CN101902425A - 一种短程无线网络中时间和载波频率同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种短程无线网络中时间和载波频率同步的方法，属于无线通信技术领域。首先根据测试得到接收系统对频率偏移容忍度范围；根据该容忍度最大值对本地扩频调制序列进行相位偏移补偿，得到新的本地频率偏移相关值序列；将接收相关值序列分别与本地相关值序列进行相关，得到一组相关值序列；根据所有相关值的最大值对应的序列位置，从而实现数据解码。本发明时频同步方法，提高了频率偏移影响下时间同步的性能，使接收机具有更低的功耗以及在更大频率偏移情况下的接收性能，提高了频率偏移补偿时的运算精度，有效改善接收机时间同步性能。

Description

一种短程无线网络中时间和载波频率同步的方法

技术领域

本发明涉及一种短程无线网络中时间和载波频率同步的方法，尤其涉及短程无线网络中的时间同步和频率同步方法，属于无线通信的技术领域。

背景技术

现代的无线网络通信采用包传输机制，收发信机之间通过传送数据包的形式进行通信。在每一次数据传输开始之前收发信机之间都要进行时间和频率同步，以保证接收机能准确地恢复发送信息。

在基于扩频的系统里，时间同步应找到扩频序列的边界，以及序列中每个元素对应脉冲的最佳采样时刻。而频率同步是使接收端和发射端的载波频率保持一致，以消除频率偏移对数据解调的影响。因此，时频同步是现代无线网络通信系统中非常关键的两个问题。

扩频系统中，扩频序列一般都具有良好的自相关特性，通过使用已知的扩频序列作为接收机本地的参考信号，常规的时间同步可以靠接收信号和接收机本地的参考信号之间做滑动相关来完成。当接收信号中的扩频序列和本地参考信号中的扩频序列对齐时，相关值会表现出一个峰值，而在其它情况下，相关值接近于零。但是，当接收信号中存在频率偏移时，接收信号和接收机本地参考信号的滑动相关值会受到很大影响，特别是在大频偏条件下，即使接收信号中的扩频序列和参考信号中的扩频序列对齐时，相关值也不再是最大相关值。接收信号中出现这么大的频偏主要是因为短程无线网络的发射机和接收机上都使用低造价的晶体振荡器，这种振荡器的偏差可以达到±40ppm以上，对于工作在900MHz频段的系统来讲，这么大的偏差可以造成72KHz的频率偏移，如果一个扩频序列的周期是16μs，则意味着在这一个周期里频偏造成的相位偏差达到了±2.304π。

为了能够使用滑动相关的方法完成时间同步，需要先估计出频偏的大小并根据估计值对接收信号予以校正。前后差分是频偏估计中常用的一种方法，它利用接收信号中前同步头处扩频序列的周期性，相隔一个扩频序列周期对前后两个采样点进行差分，即后一个点乘以前一个点的共轭，以去掉接收信号中扩频序列本身的相位，只留下频偏造成的相位差，从而估计出频偏的值。但是，因为相位估计的区间是-π～π，所以这种方法只能估计出-1/2T_s～1/2T_s之间的频偏，这里T_s是扩频序列的周期。对于超出这一范围的频偏，传统的全球定位系统使用时频二维搜索的方法，在时域和频域分别进行滑动相关，根据所有相关值中的峰值估计时间和频率的同步点，这种方法实现时频同步相对较为准确，但是计算量太大。

发明内容

本发明的目的是提出一种本地扩频序列补偿频偏的时间和载波频率同步的方法，首先利用本地16组扩频调制序列构造不同频率偏移情况下新的本地频率偏移扩频序列；将接收相关值序列分别与本地频率偏移扩频序列进行滑动相关，得到一组滑动相关值序列，寻找最大相关值的时刻作为时间同步位置，该最大相关值所在的本地频率偏移扩频序列，其对应补偿的频率偏移就是频率偏移估计值。

本发明提出的短程无线网络中时间和载波频率同步的方法，包括以下各步骤：

(1)接收短程无线网络中发送端发出的射频信号，进行下变频得到基带接收信号，对该基带接收信号进行2倍采样得到采样接收信号，采样时间间隔记为T_C；

(2)短程无线网络中的接收端从上述接收信号中的任意采样点开始，读取两个码元周期长度的接收信号，该接收信号序列记为r＝[r₁，r₂，...，r_N，r_N+1，...，r_2N]，其中N表示一个码元周期长度内的采样信号个数；

(3)根据测试得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的容忍范围[-P P)，该最大容忍值记为P，单位为弧度；

(4)在载波频率偏移[-DP DP)弧度范围内，以2P为步长得到一组包含D个载波频率值的序列，记为P′＝[P_u]，其中P_u＝-(D-2u+1)P，u＝1，2，...，D；

(5)将上述载波频率值序列中的D个载波频率值作为载波频率偏移值，以T_C为采样时间间隔，分别构造D个长度为一个码元周期的相位偏移序列，记为β_u＝[β_u，1，β_u，2，...，β_u，N]，其中

(6)短程无线网络中的接收端对本地扩频调制复序列的第一个本地扩频序列s＝[s₁，s₂，...，s_N]与D个相位偏移序列进行逐点相乘，得到新的D组本地载波频率偏移扩频复序列，记为L_u＝[l_u，1，l_u，2，...，l_u，N]，其中l_u，i＝s_i·β_u，i，i＝1，2，...，N；u＝1，2，...，D；

(7)将上述接收信号序列r中，依次选取连续N个接收相关值，得到N个接收短序列r_k＝[r_k，r_k+1，...，r_k+N-1]，其中k＝1，2，...，N；

(8)将上述接收短序列r_k进行共轭操作后分别与上述D组本地载波频率偏移扩频复序列L_u进行相关，得到相关值序列R＝{R_1，1，R_1，2，...，R_1，D，R_2，1，R_2，2，...，R_2，D，...，R_N，1，R_N，2，...，R_N，D}，其中

(·)^*表示共轭操作；

(9)分别对上述N个接收短序列r_k中的所有相关值的幅度的平方值相加，得到每个接收相关值短序列的序列能量平均值，记为

(10)从上述相关值序列R中找到幅度最大值

以及与该最大值

相对应的序列r_k中的能量平均值

其中

为最大值在序列R中的位置，

表示最大值

对应的本地扩频复序列补偿的频率偏移量；

(11)计算上述相关值序列R中的幅度最大值

与上述能量平均值

的比值，若该比值大于设定域值Y，则将与上述最大值

在序列R中的位置

作为时间同步的估计值，与对应的频率偏移作为频率同步的估计值；若小于设定域值Y，则不接收该信号，其中0.5≤Y≤0.7。

上述解码方法中，根据测试得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的容忍范围[-P P)的方法，包括以下步骤：

(1)从零相位的载波频率偏移开始，以载波频率f₀的百万分之五为步长，得到第一次测试的载波频率偏移值，记为P_l＝2πf₀·l·S_tep，其中S_tep＝5e^-6，l＝1；

(2)根据载波频率偏移值P_l，以T_C为采样时间间隔，构造一个码元周期长度内的相位偏移序列，记为α_l＝[α_l，1，α_l，2，...，α_l，N]，其中

(3)短程无线网络中的接收端分别对16组本地扩频调制复序列s_j＝[s_j，1，s_j，2，...，s_j，N]，j＝1，2，...，16与相位偏移序列α_l进行逐点相乘，得到新的16组本地偏移测试扩频复序列，记为L′_j＝[l′_j，1，l′_j，2，...，l′_j，N]，其中l′_j，i＝s_j，i·α_l，i，j＝1，2，...，16；i＝1，2，...，N；

(4)依次将16组本地扩频调制复序列s_j＝[s_j，1，s_j，2，...，s_j，N]，j＝1，2，...，16分别与16组本地偏移测试扩频复序列L′_j进行相关，得到16组频偏相关值，记为R′_j＝{R′_j，1，R′_j，2，...，R′_j，16}，其中

(5)从上述频偏相关值序列中找到最大值

(6)如果对于16组本地扩频调制复序列中的所有s_j，其对应的频偏相关值序列中最大值

对应的位置

等于本地扩频调制复序列的序号j，那么说明本地扩频调制复序列能够容忍当前的载波频率偏移值P_l，将l加1，得到新的当前载波频率偏移值P_l+1＝2πf₀·(l+1)·S_tep，重复(2)～(6)的操作；否则，只要任一个本地扩频调制复序列中s_j，其对应的频偏相关值序列中最大值

对应的位置

不等于本地扩频调制复序列的序号j，那么说明本地扩频调制复序列已经无法容忍当前的载波频率偏移值P_l，得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的最大容忍值P＝2πf₀·(l-1)·S_tep。

本发明提出的短程无线网络中时间和载波频率同步的方法，具有以下优点：

(1)本发明方法使用本地序列补偿频偏的方法，避免了载波频率偏移对时间同步算法性能的影响，有效提高时间同步的准确度；

(2)本发明方法的时间和载波频率同步算法无需先对接收信号进行频偏补偿后再与本地序列进行相关，避免了频偏补偿过程中带来的估计误差，提高了时间同步的准确性；

(3)本发明方法结构简单通用，降低了实现系统的硬件复杂度。

附图说明

图1是本发明提出的时间和载波频率同步的流程框图。

具体实施方式

本发明提出的短程无线网络中时间和载波频率同步的方法，其流程框图如图1所示，首先接收短程无线网络中发送端发出的射频信号，进行下变频得到基带接收信号，对该基带接收信号以T_C为时间间隔进行采样，得到基带2倍采样接收信号；短程无线网络中的接收端从上述接收信号中的任意采样点开始，读取两个码元周期长度的接收信号，该接收信号序列记为r＝[r₁，r₂，...，r_N，r_N+1，...，r_2N]，其中N表示一个码元周期长度内的采样信号个数；根据测试得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的容忍范围[-P P)，该最大容忍值记为P，单位为弧度；在载波频率偏移[-DP DP)弧度范围内，以2P为步长得到一组包含D个载波频率值的序列，记为P′＝[P_u]，其中P_u＝-(D-2u+1)P，u＝1，2，...，D；将上述载波频率值序列中的D个载波频率值作为载波频率偏移值，以T_C为采样时间间隔，分别构造D个码元周期长度内的相位偏移序列，记为β_u＝[β_u，1，β_u，2，...，β_u，N]，其中

短程无线网络中的接收端对本地扩频调制复序列的第一个本地扩频序列s＝[s₁，s₂，...，s_N]与D个相位偏移序列进行逐点相乘，得到新的D组本地载波频率偏移扩频复序列，记为L_u＝[l_u，1，l_u，2，...，l_u，N]，其中l_u，i＝s_i·β_u，i，i＝1，2，...，N；u＝1，2，...，D；将上述接收信号序列r中，依次选取连续N个接收相关值，得到N个接收短序列r_k＝[r_k，r_k+1，...，r_k+N-1]，其中k＝1，2，...，N；将上述接收短序列r_k进行共轭操作后分别与上述D组本地载波频率偏移扩频复序列L_u进行相关，得到相关值序列R＝{R_1，1，R_1，2，...，R_1，D，R_2，1，R_2，2，...，R_2，D，...，R_N，1，R_N，2，...，R_N，D}，其中(·)^*表示共轭操作；分别对上述N个接收短序列r_k中的所有相关值的幅度的平方值相加，得到每个接收相关值短序列的序列能量平均值，记为

从上述相关值序列R中找到幅度最大值

以及与该最大值

相对应的序列r_k中的能量平均值

其中为最大值在序列R中的位置，

表示最大值

对应的本地扩频复序列补偿的频率偏移量；计算上述相关值序列R中的幅度最大值

与上述能量平均值

的比值，若该比值大于设定域值Y，则将与上述最大值

在序列R中的位置

作为时间同步的估计值，与

对应的频率偏移

作为频率同步的估计值；若小于设定域值Y，则不接收该信号，其中0.5≤Y≤0.7。

下面结合附图和实施例详细介绍本发明的方法。

本发明提出的短程无线网络中本地扩频序列补偿频偏的解码方法如图1所示，首先对接收信号进行下变频处理和采样，采样周期T取码片周期T_c的一半。在IEEE802.15.4b标准中规定了码元周期T_s是码片周期T_c的16倍，因此每个周期的码元信号采样得到N＝T_s/T＝32个采样点。在IEEE802.15.4b标准中规定了训练序列由八个周期重复的码元序列组成，重复周期为一个码元周期时间。考虑到接收机在完成数字信号处理前需要进行自动增益控制和信号检测，这些操作需要占用3至4个周期的训练序列。进行时间同步估计时，为了保证能搜索到准确的时间同步位置，需选取足够多的采样信号进行时间同步估计。在该实施例中，以任意点为起始，选取基带数字接收信号中连续两段长度为N的接收序列，记为r＝[r₁，r₂，...，r_N，r_N+1，...，r_2N]。

通常的时间同步都是将接收信号与本地扩频序列滑动相关，得到一组滑动相关值序列，再通过寻找最大相关值所对应接收序列起始采样点时刻，估计出同步时间的位置。但是对于存在频率偏移的无线通信系统来说，接收信号与本地序列的相关值会受到频偏的严重影响，最大相关值已不再对应接收信号与本地序列同步的时刻，因此在频偏情况下直接进行滑动相关来完成时间同步估计是不可行的。

考虑到频率偏移对接收信号主要造成相位偏移的影响，并且对于相同时间间隔的采样点来说，接收信号的相位叠加了线性变化的相位。考虑到一定程度的频率偏移不会对接收信号与本地扩频序列的相关特性造成致命影响，仍然能够通过接收信号与本地扩频序列相关的滑动相关进行时间同步，即时间同步对频率偏移有一定的容忍度。考虑将估计的频率偏移补偿到本地扩频序列后与接收信号进行滑动相关从而完成时间同步。为了避免估计的频率偏移在和本地扩频序列相关时引入的计算精度下降，以及估计误差的影响，可以考虑将不同频率偏移值对应的相位偏移序列和本地扩频序列进行相关，得到新的本地频偏扩频序列。

首先，需要根据测试得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的容忍范围[-P P)，该最大容忍值记为P，单位为弧度。从零相位的载波频率偏移开始，以载波频率f₀的百万分之五为步长，得到第一次测试的载波频率偏移值：

P_l＝2πf₀·l·S_tep，

其中，S_tep＝5e^-6，l＝1。

根据载波频率偏移值P_l，以T_C为采样时间间隔，可以得到一个码元周期内的相位偏移值：

${\mathrm{\α}}_{l,i}=e^{j2\mathrm{\π}{P}_l\·\left(i{T}_c\right)},i=\mathrm{1,2},...,N,$

因此，构造一个码元周期长度内的相位偏移序列，记为α_l＝[α_l，1，α_l，2，...，α_l，N]。

短程无线网络中的接收端分别对16组本地扩频调制复序列s_j＝{s_j，1，s_j，2，...，s_j，N]，j＝1，2，...，16与相位偏移序列进行逐点相乘，第j组本地扩频序列的第i个信号与当前频率偏移值P_l在第i个信号时间引起的相位偏移相乘结果为：

l′_j，i＝s_j，i·α_l，i，j＝1，2，...，16；i＝1，2，...，N，

可以得到新的16组本地偏移测试扩频复序列，记为L′_j＝[l′_j，1，l′_j，2，...，l′_j，N]。

依次将16组本地扩频调制复序列s_j＝[s_j，1，s_j，2，...，s_j，N]，j＝1，2，...，16分别与16组本地偏移测试扩频复序列L′_j进行相关，第j组本地扩频序列相关值为：

$R_{j,k}^{\′}=s_j^{*}{L}_k^{\′}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{j,i}^{*}\·l_{k,i}^{\′},k=\mathrm{1,2},...,16$

得到16组频偏相关值，记为R′_j＝{R′_j，1，R′_j，2，...，R′_j，16}。

从上述频偏相关值序列中找到最大值

如果对于16组本地扩频调制复序列中的所有s_j，其对应的频偏相关值序列中最大值

对应的位置

等于本地扩频调制复序列的序号j，那么说明本地扩频调制复序列能够容忍当前的载波频率偏移值P_l，将l加1后得到新的当前载波频率偏移值P_l+1＝2πf₀·(l+1)·S_tep，重复上述的操作；否则，只要任一个本地扩频调制复序列中s_j，其对应的频偏相关值序列中最大值

对应的位置

不等于本地扩频调制复序列的序号j，那么说明本地扩频调制复序列已经无法容忍当前的载波频率偏移值P_l，得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的最大容忍值P＝2πf₀·(l-1)·S_tep。根据得到的本地扩频调制复序列对载波频率偏移的容忍范围[-P P)，其中最大容忍值为P，单位为弧度。

在载波频率偏移[- DP DP)弧度范围内，以2P为步长得到一组包含D个载波频率值的序列，记为P′＝[P_u]，其中P_u＝-(D-2u+1)P，u＝1，2，...，D，结合国际标准IEEE 802.15.4，根据设计需要取值D＝8。

将上述载波频率值序列中的D个载波频率值作为载波频率偏移值，以T_C为采样时间间隔，可以得到一个码元周期内不同采样时间对应的相位偏移值：

${\mathrm{\β}}_{u,i}=e^{j2\mathrm{\π}{P}_u\·\left(i{T}_c\right)},$

构造D个码元周期长度内的相位偏移序列，记为β_u＝[β_u，1，β_u，2，...，β_u，N]，u＝1，2，...，D。

短程无线网络中的接收端对本地扩频调制复序列第一个序列s＝[s₁，s₂，...，s_N]与D个相位偏移序列进行逐点相乘，本地扩频序列的第i个信号与当前频率偏移值P_l在第i个信号时间引起的相位偏移相乘结果为：

l_u，i＝s_i·β_u，i＝1，2，...，N；u＝1，2，...，D，

得到新的D组本地载波频率偏移扩频复序列，记为L_u＝[l_u，1，l_u，2，...，l_u，N]。

将上述接收信号序列r中，依次选取连续N个接收相关值，得到N个接收短序列r_k＝[r_k，r_k+1，...，r_k+N-1]，其中k＝1，2，...，N。将该接收短序列r_k进行共轭操作后分别与上述D组本地载波频率偏移扩频复序列L_u进行相关，

$R_{k,u}=r_k^{*}{L}_u=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i^{*}\·l_{u,i},$

其中，(·)^*表示共轭操作。因此，可以得到相关值序列R＝{R_1，1，R_1，2，...，R_1，D，R_2，1，R_2，2，...，R_2，D，...，R_N，1，R_N，2，...，R_N，D}。

分别统计N个接收短序列r_k中的所有相关值的幅度的平方值相加，得到每个接收相关值短序列的序列能量平均值：

$P_k=\frac{{\left|\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{k+i}\right|}^2}{N}.$

从上述相关值序列R中找到幅度最大值以及与该最大值

相对应的序列r_k中的能量平均值

其中

为最大值

在序列R中的位置，

表示最大值

对应的本地扩频复序列补偿的频率偏移量；

计算上述相关值序列R中的幅度最大值与上述能量平均值

的比值，

$\mathrm{Ratio}=\frac{R_{\hat{k},\hat{u}}}{P_{\hat{k}}},$

若该比值Ratio大于设定域值Y，则将与上述最大值

在序列R中的位置

作为时间同步的估计值，与

对应的频率偏移

作为频率同步的估计值；若小于设定域值Y，则不接收该信号，其中0.5≤Y≤0.7。

Claims (2)

1.一种短程无线网络中时间和载波频率同步的方法，其特征在于该方法包括以下各步骤：

(1)接收短程无线网络中发送端发出的射频信号，进行下变频得到基带接收信号，对该基带接收信号进行2倍采样得到采样接收信号，采样时间间隔记为T_C；

(2)短程无线网络中的接收端从上述接收信号中的任意采样点开始，读取两个码元周期长度的接收信号，该接收信号序列记为r＝[r₁，r₂，...，r_N，r_N+1，...，r_2N]，其中N表示一个码元周期长度内的采样信号个数；

(3)根据测试得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的容忍范围[-P P)，该最大容忍值记为P，单位为弧度；

(4)在载波频率偏移[-DP DP)弧度范围内，以2P为步长得到一组包含D个载波频率值的序列，记为P′＝[P_u]，其中P_u＝-(D-2u+1)P，u＝1，2，...，D；

(5)将上述载波频率值序列中的D个载波频率值作为载波频率偏移值，以T_C为采样时间间隔，分别构造D个长度为一个码元周期的相位偏移序列，记为β_u＝[β_u，1，β_u，2，...，β_u，N]，其中

(6)短程无线网络中的接收端对本地扩频调制复序列的第一个本地扩频序列s＝[s₁，s₂，...，s_N]与D个相位偏移序列进行逐点相乘，得到新的D组本地载波频率偏移扩频复序列，记为L_u＝[l_u，1，l_u，2，...，l_u，N]，其中l_u，i＝s_i·β_u，i，i＝1，2，...，N；u＝1，2，...，D；

(7)将上述接收信号序列r中，依次选取连续N个接收相关值，得到N个接收短序列r_k＝[r_k，r_k+1，...，r_k+N-1]，其中k＝1，2，...，N；

(8)将上述接收短序列r_k进行共轭操作后分别与上述D组本地载波频率偏移扩频复序列L_u进行相关，得到相关值序列R＝{R_1，1，R_1，2，...，R_1，D，R_2，1，R_2，2，...，R_2，D，...，R_N，1，R_N，2，...，R_N，D}，其中

(·)^*表示共轭操作；

(9)分别对上述N个接收短序列r_k中的所有相关值的幅度的平方值相加，得到每个接收相关值短序列的序列能量平均值，记为

(10)从上述相关值序列R中找到幅度最大值

以及与该最大值相对应的序列r_k中的能量平均值

其中为最大值

在序列R中的位置，

表示最大值

对应的本地扩频复序列补偿的频率偏移量；

(11)计算上述相关值序列R中的幅度最大值

与上述能量平均值

的比值，若该比值大于设定域值Y，则将与上述最大值

在序列R中的位置

作为时间同步的估计值，与

对应的频率偏移

作为载波频率同步的估计值；若小于设定域值Y，则不接收该信号，其中0.5≤Y≤0.7。

2.如权利要求2所述的方法，其特征在于根据测试得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的容忍范围[-P P)的方法，包括以下步骤：

(1)从零相位的载波频率偏移开始，以载波频率f₀的百万分之五为步长，得到第一次测试的载波频率偏移值，记为P_l＝2πf₀·l·S_tep，其中S_tep＝5e^-6，l＝1；

(2)根据载波频率偏移值P_l，以T_C为采样时间间隔，构造一个码元周期长度内的相位偏移序列，记为α_l＝[α_l，1，α_l，2，...，α_l，N]，其中

(3)短程无线网络中的接收端分别对16组本地扩频调制复序列s_j＝[s_j，1，s_j，2，...，s_j，N]，j＝1，2，..，16与相位偏移序列α_l进行逐点相乘，得到新的16组本地偏移测试扩频复序列，记为L′_j＝[l′_j，1，l′_j，2，...，l′_j，N]，其中l′_j，i＝s_j，i·α_l，i，j＝1，2，...，16；i＝1，2，...，N；

(4)依次将16组本地扩频调制复序列s_j＝[s_j，1，s_j，2，...，s_j，N]，j＝1，2，...，16分别与16组本地偏移测试扩频复序列L′_j进行相关，得到16组频偏相关值，记为R′_j＝{R′_j，1，R′_j，2，...，R′_j，16}，其中

(5)从上述频偏相关值序列中找到最大值

(6)如果对于16组本地扩频调制复序列中的所有s_j，其对应的频偏相关值序列中最大值

对应的位置

等于本地扩频调制复序列的序号j，那么说明本地扩频调制复序列能够容忍当前的载波频率偏移值P_l，将l加1，得到新的当前载波频率偏移值P_l+1＝2πf₀·(l+1)·S_tep，重复(2)～(6)的操作；否则，只要任一个本地扩频调制复序列中s_j，其对应的频偏相关值序列中最大值

对应的位置

不等于本地扩频调制复序列的序号j，那么说明本地扩频调制复序列已经无法容忍当前的载波频率偏移值P_l，得到本地扩频调制复序列对载波频率偏移的最大容忍值P＝2πf₀·(l-1)·S_tep。

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