序列进行相关运算。

所述设PN序列的总长度为N个符号，选取不同的起始位置l进行L次相关运算，L的取值满足：0≤L≤N-2M。

所述载波频率偏差估计系统基于多次滑动相关并取平均的方法来获得载波频偏的估计值。

一种载波频率偏差估计方法，其包括如下步骤：

设PN序列的总长度为N个符号，首先进行输入基带信号与本地产生的PN序列之间的并行相关运算，以确定输入基带信号中PN段的位置；

在收到输出的并行相关值后进行峰值搜索，进而确定输入基带信号中PN段的起始位置；

根据上述收到的PN段起始位置信息，选取接收基带信号中两段长度为M的连续的PN段信号与本地产生的对应位置的PN序列进行相关运算；

设这两段连续的PN序列在全部PN序列的起始位置为l，选取不同的起始位置l进行L次相关运算，将这L次相关运算的结果进行平均；

计算上述相关运算的平均值的相角差，并将结果输出；

根据上述结果计算出载波频偏的估计值，并将此载波频偏的估计值作为PN粗估计的估计值。

所述N、M、L的取值满足：0≤L≤N-2M。

所述载波频率偏差估计方法基于多次滑动相关并取平均的方法来获得载波频偏的估计值。

如图2所示，本地产生的参与相关运算的PN序列，设PN序列的总长度为N个符号，首先进行输入基带信号与本地产生的PN序列之间的并行相关运算，并反馈给峰值搜索器，以确定输入基带信号中PN段的位置。参与并行相关运算的长度可根据实际需要灵活配置，一般为实现简单起见，选择参与相关运算的是两段连续的长度为M的PN段。

峰值搜索器在收到相关器输出的并行相关值后进行峰值搜索，进而确定输入基带信号中PN段的起始位置，并将此位置信息反馈给相关器。

相关器根据收到的PN段起始位置信息，选取接收基带信号中两段长度为M的连续的PN段信号与本地产生的对应位置的PN序列进行相关运算。设这两段连续的PN序列在全部PN序列的起始位置为l，那么接收信号与前后两段PN序列进行相关的相关值可以分别表示为：

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{pre}}(n,l)=E_{s}h\left(n\right)*\underset{i=l}{\overset{l+M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}+\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=l}{\overset{k+M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(7\right)$

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{post}}(n,l)=E_{s}h\left(n\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfMT}}_s}*\underset{i=l+m}{\overset{l+2M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}+\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=l+M}{\overset{l+2M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(8\right)$

选取不同的起始位置l进行L次相关运算，根据图2中可以看出，L的取值满足：0≤L≤N-2M

将这L次相关运算的结果进行平均，可以得到：

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{corr}}_{\mathrm{post}}\left(n\right)}=E_{s}h\left(n\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfMT}}_s}*\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}*\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔflT}}_s}$

$+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=l+M}{\overset{l+2M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(9\right)$

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{corr}}_{\mathrm{pre}}\left(n\right)}=E_{s}h\left(n\right)*\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}*\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔflT}}_s}+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=l}{\overset{l+M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(\text{10}\right)$

由于参加相关运算的PN关值的干扰也不同，那么将这L次相关运算进行平均运算将有助于抑制这种干扰，即可以将段的起始位置不同，式(7)和(8)中第二项所表示的其余多径对主径与PN段相式(9)和(10)中的第二项忽略，并提取两段相关值的均值的相位差：

进而通过下式得到相对准确的载波频率偏差的估计值：

本发明的有益效果是：本发明将会得到更加准确的载波频率偏差的估计值，增强在实际传输环境中的鲁棒性。

附图说明

图1为本发明的载波粗捕获流程的框图；

图2本地产生的参与相关运算的PN序列；

图3本发明与专利200610029156.8中载波粗捕获方法的方差对比图。

具体实施方式

本发明是应用在数字信号传输，特别涉及地面数字电视广播传输系统中对载波的初始捕获过程，通过利用帧结构中的伪随机序列的扩频增益而可靠、快速的捕获载波，是在对现有的操作流程的基础上作出的重大改进，具有非常重要的实践意义。

设PN序列的总长度为N个符号，首先进行输入基带信号与本地产生的PN序列之间的并行相关运算，并反馈给峰值搜索器，以确定输入基带信号中PN段的位置。参与并行相关运算的长度可根据实际需要灵活配置，一般为实现简单起见，选择参与相关运算的是两段连续的长度为M的PN段。

峰值搜索器在收到相关器输出的并行相关值后进行峰值搜索，进而确定输入基带信号中PN段的起始位置，并将此位置信息反馈给相关器。

相关器根据收到的PN段起始位置信息，选取接收基带信号中两段长度为M的连续的PN段信号与本地产生的对应位置的PN序列进行相关运算。设这两段连续的PN序列在全部PN序列的起始位置为l，那么接收信号与前后两段PN序列进行相关的相关值可以分别表示为：

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{pre}}(n,l)=E_{s}h\left(n\right)*\underset{i=l}{\overset{l+M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}$

$+\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=l}{\overset{l+M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(17\right)$

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{post}}(n,l)=E_{s}h\left(n\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfMT}}_s}*\underset{i=l+m}{\overset{l+2M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}$

$+\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=l+M}{\overset{l+2M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(18\right)$

选取不同的起始位置l进行L次相关运算，根据图2中可以看出，L的取值满足：0≤L≤N-2M

将这L次相关运算的结果进行平均，可以得到：

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{corr}}_{\mathrm{post}}\left(n\right)}=E_{s}h\left(n\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfMT}}_s}*\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}*\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔflT}}_s}$

$+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=l+M}{\overset{l+2M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(19\right)$

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{corr}}_{\mathrm{pre}}\left(n\right)}=E_{s}h\left(n\right)*\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔfiT}}_s}*\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{j2\mathrm{\π\ΔflT}}_s}$

$+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k\≠n}{\mathrm{\Σ}}h\left(k\right)*\underset{i=l}{\overset{l+M-1}{\mathrm{\Σ}}}s(i+n-k){\mathrm{PN}}^{*}\left(i\right)e^{{j2\mathrm{\π\ΔfT}}_s(i+n)}---\left(20\right)$

由于参加相关运算的PN段的起始位置不同，式(17)和(18)中第二项所表示的其余多径对主径与PN段相关值的干扰也不同，那么将这L次相关运算进行平均运算将有助于抑制这种干扰，即可以将式(19)和(20)中的第二项忽略，并提取两段相关值的均值的相位差：

进而通过下式得到相对准确的载波频率偏差的估计值：

与专利200610029156.8相比，本发明将会得到更加准确的载波频率偏差的估计值，增强在实际传输环境中的鲁棒性。

以中国地面数字电视标准DTMB为例，PN模式选取为PN595模式，即N等于595，选择长度M为256的两段连续的PN序列与接收信号进行相关运算，那么滑动相关的次数L最大可以为83次。

首先进行输入基带信号与本地产生的PN序列之间的并行相关运算，相关运算的长度可以灵活选取，为实现简单起见，选择相关运算的长度为512个符号。

峰值搜索器在收到相关器输出的并行相关运算结果后，进行峰值搜索，进而找到接收基带信号中PN段信号的起始位置，并将此位置反馈给相关器模块。

相关器在收到PN段信号的起始位置信息后，选择不同起始位置的两段信号与相对应的本地产生的PN序列直接进行多次相关运算，相关运算的次数可以为1，最大可以为83，并将多次相关运算的结果输出到平均器模块。

平均器模块将相关器输出的多次前后两段相关运算的结果分别进行平均，并将结果输出至相角差计算模块。

相角差计算模块根据式(21)提取前后两段的相关运算的平均值的相角差，并将结果输出至载波频偏计算模块。

载波频偏计算模块根据式(22)计算出载波频偏的估计值，并将此结果作为PN粗估计的估计值。

在Rayleigh信道下，使用本发明得到的载波频偏粗估计的方差与是用专利200610029156.8中方法所得到的载波频偏粗估计的方差对比如图3所示，可见，使用本发明技术会得到更加准确的载波频率偏差的估计值，增强在实际传输环境中的鲁棒性。。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不背离本发明的精神或范围。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (9)

1.一种载波频率偏差估计系统，其特征在于，其包括如下模块：

相关器模块，将基带信号与本地产生的伪随机序列并行进行相关运算；

峰值搜索器模块，在收到相关器模块输出的并行相关值后进行峰值搜索，进而确定输入基带信号中伪随机序列段的起始位置，并将此位置信息反馈给相关器模块；

平均器模块，将相关器输出的多次前后若干段相关运算的结果分别进行平均；

相角差计算器模块，计算上述相关运算的平均值的相角差，并将结果输出；

载波频偏计算器模块，根据上述结果计算出载波频偏的估计值，并将此载波频偏的估计值作为伪随机序列粗估计的估计值。

2.根据权利要求1所述的载波频率偏差估计系统，其特征在于：所述相关器在收到伪随机序列段信号的起始位置信息后，选择不同起始位置的两段信号与相对应的本地产生的伪随机序列直接进行多次相关运算，并将多次相关运算的结果输出到平均器模块。

3.根据权利要求1所述的载波频率偏差估计系统，其特征在于：所述参与并行相关运算的长度可根据实际需要灵活配置，优选参与相关运算的是两段连续的长度为M的伪随机序列段。

4.根据权利要求1所述的载波频率偏差估计系统，其特征在于：所述相关器模块根据收到的伪随机序列段起始位置信息选取接收基带信号中两段长度为M的连续的伪随机序列段信号与本地产生的对应位置的伪随机序列进行相关运算。

5.根据权利要求1-4任一所述的载波频率偏差估计系统，其特征在于：所述设伪随机序列的总长度为N个符号，选取不同的起始位置l进行L次相关运算，L的取值满足：0≤L≤N-2M。

6.根据权利要求1所述的载波频率偏差估计系统，其特征在于：所述载波频率偏差估计系统基于多次滑动相关并取平均的方法来获得载波频偏的估计值。

7.一种载波频率偏差估计方法，其特征在于，其包括如下步骤：

设伪随机序列的总长度为N个符号，首先进行输入基带信号与本地产生的伪随机序列之间的并行相关运算，以确定输入基带信号中伪随机序列段的位置；

在收到输出的并行相关值后进行峰值搜索，进而确定输入基带信号中伪随机序列段的起始位置；

根据上述收到的伪随机序列段起始位置信息，选取接收基带信号中两段长度为M的连续的伪随机序列段信号与本地产生的对应位置的伪随机序列进行相关运算；

设这两段连续的伪随机序列在全部伪随机序列的起始位置为l，选取不同的起始位置l进行L次相关运算，将这L次相关运算的结果进行平均；

计算上述相关运算的平均值的相角差，并将结果输出；

根据上述结果计算出载波频偏的估计值，并将此载波频偏的估计值作为伪随机序列粗估计的估计值。

8.根据权利要求7所述的载波频率偏差估计方法，其特征在于：所述N、M、L的取值满足：0≤L≤N-2M。

9.根据权利要求7所述的载波频率偏差估计方法，其特征在于：所述载波频率偏差估计方法基于多次滑动相关并取平均的方法来获得载波频偏的估计值。

Images