CN102461102A - Lte通信网络中根据pss信号的信道估计过程及其接收器 - Google Patents

Abstract

一种长期演进(LTE)通信系统中的信道估计方法，所述方法包括步骤：自接收的信号中提取主同步信号(PSS)，且还包括步骤：使基于所述PSS的最小二乘方(LS)信道估计覆盖64个子载波，以便促进MMSE信道估计。优选地，所述覆盖是通过对没有分配所述PSS的特定子载波(#-32，d.c.(直流))进行插值而实现的。所述方法包括步骤：-对含有PSS的62个子载波进行LS信道估计(40)；-通过对没有分配给所述PSS的子载波进行插值(41)来重构对64个中央子载波的LS信道估计；-进行(42)逆DFT(离散傅里叶变换)或逆FFT(快速傅里叶变换)；-提取(43)前L个采样，L对应于信道的长度；-乘以(44)

-将产生的信号补零(45)至长度64；-进行(46)DFT或FFT。

Description

LTE通信网络中根据PSS信号的信道估计过程及其接收器

技术领域

本发明涉及无线通信领域，且更具体地涉及LTE通信网络中基于PSS信号的信道估计过程以及实现同样功能的接收器。

背景技术

数字无线通信正广泛应用于全世界，尤其是具有正交频分复用(OFDM系统)的最新发展以及最新演进，即所谓的长期演进(LTE)系统。

当用户设备(UE)希望访问LTE网络，它必须发起小区搜索过程，该小区搜索过程由一系列同步步骤组成，通过该同步步骤UE确定尤其用于解调下行链路且用于获得关键的系统参数的时间和频率参数。

在LTE中，小区搜索过程是基于对各小区中广播的两个特定的同步信号的使用，即所谓的主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)。

同步信号(PSS和SSS)是长度62的序列，该长度62的序列映射到独立于传输带宽的中央的62个独立的子载波(不包括直流(d.c.))，如图1所示。

总体而言，在LTE中，最大的时间单位是10ms无线帧，该无线帧分成10个1ms子帧，各子帧分成两个0.5ms的时隙。各时隙根据循环前缀的长度包括6到7个OFDM符号。在频域中，资源以12个子载波的单位分组，且在一个时隙期间的12个子载波的各块被称为资源块(RB)，资源块被分成持续时间为一个OFDM符号的资源粒子(RE)。

请读者参考关于LTE的文献，尤其是如下文件：

2009年，作者为SESIA Stefania、TOUFIK Issam、BAKER Mattew、Wilely的“LTE-THE UMTS Long Term Evolution：from Theory to Practice”(LTE-UMTS长期演进：从理论到实践)。

图2显示包括两个广播的PSS和SSS信号的LTE子帧的常规结构。

如本领域技术人员所知，为进行同步，UE首先检测PSS，接着PSS检测被用于对提供小区标识的SSS解码，这样的后续提取还要用于对导频信号或基准信号的解码，所述导频信号或基准信号用于获得关键系统参数且还用于实现对信道的精确估计。

当导频信号的解码允许信道估计时，尽快地允许这样的信道估计可能会很有用，且尤其是在同步的第一阶段，PSS的提取时。

这样的信号估计是十分理想的，因为它显著改善后续同步阶段的有效性；特别地，对信道的了解允许设计者考虑已知的更有效的相关SSS检测方法。

因此，需要保持信道估计尽可能简单，以便降低复杂性以及所需的数字处理资源的量。

这正是本发明要解决的技术问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种新的基于主同步信号(PSS)的信道估计方法。

本发明的另一目的在于提供一种新的基于PSS信号的具有低复杂程度的最小均方误差(MMSE)信道估计的方法。

还发明的又一目的在于提供用于LTE通信网络的接收器，该接收器实现基于PSS信号的、具有低复杂程度的信道估计。

本发明的上述以及其它目的通过长期演进(LTE)通信系统中的信道估计方法而实现，所述方法包括步骤：自接收的信号中提取主同步信号(PSS)，且还包括步骤：使基于所述PSS的最小二乘方(LS)信道估计覆盖(span)64个子载波，以便促进所述MMSE信道估计。

在一实施方式中，提供对特定子载波，即没有分配给PSS的d.c.和#-32进行插值。

优选地，通过将两个相邻的子载波进行平均来对所述d.c.子载波进行插值。

优选地，通过子载波#-31来对缺少的子载波-32进行插值。

在一实施方式中，所述方法包括步骤：

-对62个含有PSS的子载波进行最小二乘方(LS)信道估计；

-在没有分配给所述PSS的子载波中插值所述估计的信道，以具有对64个中央子载波的插值后的LS信道估计；

-对插值后的信道估计进行逆离散傅里叶变换(IDFT)或逆快速傅里叶变换(IFFT)；

-提取前L个样值，且L对应于信道的长度(还被称为信道延迟扩展)；

-乘以 ${(F_L^H{F}_L+{\mathrm{\σ}}^2{C}_h^{-1})}^{-1};$

-将产生的信号补零到长度64；

-进行离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)；

F_L是通过选择N×N的DFT或FFT矩阵的前L列而获得的64×L的矩阵，σ²是噪声方差，且C_h是信道时域冲击响应协方差矩阵。

其它实施方式对应于假定C_h、σ²或L为未知的若干情况。

实际上，在另一实施方式中，所述方法包括步骤：

-对62个子载波进行最小二乘方(LS)信道估计，所述子载波含有PSS(步骤50)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值而重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤51)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(或IDFT)(步骤52)；

-提取前L个样值(步骤53)；

-将它们补零到长度64(步骤54)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤55)

可替选地，所述方法包括步骤：

-对62个含有PSS的子载波进行最小二乘方(LS)信道估计(步骤60)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤61)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤62)；

-提取前L个样值(步骤63)；

-产生的1×L矢量乘以

其中I_L是L维的单位矩阵(步骤64)；

-将产生的信号补零到长度64(步骤65)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤66)。

在另一变型中，所述方法包括步骤：

-对62个包含PSS的子载波进行最小二乘方(LS)信道估计(步骤70)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤71)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤72)

-提取最前面的对应于循环前缀(CP)长度的样值(步骤73)；

-将它们补零到长度64(步骤74)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤75)。

可替选地，所述方法包括步骤：

-对62个包含PSS的子载波进行最小二乘方(LS)信道估计(步骤80)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤81)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤82)；

-保持C_h中对应于存在非零抽头的样值，且在其它地方置零(步骤83)；

-对结果进行FFT(步骤84)。

在又一变型中，所述方法包括步骤：

-对62个包含PSS的子载波进行最小二乘方(LS)信道估计(步骤90)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤91)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤92)；

-保持N个最强的样值(对样值的幅度或功率进行比较)，且在其它地方置零，(该最强还可以被限制于CP中的样值)(步骤93)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤94)。

所述方法的另一实施方式包括步骤：

-对62个包含PSS的子载波进行最小二乘方(LS)信道估计(步骤100)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤101)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤102)；

-在最前面的对应于CP_长度的样值中，使用最大功率检测样值(步骤103)(CP_长度是样值中循环前缀(CP)的长度)；

-仅保持功率超过阈值的样值，所述阈值被限定与最大功率有关(还可以被限制于仅CP中的样值)(步骤104)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤105)。

本发明还提供用于LTE数字通信网络的接收器，包括用于自接收的信号中提取主同步信号(PSS)的装置，且还包括用于使所述PSS覆盖64个子载波以便促进所述信道估计。

附图说明

当结合附图且参照如下详细描述说明，将更好地理解本发明的一个或多个实施方式的其它特征：

图1示出用于LTE中同步信号的频率分配；

图2示出包括广播的PSS信号和SSS信号的LTE的子帧的常规结构；

图3示出映射到子载波的PSS；

图4示出信道估计方法的第一实施方式；

图5-图10示出对应于假定C_h、σ²或L为未知的若干情况的替选实施方式。

具体实施方式

本发明将结合长期演进(LTE)标准进行具体描述，该长期演进标准是蜂窝数字无线通信演进的下一步，但很显然，这仅是本发明的一具体实施方式和应用，且本发明可以用于任何基于OFDM调制的系统，该OFDM调制在许多现行标准(诸如DAB、DVB-T、WiMAX、IEEE 802.16、ADSL、WLAN IEEE 802.11a/g等)中广泛推广，且被期望在许多将来发展的标准中使用。如技术人员所知，OFDM将宽带频率选择性信道转换成多个并行的窄带单信道。这通过在各符号(individual symbol)之间插入保护间隔(所谓的循环前缀CP)实现。这样的保护间隔假设时间上足够长以补偿跳动(jitter)，即通过信道传输的OFDM符号所经历的延迟的变化。这防止符号间干扰(ISI)的出现。

PSS和SSS信号是长度62的序列，该长度62的序列映射到独立于传输带宽的62个中央子载波(不包括d.c.)，且根据如下公式自频域扎道夫-初(Zadoff-Chu，以下简称ZC)序列产生：

$d_M\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\πMn}(n+1)}{63}}& n=\mathrm{0,1},...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\πM}(n+1)(n+2)}{63}}& n=\mathrm{31,32},...,61\end{array}\right.$

其中，M是ZC序列根。3个不同的PSS标识(即ZC序列根)是可能的。用于LTE的PSS序列的选定的根是M＝25，29，34。

图3中具体示出映射到子载波的主同步信号序列。

能够通过使接收信号针对3个可能的PSS序列相关而进行检测，且通过检测相关峰值而检测传输的PSS序列。序列标识和时间位置的检测允许OFDM符号同步以及小区ID解码。

一旦识别到PSS的标识和位置，PSS能够被用作允许信道估计的导航序列，该信道估计能够被用作SSS检测。这是可能的，因为SSS和PSS都映射到(相同的)中央子载波，且含有PSS和SSS的OFDM符号如图2所示是连续的。

假定Y是对应于PSS的62个子载波中接收的信号的长度62的矢量。

通过如下矢量给出PSS位置的LS(最小二乘方)信道估计：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}={\left[{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\right[1],...,{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}[62\left]\right]}^T$

假定：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left[k\right]=Y\left[k\right]\·d^{*}\left[k\right]$

其中，d[k]是在位置k传输的PSS符号。

对64个中央子载波的MMSE(最小均方误差)估计量能够被表达为：

${\hat{H}}_{\mathrm{MMSE}}=F_L{(F_P^H{F}_p+{\mathrm{\σ}}^2{C}_h^{-1})}^{-1}{F}_P^H{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}$

其中，F_p是通过选择对应于PSS位置的行以及64×64的离散傅里叶变换(DFT)矩阵的前L列而获得62×L的矩阵。F_L是通过选择64×64的DFT矩阵的前L列而获得的矩阵，且

σ²是噪声方差；

C_h是信道时域冲击响应协方差矩阵。

由于F_p和F_L的截断结构，MMSE估计量显示了由如下两个方面导致的显著的复杂性：

-矩阵

不是对角的，且其求逆需要大量的计算资源。

-乘积的计算表示矩阵乘法。

实际上，已经发现，如果PSS覆盖64个中央子载波，复杂性的这两个来源能够被避开。实际上，基于这样的假定，可以写成：

-F_P＝F_L

-然后矩阵

变为对角的，且容易求逆。

-

简化成

的IFFT(快速傅里叶逆变换)。

基于这样的阐述，发明者已经设计出一种新的且优选的方法，该方法允许以低程度复杂性仅根据PSS信号产生该信道的MMSE估计。

参照图4，现在描述此方法的一实施方式，该方法能够优选地在LTE用户设备的接收器中实施。

在步骤40，该方法包括对62个子载波的LS信道估计，该子载波含有PSS。

表示估计的矢量。

在步骤41，该方法包括基于LS信道估计的重构在两个缺少的子载波(即子载波#-32和d.c.)中进行的插值，使得

显示覆盖64个中央子载波，这是用于显著降低MMSE估计的复杂性的条件。

显然，在步骤41可以考虑不同实施方式用于进行这样的重构。例如，这能够通过相邻子载波中的信道估计的任何合适的函数(例如，线性组合)实现。

在一实施方式中，通过将两个相邻的子载波(即相对于中央d.c.位置的左侧相邻以及右侧相邻)进行平均获得d.c.子载波中的信道估计。

在另一实施方式中，边缘的子载波(即子载波-32)的信道估计被设为等于相邻的子载波(即子载波-31)的信道估计。

重构LS信道估计之后，该方法包括如下步骤：

步骤42：进行IFFT；

步骤43：提取前L个样值，L对应于信道的长度；

步骤44：乘以 ${(F_L^H{F}_L+{\mathrm{\σ}}^2{C}_h^{-1})}^{-1};$

步骤45：将产生的信号补零到长度64；

步骤46：进行FFT。

能够看出，由于基于LS信道估计的重构而引入的插值(通过d.c.和#-32子载波)，需要对矩阵求逆的步骤44的执行非常简单，因为矩阵显示是对角的，且大小又是L×L。

因此，若信道长度等于5(信道的冲击响应的5个抽头)，以上描述的方法仅需要对5×5矩阵的直接求逆。

同时，矩阵乘法通过IFFT和FFT(或IDFT和DFT)操作代替，该IFFT和FFT(或IDFT和DFT)操作还能降低大量的附加的复杂度。

因此，插值步骤41显示非常有利，因为它能显著降低MMSE信道估计的复杂程度。

图5到图10示出对应于若干情况的实施方式，其中假定C_h、σ²和L的信息是未知的。在这样的情况下，能够做出如下近似。

参照图5，现在描述第二实施方式，其中，C_h、σ²假定是未知的。相反地，L是已知的。

在此情况下，该方法包括如下步骤：

-对62个含有PSS的子载波进行LS信道估计(步骤50)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤51)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤52)；

-提取前L个样值(步骤53)；

-将它们补零到长度64(步骤54)；

-对结果进行FFT(步骤55)。

参照图6，将描述第三实施方式，其中，C_h是未知的，且仅σ²和L是已知的。

在此情况下，该方法实现信道估计如下：

-对62个含有PSS的子载波进行LS信道估计(步骤60)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤61)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤62)；

-提取前L个样值(步骤63)；

-乘以其中，I_L是L维的单位矩阵(步骤64)；

-对产生的信号补零到长度64(步骤65)；

-对结果进行FFT(步骤66)。

参照图7，现在描述第四实施方式，其中，L被假定是未知的，且在此情况下，能够通过如下步骤获得信道估计：

-对62个含有PSS的子载波进行LS信道估计(步骤70)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤71)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤72)；

-提取最前面的对应于循环前缀(CP)长度的样值(步骤73)；

-将它们补零到长度64(步骤74)；

-对结果进行FFT(步骤75)。

参照图8，现描述第五实施方式，其中，C_h假定已知或C_h的至少非零元素的位置是已知的，且该方法包括步骤：

-对62个含有PSS的子载波进行LS信道估计(步骤80)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤81)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤82)；

-保存C_h中对应于存在非零抽头的样值，且在其它地方置零(步骤83)。

-对结果进行FFT(步骤84)。

参照图9，现描述信道估计的第六实施方式，该信道估计包括步骤：

-对62个含有PSS的子载波进行LS信道估计(步骤90)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤91)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤92)；

-保持N个最强的样值(对样值幅度或功率进行比较)，且在其它地方置零(最强还可以被限制于CP中的样值)(步骤93)。

-对结果进行FFT(步骤94)。

最后，图10示出信道估计的第七实施方式，该信道估计包括：

-对62个含有PSS的子载波进行LS信道估计(步骤100)；

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤101)；

-在最前面的对应于CP_长度的样值中，使用最大功率检测样值(步骤103)；-仅保持功率超过阈值的样值，该阈值被限定与最大功率有关(也可以限定为仅CP中的样值)(步骤104)；

-对结果进行FFT(步骤105)。

以上描述的不同实施方式示出该方法的大的共性，该方法明显地降低了信道估计的复杂性，由于在两个缺少的子载波(即子载波#-32和d.c.)中重构LS信道估计，使得

显示覆盖64个中央子载波。

这样的方法显然在同步过程的较早的阶段，即在PSS的提取期间能实现有效的信道估计，而不需要大量的数字资源。

接着，这样的信道估计能够用于后续的操作，例如用于检测SSS。

Claims (15)

1.一种长期演进(LTE)通信系统中的信道估计方法，所述方法包括步骤：自接收的信号中提取主同步信号(PSS)，且还包括步骤：用基于所述PSS的最小二乘方(LS)信道估计(对携带PSS的62个子载波进行的)覆盖64个子载波，以便促进所述信道估计。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括的覆盖是通过对没有分配给所述PSS的特定子载波(#-32，d.c.)进行插值而实现的。

3.如权利要求2所述的方法，其中，通过将两个相邻的子载波进行平均来对所述d.c.子载波进行插值。

4.如权利要求2所述的方法，其中，通过子载波-31来对子载波-32进行插值。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括步骤：

-对没有分配给所述PSS的子载波的LS信道估计进行插值(41)；

-进行(42)逆离散傅里叶变换(IDFT)或逆快速傅里叶变换(IFFT)；

-提取(43)前L个样值，所述L对应于所述信道的长度；

-乘以(44) ${(F_L^H{F}_L+{\mathrm{\σ}}^2{C}_h^{-1})}^{-1},$

其中，F_L是通过选择64×64的DFT矩阵的前L列而获得的矩阵，σ²是噪声方差，且C_h是信道时域冲击响应协方差矩阵；

-对产生的信号补零(45)至长度64；

-进行(46)离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括步骤：

-通过对两个缺少的子载波进行插值而重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤51)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤52)；

-提取前L个样值(步骤53)；

-将它们补零到长度64(步骤54)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤55)。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括步骤：

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤61)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤62)；

-提取前L个样值(步骤63)；

-乘以

其中I_L是L维的单位矩阵(步骤64)；

-将产生的信号补零到长度64(步骤65)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤66)。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括步骤：

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤71)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤72)；

-提取最前面的对应于循环前缀(CP)长度的样值(步骤73)；

-将它们补零到长度64(步骤74)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤75)。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括：

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤81)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤82)；

-保持C_h中对应于存在非零抽头的样值，且在其它地方置零(步骤83)；

-对结果进行FFT(步骤84)。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括步骤：

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤91)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤92)；

-保持N个最强的样值(对样值的幅度或功率进行比较)，且在其它地方置零，(该最强还可以被限制为CP中的样值)(步骤93)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤94)。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括步骤：

-通过对两个缺少的子载波进行插值来重构对64个中央子载波的LS信道估计(步骤101)；

-对插值后的信道估计进行IFFT(步骤102)；

-在最前面的对应于CP_长度的样值中，使用最大功率检测样值(步骤103)；

-仅保持功率超过阈值的样值，所述阈值被限定与最大功率有关(还可以被限制为仅CP中的样值)(步骤104)；

-对结果进行DFT或FFT(步骤105)。

12.一种用于LTE数字通信网络的接收器，包括：

-用于自接收的信号中提取主同步信号(PSS)的装置，且还包括：

-用于使基于所述PSS的LS信道估计覆盖64个子载波，以便促进所述信道估计。

13.如权利要求12所述的接收器，其特征在于，所述覆盖通过对没有分配给所述PSS的特定子载波(#-32，d.c.)进行插值而执行的。

14.一种用于LTE数字通信网络的接收器，其特征在于，所述接收器包括：用于执行如权利要求1到11中任一项所述方法的装置。

15.一种移动用户设备，包括如权利要求14所述的接收器。

Images