CN102347926A - 载波频率捕获方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种载波频率捕获方法及装置，其传输帧结构需要包括一个短训练序列，该载波频率捕获方法包含如下步骤：将该短训练序列延时L个采样点后与原序列直接相乘，得到一新序列；将该新序列延时D个采样点后与该新序列自身共轭相乘；对共轭相乘的结果进行累加；以及对累加的结果取相位以估计出载波频率偏差，通过上述方法，本发明极大地改善了载波频率偏差的捕获范围，而且本发明对应的硬件结构也非常简单。

Description

载波频率捕获方法及装置

技术领域

本发明涉及一种载波频率捕获方法及装置，特别是涉及一种大范围载波频率偏差的捕获方法及装置。

背景技术

图1为无线局域网多载波模式帧结构图，该多载波模式帧结构包括前导序列及接收数据。无线局域网的多载波传输模式一般利用前导序列来提供精准的同步和信道估计，前导序列包含短训练序列和长训练序列两个部分，其中短训练序列是由十个重复的短训练符号(A0，A1，…A9)构成，每个符号包含16个样点，而长训练序列包含一段32个样点的循环前缀CP和两个重复的长训练符号(L1，L2)，每个符号包含64个样点。通常接收机都是利用短训练序列来进行定时同步和载波频率偏差的捕获，利用随后的长训练序列来精确估计定时位置和载波频率偏差，并提供准确的信道估计。

最初的无线局域网标准为多载波模式提供的带宽为20MHz，后来由于应用的需要，标准又提出了1/2时钟和1/4时钟这两种传输模式，分别对应10MHz和5MHz的传输带宽。通过分析不难发现，传输带宽的减小其实就是对应着子载波间隔的减小和采样周期的增加，请参见表1：

表1

系统参数\传输模式	20MHz	10MHz	5MHz
				FFT点数	64	64	64
子载波间隔	312.5KHz	156.25KHz	78.125KHz
				有效带宽	16.6MHz	8.3MHz	4.15MHz

需要注意的是，传输带宽的减小对载波频率偏差的捕获范围有着直接影响。选用通常的载波频偏捕获方法，20MHz传输模式最多能够捕获625KHz的载波频偏，10MHz传输模式最多能够捕获312.5KHz的载波频偏，而5MHz传输模式最多只能够捕获156.25KHz的载波频偏，当实际系统中的载波频偏超过最大捕获范围时，接收机无法正确接收数据。

为了保证数据接收阶段不会受到大载波频偏的影响，载波频率的捕获需要在短训练序列接收期间完成，因此研究直接利用接收到的短训练序列来处理大范围内载波频率偏差的方法具有十分现实的意义。

发明内容

为克服上述现有技术存在的缺点，本发明的主要目的在于提供一种载波频率捕获方法及装置，其可以以极小的硬件资源极大的扩展载波频率偏差的捕获范围，可在更大范围内纠正载波频率偏差，对系统鲁棒进行载波恢复具有重要意义。

为达上述及其目的，本发明公开了一种载波频率捕获方法，其传输帧结构需要包括一个短训练序列，该载波捕获方法包含如下步骤：

步骤一：将接收到的短训练序列延时L个采样点后与原序列直接相乘，得到一新序列，其中，L＝(N+1/2)M，M为该短训练序列中每个短训练符号的长度，N为小于短训练符号个数的非负整数；

步骤二：将该新序列延时D个采样点后与该新序列自身共轭相乘，其中，D为正整数；

步骤三：对上述共轭相乘的结果进行累加；以及

步骤四：对累加的结果取相位以估计载波频率偏差。

L优选为M/2。

进一步地，该载波频率捕获方法应用于无线局域网多载波传输模式。

进一步地，步骤一中该短训练序列延时L个采样点后与该短训练序列直接相乘得如下结果：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_n=s_n*e^{j2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}=s_{n+L}*e^{j2\mathrm{\π}(n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}{r}_n=s_{n+L}{s}_n*e^{j2\mathrm{\π}(2n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}{r}_n=j{\left|s_n\right|}^2*e^{j2\mathrm{\π}(2n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\end{array}\right.$

其中，s_n为发送的短训练序列，r_n为接收到的短训练序列，T_s为采样间隔，F_s为采样频率，f_Δ为载波频偏。

进一步地，步骤二中所述共轭相乘的结果为：

$\left\{\begin{array}{c}{y}_n=x_n*e^{j2\mathrm{\πn}\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\\ y_{n+D}=x_{n+D}*e^{j2\mathrm{\π}(n+D)\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\\ y_{n+D}\stackrel{\‾}{y_n}=x_{n+D}\stackrel{\‾}{x_n}*e^{j2\mathrm{\πD}\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\end{array}\right.$

其中，y_n是步骤一得到的新序列，该新序列中相位恒定的系数部分记为x_n。

为达上述及其目的，本发明还公开了一种载波频率捕获装置，至少包括：

延时相乘模块，包含一乘法器及L个寄存器，用于将接收到的该短训练序列延时L个采样点后与该短训练序列直接相乘，得到一新序列，其中，L＝(N+1/2)M，M为短训练序列中每个短训练符号的长度，N为小于短训练符号个数的非负整数；

延时共轭相乘模块，包含一乘法器及D个寄存器，用于接收该新序列，并将该新序列延时D个采样点后再与该新序列自身共轭相乘，其中，D为正整数；

累加模块，连接于该延时共轭相乘模块，包含一加法器及一寄存器，用于对该延时共轭相乘模块的输出进行累加求和；以及

取相位模块，包含一求相位的装置，用于对累加后的结果取相位以估计出载波频率偏差。

L优选为M/2。

进一步地，该载波频率捕获装置应用于无线局域网多载波传输模式。

与现有技术相比，本发明在短训练序列接收期间直接在时域上就可以去捕获更大的载波频率偏差，极大地改善了载波频率偏差的捕获范围，而且对应的硬件结构也非常简单，只需要两个乘法器，一个加法器，一些寄存器和一个求相位的装置。

附图说明

图1为无线局域网多载波模式帧结构图；

图2为本发明之载波频率捕获方法的步骤流程图；

图3为本发明之载波频率捕获装置较佳实施例的结构示意图；

图4为本发明5MHz传输带宽延时D为4时载波频偏的估计结果仿真图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例并结合附图说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭示的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明亦可通过其它不同的具体实例加以施行或应用，本说明书中的各项细节亦可基于不同观点与应用，在不背离本发明的精神下进行各种修饰与变更。通常OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用技术)系统都会采用延时共轭相关法来估计载波频率偏差，在具体介绍本发明之前，首先来介绍一下该方法：

发送的短训练序列记为s_n，接收到的短训练序列记为r_n，采样间隔记为T_s，采样频率记为F_s，载波频偏记为f_Δ，则接收到的第n个采样点为r_n＝s_n*exp(j2πnf_ΔT_s)。

短训练序列是由十个重复的短训练符号构成的，每个短训练符号包含16个采样点，其中前一半样点的实部是后一半样点的虚部，后一半样点的实部是前一半样点的虚部，短训练序列总共包含160个采样点，因此短训练序列间隔16，32，48，…，144个样点都是重复的。长训练序列是由两个重复的长训练符号加上一段保护间隔组成，每个长训练符号包含64个采样点，因此长训练序列以64个点为周期重复。通常利用接收的短训练序列延时16个样点和自身进行共轭相乘来粗略捕获载波频偏，利用接收的长训练序列延时64个样点和自身进行共轭相乘来精确估计载波频偏，短训练序列和长训练序列能够正确估计载波频偏的最大范围请参见表2：

表2

载波频偏估计范围\传输模式	20MHz	10MHz	5MHz
				采用短训练序列(K＝16)	625KHz	312.5KHz	156.25KHz
采用长训练序列(K＝64)	156.25KHz	78.125KHz	39.0625KHz

其估计方法是，选取接收信号中前后间隔K个样点的两个重复序列进行延时共轭相关，就可以得到载波频率偏差，如下列公式(1)：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_n=s_n*e^{j2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+K}=s_{n+K}*e^{j2\mathrm{\π}(n+K)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+K}\stackrel{\‾}{r_n}=s_{n+K}\stackrel{\‾}{s_n}*e^{j2\mathrm{\πK}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+K}\stackrel{\‾}{r_n}={\left|s_n\right|}^2*e^{j2\mathrm{\πK}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ f_{\mathrm{\Δ}}=\mathrm{angle}\left(\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{r}_{n+K}\stackrel{\‾}{r_n}\right)/\left(2\mathrm{\π}{\mathrm{KT}}_s\right)\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中angle(·)函数表示求相位运算，取值范围限制在(-π，+π)，于是可得本方法估计载波频偏的捕获范围为

短训练序列的最短周期是K＝16，而长训练序列的最短周期是K＝64，因此不难根据上述公式得到表2中的值。

观察短训练序列的一个周期，记一个完整的短训练符号为S＝{s₁，s₂，......，s₁₅，s₁₆}，其中有这样的规律：

$\begin{array}{c}\mathrm{real}\left(s_{k+8}\right)=\mathrm{imag}\left(s_k\right)\\ \mathrm{imag}\left(s_{k+8}\right)=\mathrm{real}\left(s_k\right)\end{array},$ 也就是说，这16个采样点的前后8个正好是实部虚部互换的关系，用公式可以写成

本发明正是利用了这种特殊的性质。

图2为本发明之载波频率捕获方法的步骤流程图。本发明之载波频率捕获方法可应用于无线局域网多载波传输模式，这里直接利用接收到的短训练序列来捕获载波频偏，该方法包括如下步骤：

步骤201，将短训练序列延时L个采样点后与原序列直接相乘，得到一新序列y_n，这个新序列y_n包含两倍于实际载波频率偏差的信息，其中，L＝(N+1/2)M，M为该短训练序列中每个短训练符号的长度，N为小于短训练符号个数的非负整数，通常情形下L的最优取值为M/2。

如果将短训练符号前后L个采样点直接点对点相乘，可得到公式(2)：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_n=s_n*e^{j2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}=s_{n+L}*e^{j2\mathrm{\π}(n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}{r}_n=s_{n+L}{s}_n*e^{j2\mathrm{\π}(2n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}{r}_n=j{\left|s_n\right|}^2*e^{j2\mathrm{\π}(2n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\end{array}\right.---\left(2\right)$

公式(2)表明，如果将短训练序列延时L＝(N+1/2)M个样点与原序列直接相乘，得到的新序列包含两倍于实际载波频率偏差的信息，将这个新序列记为y_n，其中相位恒定的系数部分记为x_n，则有公式(3)：

$\left\{\begin{array}{c}{y}_n=x_n*e^{j2\mathrm{\πn}\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\\ x_n=j{\left|s_n\right|}^2*e^{j2\mathrm{\πL}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\end{array}\right.---\left(\text{3}\right)$

步骤202，将步骤201得到的新序列延时D个采样点后再与该新序列自身共轭相乘得到公式(4)，其中，D为正整数。

$\left\{\begin{array}{c}{y}_n=x_n*e^{j2\mathrm{\πn}\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\\ y_{n+D}=x_{n+D}*e^{j2\mathrm{\π}(n+D)\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\\ y_{n+D}\stackrel{\‾}{y_n}=x_{n+D}\stackrel{\‾}{x_n}*e^{j2\mathrm{\πD}\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\end{array}\right.---\left(4\right)$

步骤203，对步骤202共轭相乘后的结果进行累加。

由公式(4)不难发现不管延时D取任何值

都一定是实数，于是可以对

进行累加来降低噪声的影响。

步骤204，对累加后的结果取相位以估计载波频偏f_Δ得到公式(5)。

$f_{\mathrm{\Δ}}=\mathrm{angle}\left(\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{y}_{n+D}\stackrel{\‾}{y_n}\right)/\left(4\mathrm{\πD}{T}_s\right)---\left(5\right)$

不难求得捕获范围为

以下表3是根据公式(5)在延时D取值为1～8时计算出的最大能够对抗载波频偏的范围。

表3

延时D的取值\最大频偏捕获范围	20M传输模式	10M传输模式	5M传输模式
				D＝1	5MHz	2.5MHz	1.25MHz
D＝2	2.5MHz	1.25MHz	625KHz
				D＝3	1.667MHz	833.4KHz	416.7KHz
D＝4	1.25MHz	625KHz	312.5KHz
				D＝5	1MHz	500KHz	250KHz
D＝6	833.2KHz	416.6KHz	208.3KHz
				D＝7	714.28KHz	357.14KHz	178.57KHz
D＝8	625KHz	312.5KHz	156.25KHz

对比表2不难看出，通常所采用的方法与D取值为8时的效果相同，然而本发明可以通过设置D取更小的数值来扩大载波频偏的捕获范围。

图3为本发明之载波频率捕获装置较佳实施例的结构示意图。本发明之载波频率捕获装置可应用于无线局域网多载波传输模式，这里多载波传输模式一般采用短训练序列来进行载波频偏的捕获，该载波捕获装置至少包括：延时相乘模块301、延时共轭相乘模块302、累加模块303以及取相位模块304。

其中延时相乘模块模块301包含一个乘法器及L个寄存器，用于将短训练序列延时L个采样点后与原序列直接相乘，得到一新序列；延时共轭相乘模块302包含一个乘法器及D个寄存器，用于将新序列延时D个采样点后再与该新序列自身共轭相乘；累加模块303包含一个加法器及一个寄存器，其用于将共轭相乘后的结果进行累加；取相位模块304包含一求相位的装置，其用于对累加后的结果取相位以估计载波频偏f_Δ。

作为本发明的一个实例，考虑802.11a系统中的5MHz传输模式，由表2不难得出，现有技术的普通载波捕获算法的估计范围是±156.25KHz，但是如果采用本发明提出的算法，在延时D取值为＝4时，载波捕获算法的估计范围是±312.5KHz，捕获范围扩大了一倍，仿真也验证了这个结论，图7给出了设置的载波频偏从-800KHz到+800KHz时，本发明在延时D取值为4时估计出来的频偏，不难看出在±312.5KH2以内，本发明都能够准确地估计。当然，如果选取更小的延时D，捕获的范围会更大，这个在表3中已经有详细结果。

可见，本发明在短训练序列接收期间直接在时域上就可以捕获更大的载波频率偏差，极大地改善了载波频率偏差的捕获范围，而且对应的硬件结构也非常简单，只需要两个乘法器，一个加法器，一些寄存器和一个求相位的装置。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何本领域技术人员均可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰与改变。因此，本发明的权利保护范围，应如权利要求书所列。

Claims (8)

1.一种载波频率捕获方法，其传输帧结构需要包括一个短训练序列，该载波捕获方法包含如下步骤：

步骤一：将接收到的短训练序列延时L个采样点后与原序列直接相乘，得到一新序列，其中，L＝(N+1/2)M，M为该短训练序列中每个短训练符号的长度，N为小于短训练符号个数的非负整数；

步骤二：将该新序列延时D个采样点后与该新序列自身共轭相乘，其中，D为正整数；

步骤三：对上述共轭相乘的结果进行累加；以及

步骤四：对累加的结果取相位以估计载波频率偏差。

2.如权利要求1所述的载波频率捕获方法，其特征在于：L优选为M/2。

3.如权利要求1所述的载波频率捕获方法，其特征在于：该载波频率捕获方法应用于无线局域网多载波传输模式。

4.如权利要求1所述的载波频率捕获方法，其特征在于：步骤一中该短训练序列延时L个采样点后与该短训练序列直接相乘得如下结果：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_n=s_n*e^{j2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}=s_{n+L}*e^{j2\mathrm{\π}(n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}{r}_n=s_{n+L}{s}_n*e^{j2\mathrm{\π}(2n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\\ r_{n+L}{r}_n=j{\left|s_n\right|}^2*e^{j2\mathrm{\π}(2n+L)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s}\end{array}\right.$

其中，s_n为发送的短训练序列，r_n为接收到的短训练序列，T_s为采样间隔，F_s为采样频率，f_Δ为载波频偏。

5.如权利要求1所述的载波频率捕获方法，其特征在于：步骤二中所述共轭相乘的结果为：

$\left\{\begin{array}{c}{y}_n=x_n*e^{j2\mathrm{\πn}\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\\ y_{n+D}=x_{n+D}*e^{j2\mathrm{\π}(n+D)\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\\ y_{n+D}\stackrel{\‾}{y_n}=x_{n+D}\stackrel{\‾}{x_n}*e^{j2\mathrm{\πD}\left(2f_{\mathrm{\Δ}}\right)T_s}\end{array}\right.$

其中，y_n是步骤一得到的新序列，该新序列中相位恒定的系数部分记为x_n。

6.一种载波频率捕获装置，至少包括：

延时相乘模块，包含一乘法器及L个寄存器，用于将接收到的该短训练序列延时L个采样点后与原序列直接相乘，得到一新序列，其中，L＝(N+1/2)M，M为该短训练序列中每个短训练符号的长度，N为小于短训练符号个数的非负整数；

延时共轭相乘模块，包含一乘法器及D个寄存器，用于接收该新序列，并将该新序列延时D个采样点后再与该新序列自身共轭相乘，其中，D为正整数；

累加模块，连接于该延时共轭相乘模块，包含一加法器及一寄存器，用于对该延时共轭相乘模块的输出进行累加求和；以及

取相位模块，包含一求相位的装置，用于对累加后的结果取相位以估计出载波频率偏差。

7.如权利要求6所述的载波频率捕获装置，其特征在于：L优选为M/2。

8.如权利要求6所述的载波频率捕获装置，其特征在于：该载波频率捕获装置应用于无线局域网多载波传输模式。

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