CN102761504B - Td-lte数字中继下行信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明TD-LTE数字中继下行信道估计方法，涉及适用于无线通信网络的业务或设施，是一种低复杂度适合于TD-LTE数字中继系统下行信道的信道估计方法，步骤是，首先在LTE下行参考信号中选用小区专用参考信号，根据3GPP R8协议中TS36.211对物理层参考信号的规定，确认离散导频的插入方式；然后在中继接收端利用最小二乘算法对同步后的正交频分复用符号进行导频点信道估计，再在频域进行线性插值,得到频域信道特性，最后在时域进行线性插值，得到全部数据点信道特性。本发明方法的显著优点是算法相对简单，具有一定的跟踪信道时频特性能力，克服了现有LTE下行信道估计算法的高复杂度的缺点。

Description

TD-LTE数字中继下行信道估计方法

技术领域

本发明的技术方案涉及适用于无线通信网络的业务或设施，具体地说是TD-LTE数字中继下行信道估计方法。

背景技术

随着现在无线通信技术的不断发展，频谱资源已经变得格外紧张。为此，第三代合作伙伴计划(简称3GPP)为长期演进(简称LTE)制定了高速无线宽带接入的设计目标，这个目标是根据现有的频谱分配方案，在较高频段获得大宽带频谱，但是该频段路损和穿透损都较大，很难实现好的覆盖。如果所有的基站和核心网之间都采用传统的有线连接方式，会给运营商带来较大的部署难度和部署成本。因此3GPP组织在LTE-Advanced启动了中继技术的研究来解决上述问题，中继技术最终在R10中被引入到3GPP家族。

为了获得高的频谱效率，LTE采用了需要相干解调的调制方式，这类调制方式多为多电平非恒幅调制方式，例如16QAM。而相干解调需要估计和跟踪衰落信道的信道特性。因此，信道参数的准确性对于整个LTE系统的性能起着至关重要的作用。为了减小中继接收端信道估计的复杂性和获得尽可能精确的信道特性，有必要对LTE下行信道所采用的信道估计技术进行研究。

对LTE下行信道所采用的信道估计技术进行研究的现有技术状况是：

[1]张继东等在其《基于导频的OFDM信道估计及其研究进展》（参见《通信学报》2003年11月）一文中，分析比较了几种导频点信道估计算法（LS，LMMSE，SVD）和数据点插值算法（线性内插，高斯内插，cubic内插）的优缺点。仿真证明奇异值分解算法优于线性内插算法和LS算法。但是文章提及的信道估计算法的效果相对较差，而在实际应用时应根据具体情况采用不同的方法，很不方便。

[2]王新征等在其《一种基于导频的OFDM系统信道估计方法》（参见《系统仿真学报》2006年11月）一文中，提出一种基于变换域的使用矩形导频图案的OFDM系统信道估计方法，但是该方法在LTE中下行采用的菱形导频无法均匀分布到每个分块中。

[3]吴晓光等在其《OFDM系统中一种高精度信道估计算法》（参见《北京邮电大学学报》2007年6月）一文中，提出了一种基于梳状导频的LS信道估计算法，这种算法的缺点是LMMSE算法需要信道矩阵的自相关函数，LTE下行信道估计实现的时候需要存储大量的信道相关系数，这是比较复杂的。

[4]徐鹏超，俞晖，徐友云等在其《LTE下行信道估计算法研究》（参见《通信技术》2010年第5期）一文中，提出在10M下行发射带宽，常规CP模式，多普勒频移50HZ的配置下仿真了采用LS算法进行导频点信道估计和频域LMMSE内插的方法，但该LTE下行信道估计算法的实现的复杂性高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提出TD-LTE数字中继下行信道估计方法，是一种低复杂度适合于TD-LTE数字中继系统下行信道的信道估计方法，首先在中继接收端利用最小二乘算法对同步后的正交频分复用符号进行导频点信道估计，然后在频域进行线性插值,得到频域信道特性，最后在时域进行线性插值，得到全部数据点信道特性。该方法克服了现有LTE下行信道估计算法的高复杂度的缺点。

本发明解决该技术问题所采用的技术方案是：TD-LTE数字中继下行信道估计方法，是一种低复杂度适合于TD-LTE数字中继系统下行信道的信道估计方法，其步骤是：

第一步，确定下行导频资源格形式

在LTE下行参考信号中选用小区专用参考信号，根据3GPP R8协议中TS36.211对物理层参考信号的规定，确认离散导频的插入方式为频域导频每隔6个子载波插入1个，时域导频每隔7个OFDM符号插入1个；

第二步，信号的接收和对接收到的信号数据进行处理

2.1在LTE数字中继下行信道估计操作系统中采用双天线接收信号数据，该操作系统的中继接收端的两天线接收的信号数据是经过信道传输的数据，分别是天线0接收的两路信号数据和天线1接收的两路信号数据；

2.2根据同步信号所确定的OFDM符号起始位置和常规CP模式及扩展CP模式，分别对天线0接收到的两路信号和天线1接收到的两路信号用LS算法进行导频点信道估计，将提取出的导频信号分别跟本地导频信号相除得到导频点信道特性；

2.3根据上述LS算法估计到的导频点的信道特性进行频域内插，即采用频域数据点处的线性插值算法和边缘近似线性内插算法，得到频域含有导频的OFDM符号信道特性；

2.4根据上述内插得到的频域含导频OFDM符号信道特性，内插时域所有不含导频的OFDM符号，即采用时域数据点线性插值算法，边缘OFDM符号采用近似的线性插值，得到所有数据点信道特性，最后根据两个天线分别延时接收的数据，经多输入和多输出检测估计出发送的数据。

上述OFDM的全称是Orthogonal Frequency Division Multiplexing，译为同步后的正交频分复用，LS的全称是Least-Squares，即最小二乘算法。

上述TD-LTE数字中继下行信道估计方法，所述LTE数字中继下行信道估计操作系统是：根据3GPP R8协议TS36.211中对双天线配置下LTE下行链路导频图案的规定提取导频，现在对发射天线0和发射天线1进行导频提取，具体步骤是，接收天线已同步信号Y₀经过发射天线0导频提取得到导频Y_p00，经过发射天线1导频提取得到导频Y_p01，经延时接收得到数据Y₀，接下来采用LS算法分别对提取到的两路导频信号Y_p00和Y_p01进行导频点信道估计，对发射天线0，得到发射天线0的导频点信道特性对发射天线1，得到对发射天线1的导频点信道特性再进行级联时频二维线性内插，分别得到发射天线0的全部数据点信道特性和发射天线1的全部数据点信道特性接收天线已同步信号Y₁经过发射天线0导频提取得到导频Y_p10，经过发射天线1导频提取得到导频Y_p，经延时接收得到数据Y₁，接下来采用LS算法分别对提取到的两路导频信号Y_p10和Y_p11进行导频点信道估计，对发射天线0，得到发射天线0的导频点信道特性对发射天线1，得到对发射天线1的导频点信道特性再进行级联时频二维线性内插，分别得到发射天线0的全部数据点信道特性和发射天线1的全部数据点信道特性最后通过MIMO检测对延时接收的两路天线数据Y₀、Y₁和各天线内插得到的全部数据信道特性 和处理，得到基站发送的数据和

上述TD-LTE数字中继下行信道估计方法，所述LTE数字中继下行信道估计操作系统中采用LS算法分别对接收到的两路已同步信号Y₀、Y₁进行导频点信道估计,所使用的MATLAB软件仿真流程如下：

中继接收端双天线接收两路经过IFFT解调和同步信号校正的数据→天线0接收的两路信号分别采用LS算法进行导频点信道估计→天线0用LS算法估计完的导频点信道特性进行级联的时频二维线性内插→天线0内插完毕？→N，返回天线0LS算法估计完的导频点信道特性进行级联的时频二维线性内插；Y，天线1接收的两路信号分别采用LS算法进行导频点信道估计→天线1用LS算法估计完的导频点信道特性进行级联的时频二维线性内插→天线1内插完毕？→N，返回天线1LS算法估计完的导频点信道特性进行级联的时频二维线性内插；Y，对估计完的两路天线信号最大似然解码→估计出的发送数据。

上述IFFT为快速傅里叶反变换的英文缩写。

上述TD-LTE数字中继下行信道估计方法，所述第二步2.2中的用LS算法进行导频点信道估计的具体方法是：

对接收天线0，估计出发射天线0导频点信道特性发射天线1导频点信道特性对接收天线1，估计出发射天线0导频点信道特性发射天线1导频点信道特性LS算法进行如下导频点信道估计：

由LS算法原理，频域接收端信号可以表示为：

R_m',n′＝H_m',n′S_m′,n'+N_m',n'

经过简单推导可以得到：

$H_{m^{\′},n^{\′}}=\frac{R_{m^{\′},n^{\′}}}{S_{m^{\′},n^{\′}}}$

其中，S_m＇，n'为发射端的导频数据，H_m’，n'为导频点的信号频率响应，R_m’，n＇为接收到的导频信息，N_m'，n′为导频点噪声项，其统计特性服从高斯白噪声分布。

上述TD-LTE数字中继下行信道估计方法，所述第二步2.3中的采用频域数据点处的线性插值算法和边缘近似线性内插算法的具体方法是：

LS算法估计到的相邻导频点之间进行频域线性插值，对接收天线0，插值得到发射天线0的信道特性和发射天线1的信道特性对接收天线1，插值得到发射天线0的信道特性和发射天线1的信道特性在用天线0导频点进行信道估计的时候，天线1导频点数据设置为0，用天线1导频点进行估计的时候，天线0导频点数据设置为0，根据线性插值公式：

$\hat{H}\left(k\right)=\hat{H}(\mathrm{mL}+l)=(1-\frac{L}{L}){\hat{H}}_p\left(m\right)+\frac{l}{L}{\hat{H}}_p(m+1)$ 0≤l≤L

可以得到LTE下行频域线性插值公式：

${\hat{H}}_{m,n}={\mathrm{\α}}_1\×R_{m,n^{\′}}+{\mathrm{\β}}_1\×R_{m,n^{\′}+\mathrm{\Δn}}$

Δn＝6  antenna0,1

${\mathrm{\α}}_1=\frac{\mathrm{\Δn}+n-n^{\′}}{\mathrm{\Δn}};$ ${\mathrm{\β}}_1=\frac{n-n^{\′}}{\mathrm{\Δn}};$

其中m、n分别为待估数据位置信道在时域、频域上的索引，Δn为相同时域位置相邻两个导频的频域间隔，α₁、β₁分别为插值参数。对于频域数据首部边缘点的数据信息，即OFDM符号边缘位置未在两导频之间的数据点，采用近似线性内插，资源格第1个OFDM符号和第8个OFDM符号格式相同，现在对第1个OFDM符号进行插值，这个符号内第一个导频点估计到的信道特性为下一个数据点信道特性用上面线性插值方法得到为接收到的第五个数据点的信道特性为则根据边缘近似线性插值公式：

${\hat{H}}_{\mathrm{fi}}={\hat{H}}_{f5}+(5-i)\mathrm{\Δf}$

$\mathrm{\Δf}={\hat{H}}_{f6}-{\hat{H}}_{f7}$

i＝0,1,2,3,4

得到前五个数据点的信道特性，同理，资源格第5个OFDM和第12个OFDM符号格式相同，首部尾部数据需用上述类似方法计算，由此得到频域所有含导频OFDM符号的数据点信道特性。

上述TD-LTE数字中继下行信道估计方法，所述第二步2.4中的时域数据点线性插值算法是利用频域估计到的含导频OFDM符号的信道特性去插值时域不含导频的OFDM符号，下行时域线性插值公式可以表示为：

${\hat{H}}_{m,n}^{\′}={\mathrm{\α}}_2\×R_{m^{\′},n^{\′}}+{\mathrm{\β}}_2\×R_{m^{\′}+\mathrm{\Δm},n^{\′}}$

Δm＝7  antenna0,1

${\mathrm{\α}}_2=\frac{m^{\′}+\mathrm{\Δm}-m}{\mathrm{\Δm}};$ ${\mathrm{\β}}_2=\frac{m-m^{\′}}{\mathrm{\Δm}};$

其中，m、n分别为待估数据位置信道在时域、频域上的索引，Δm为相同频域位置导频的时间间隔，α₂、β₂分别为插值参数；

时域只有第13个OFDM符号和第14个OFDM符号的数据需要用近似线性内插得到，频域估计到的第12个OFDM符号信道特性为前一个OFDM符号信道特性经时域线性插值得到为接收到的第13个OFDM符号的信道特性为则第13个OFDM符号和第14个OFDM符号的信道特性根据时域边缘近似线性插值公式：

${\hat{H}}_{\mathrm{ti}}={\hat{H}}_{t13}+(i-12)\mathrm{\Δt}$

$\mathrm{\Δt}={\hat{H}}_{t12}-{\hat{H}}_{t11}$

i＝13,14

得到时域边缘OFDM符号数据点的信道特性,最后由上二式得到全部数据点信道特性。

本发明的有益效果是：与现有技术相比，本发明TD-LTE数字中继下行信道估计方法，的显著优点是算法相对简单，具有一定的跟踪信道时频特性能力。其原因在于首先在中继接收端利用最小二乘算法即LS算法，对同步后的正交频分复用即OFDM符号进行导频点信道估计，然后在频域进行线性插值,得到频域信道特性。最后在时域进行线性插值,得到全部数据点信道特性，由此实现的复杂度大大降低。该方法在实际应用中，不仅可以避免由于算法复杂度高带来的通信延时，而且也可以节约成本，降低开销。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1为本发明方法的LTE数字中继下行信道估计操作系统示意图。

图2为3GPP R8协议中所规定的双天线配置下行链路公共导频结构图。

图3为本发明方法频域线性插值原理图。

图4为本发明方法时域线性插值原理图。

图5为本发明方法的LTE数字中继下行信道估计软件流程图。

图6为本发明方法所用LS算法和现有技术的LMMSE算法误码率比较图。

图7为本发明方法所用LS算法和现有技术的LMMSE算法均方误差比较图。

图8为本发明方法所用主要硬件的工作原理构架框图。

图9为本发明方法中所用主要硬件的工作流程图

具体实施方式

图1所示实施例表明，接收天线已同步信号Y₀经过发射天线0导频提取得到导频Y_p00，经过发射天线1导频提取得到导频Y_p01，经延时接收得到数据Y₀，接下来采用LS算法分别对提取到的两路导频信号Y_p00和Y_p01进行导频点信道估计，对发射天线0，得到发射天线0的导频点信道特性对发射天线1，得到对发射天线1的导频点信道特性再进行级联时频二维线性内插，分别得到发射天线0的全部数据点信道特性和发射天线1的全部数据点信道特性接收天线已同步信号Y₁经过发射天线0导频提取得到导频Y_p10，经过发射天线1导频提取得到导频Y_p11，经延时接收得到数据Y₁，接下来采用LS算法分别对提取到的两路导频信号Y_p10和Y_p11进行导频点信道估计，对发射天线0，得到发射天线0的导频点信道特性对发射天线1，得到对发射天线1的导频点信道特性再进行级联时频二维线性内插，分别得到发射天线0的全部数据点信道特性和发射天线1的全部数据点信道特性最后通过MIMO检测对延时接收的两路天线数据Y₀、Y₁和各天线内插得到的全部数据信道特性和处理，得到基站发送的数据和

图2所示实施例表明，本发明方法中使用的3GPP R8协议LTE双天线配置下行链路的公共导频图案。图中带左斜线的方块表示天线0的导频，频率方向每隔6个放置1个，时间方向每隔7个放置1个；图中带右斜线的方块代表天线1的导频，频率和时间方向放置间隔同天线0，但是跟天线0的导频是交错放置的。

图3所示实施例表明了本发明方法的频域线性插值原理。图中画出的是天线0做完导频点信道估计后的频域线性插值方法。图中带左斜线的方块表示天线0的导频，带右斜线的方块代表天线1的导频。现在对天线0频域线性内插，对于时间方向的第一个OFDM符号，导频位置在频率方向第6子载波和第12子载波上。设这两个数据点的信道特性分别为和通过线性插值得到第7和第11子载波数据点信道特性分别为和其他数据子载波计算方法类似。第6子载波前面未在两个导频子载波间的5个边缘数据，通过对天线0边缘近似线性内插得到。这样就得到1个符号全部数据点在频域的信道特性。

图4所示实施例表明了本发明方法的时域线性插值原理。图中带左斜线的方块表示天线0经过频域线性插值得到的数据。图中画出的是天线0做完频域线性插值后时间方向上的插值方法。设经过频域线性插值后，时间方向上第1、5、7、12四个符号信道特性分别为分别对和和和之间的符号进行线性内插，得到这些符号中间OFDM符号的信道特性。第13、14个符号的信道特性通过近似的线性插值得到。这样得到全部数据点的信道特性。

图5所示实施例表明，本发明方法的LTE数字中继下行信道估计软件流程如下：

经IFFT解调和同步信号校正的数据→天线0接收的两路信号分别采用LS算法进行导频点信道估计→天线0用LS算法估计完的导频点信道特性进行级联时频二维线性内插→天线0内插完毕？→N，返回天线0用LS算法估计完的导频点信道特性进行级联的时频二维线性内插；Y，天线1接收的两路信号分别采用LS算法进行导频点信道估计→天线1用LS算法估计完的导频点信道特性进行级联的时频二维线性内插→天线1内插完毕？→N，返回天线1用LS算法估计完的导频点信道特性进行级联的时频二维线性内插；Y，对估计完的两路天线信号最大似然解码→估计出的发送数据。

图6所示实施例表明了本发明方法中所用LS算法和现有技术的LMMSE算法误码率的比较。从图中可以看出用LS算法的误码率曲线始终高于LMMSE的误码率曲线，但是随着信噪比的增大两者的曲线趋于重合，这是由于随着信噪比增大，LMMSE算法的参数趋向于零,LMMSE算法就趋向于LS算法。

图7所示实施例表明了本发明方法中所用LS算法和现有技术的LMMSE算法均方误差的比较。从图中可以看出LS算法的均方误差曲线始终高于LMMSE的均方误差曲线，随着信噪比增大，二者曲线趋于重合。同样，这是由于信噪比增大的时候趋向于零造成的。

图8所示实施例表明，本发明方法所用主要硬件的工作原理构架是：控制模块是整个TD-LTE数字中继下行信道估计方法的控制单元，它的输入包括时钟信号、复位信号、OFDM起始符号、CP模式和数据使能信号，输出包括导频提取信号和符号计数信号；在数据使能信号的作用下，数据输入存储器和导频提取模块，导频提取模块在导频提取信号作用下提取导频数据，输出导频数据和频域插值使能信号；本地导频生成模块在数据使能信号作用下生成本地导频；除法器模块根据LS算法原理将提取出的导频数据和生成的本地导频数据相除，得到导频点信道特性；频域线性插值模块在频域插值使能信号作用下根据除法器模块输出的导频点信道特性进行频域线性插值，输出频域插值结果和时域插值使能信号；时域线性插值模块在时域插值使能信号作用下根据频域线性插值模块输出的频域插值结果进行时域线性插值，输出时域插值结果和时域输出使能信号，存储器模块最后保存时域线性插值模块输出的时域插值结果。

图9所示实施例表明本发明方法中所用主要硬件的工作流程如下：

中继接收端接收到的数据存入RAM中→根据同步信号确定CP类型、带宽大小、OFDM符号起始位置和天线数目系统配置信息→RAM地址计数器cnt进行计数→cnt记到导频地址处？→N，返回RAM地址计数器cnt进行计数；Y，提取当前地址和当前地址加6的数据与本地导频生成器生成的导频做除法→边缘近似线性插值计算symbol边缘数据存入RAM相应地址空间→cnt计数倒数第二导频？→N，返回提取当前地址和当前地址加6的数据与本地导频生成器生成的导频做除法；Y，线性插值时域两OFDM符号中间的数据存入RAM相应地址空间→边缘近似线性插值计算边缘OFDM符号数据存入RAM相应地址空间→全部数据点信道特性。

实施例

用本发明LTE数字中继信道估计方法进行仿真实验。

采用如上述图1所述的LTE数字中继下行信道估计操作系统。根据3GPP R8协议TS36.211中对双天线配置下LTE下行链路导频图案的规定提取导频，现在对发射天线0和发射天线1进行导频提取，具体步骤是，接收天线已同步信号Y₀经过发射天线0导频提取得到导频Y_p00，经过发射天线1导频提取得到导频Y_p01，经延时接收得到数据Y₀，接下来采用LS算法分别对提取到的两路导频信号Y_p00和Y_p01进行导频点信道估计，对发射天线0，得到发射天线0的导频点信道特性对发射天线1，得到对发射天线1的导频点信道特性再进行级联时频二维线性内插，分别得到发射天线0的全部数据点信道特性和发射天线1的全部数据点信道特性接收天线已同步信号Y₁经过发射天线0导频提取得到导频Y_p10，经过发射天线1导频提取得到导频Y_p11，经延时接收得到数据Y₁，接下来采用LS算法分别对提取到的两路导频信号Y_p10和Y_p11进行导频点信道估计，对发射天线0，得到发射天线0的导频点信道特性对发射天线1，得到对发射天线1的导频点信道特性再进行级联时频二维线性内插，分别得到发射天线0的全部数据点信道特性和发射天线1的全部数据点信道特性最后通过MIMO检测对延时接收的两路天线数据Y₀、Y₁和各天线内插得到的全部数据信道特性和处理，得到基站发送的数据和

具体实施步骤如下：

第一步，确定下行导频资源格形式

在LTE下行参考信号中选用小区专用参考信号，本实施例具体是选用图2所示的双天线配置下的LTE下行公共导频资源格形式，根据3GPP R8协议中TS36.211对物理层参考信号的规定，确认离散导频的插入方式为频域导频每隔6个子载波插入1个，时域导频每隔7个OFDM符号插入1个。

第二步，信号的接收和对接收到的信号数据进行处理

2.1在上述LTE数字中继下行信道估计操作系统采用双天线接收信号数据，该操作系统中继接收端的两天线接收的信号数据是经过信道传输的数据，分别是天线0接收的两路信号数据和天线1接收的两路信号数据；天线0收到的两路信号数据包括发射天线0发射的信号数据和发射天线1发射的信号数据，根据图2的LTE下行双天线导频图案进行提取分别得到发射天线0的导频Y_p00和发射天线1的导频Y_p01；天线1接收的两路信号数据包括天线1收到的两路信号数据包括发射天线0发射的信号数据和发射天线1发射的信号数据，根据图2的LTE下行双天线导频图案提取分别得到发射天线0的导频Y_p10和发射天线1的导频Y_p11。

2.2根据同步信号所确定的OFDM符号起始位置和常规CP模式及扩展CP模式，分别对天线0接收到的两路信号和天线1接收到的两路信号用LS算法进行导频点信道估计，将提取出的导频信号分别跟本地导频信号相除得到导频点信道特性，具体方法是：

对接收天线0，估计出发射天线0导频点信道特性发射天线1导频点信道特性对接收天线1，估计出发射天线0导频点信道特性发射天线1导频点信道特性LS算法进行如下导频点信道估计：

由LS算法原理，频域接收端信号可以表示为：

R_m′，n'＝H_m'，n′S_m'，n′+N_m′，n'    (1)

经过简单推导可以得到：

$H_{m^{\′},n^{\′}}=\frac{R_{m^{\′},n^{\′}}}{S_{m^{\′},n^{\′}}}---\left(2\right)$

其中，S_m'n'为发射端的导频数据，H_m'n'为导频点的信号频率响应，R_m＇n＇为接收到的导频信息，N_m'n'为导频点噪声项，其统计特性服从高斯白噪声分布。可见导频点处的信道特性可以由接收到的导频和本地导频做除法实现。

2.3根据上述LS算法估计到的导频点的信道特性进行频域内插，即采用频域数据点处的线性插值算法和边缘近似线性内插算法，得到频域含有导频的OFDM符号信道特性，

具体方法是：LS算法估计到的相邻导频点之间进行频域线性插值，对接收天线0，插值得到发射天线0的信道特性和发射天线1的信道特性对接收天线1，插值得到发射天线0的信道特性和发射天线1的信道特性在用天线0导频点进行信道估计的时候，天线1导频点数据设置为0，用天线1导频点进行估计的时候，天线0导频点数据设置为0，

根据线性插值公式：

$\hat{H}\left(k\right)=\hat{H}(\mathrm{mL}+l)=(1-\frac{L}{L}){\hat{H}}_p\left(m\right)+\frac{l}{L}{\hat{H}}_p(m+1)$ 0≤l≤L    (3)

可以得到LTE下行频域线性插值公式：

${\hat{H}}_{m,n}={\mathrm{\α}}_1\×R_{m,n^{\′}}+{\mathrm{\β}}_1\×R_{m,n^{\′}+\mathrm{\Δn}}$

Δn＝6  antenna0,1    (4)

${\mathrm{\α}}_1=\frac{\mathrm{\Δn}+n-n^{\′}}{\mathrm{\Δn}};$ ${\mathrm{\β}}_1=\frac{n-n^{\′}}{\mathrm{\Δn}};$

其中，m、n分别为待估数据位置信道在时域、频域上的索引，Δn为相同时域位置相邻两个导频的频域间隔，α₁、β₁分别为插值参数。由(4)式和图2，可以得到频域相邻两个导频点之间的五个数据点的插值系数分别为：(5/6、1/6)，(2/3、1/3)，(1/2、1/2)，(1/3、2/3)，(1/6、5/6)；对于频域数据首部边缘点的数据信息，即OFDM符号边缘位置未在两导频之间的数据点，采用近似线性内插，由此得到频域所有含导频OFDM符号的数据点信道特性。

如图3所示，因为第1和第8个OFDM符号格式相同，所以设这两个符号内第一个导频点估计到的信道特性为下一个数据点信道特性用上面线性插值方法得到为接收到的第五个数据点的信道特性为则：

${\hat{H}}_{\mathrm{fi}}={\hat{H}}_{f5}+(5-i)\mathrm{\Δf}$

$\mathrm{\Δf}={\hat{H}}_{f6}-{\hat{H}}_{f7}---\left(5\right)$

i＝0,1,2,3,4

由(5)式得到前五个数据点的信道特性。类似，第5和第12个OFDM符号格式相同，首部尾部数据需用类似方法计算。

2.4根据上述内插得到的频域含导频OFDM符号信道特性，采用时域数据点线性插值算法内插时域所有不含导频的OFDM符号，边缘OFDM符号采用近似的线性插值，得到所有数据点信道特性，最后根据两个天线分别延时接收的数据，经多输入和多输出检测估计出发送的数据。

具体地说，时域数据点线性插值算法是利用频域估计到的含有导频的OFDM符号信道特性去插值时域不含导频的OFDM符号，类似(4)式，下行时域线性插值公式可以表示为：

${\hat{H}}_{m,n}^{\′}={\mathrm{\α}}_2\×R_{m^{\′},n^{\′}}+{\mathrm{\β}}_2\×R_{m^{\′}+\mathrm{\Δm},n^{\′}}$

Δm＝7  antenna0,1    (6)

${\mathrm{\α}}_2=\frac{m^{\′}+\mathrm{\Δm}-m}{\mathrm{\Δm}};$ ${\mathrm{\β}}_2=\frac{m-m^{\′}}{\mathrm{\Δm}};$

其中m、n分别为待估数据位置信道在时域、频域上的索引，Δm为相同频域位置导频的时间间隔，α₂、β₂分别为插值参数。由6式和图2，可以得到时域一个时隙内第(1、5)，(8、12)两个相邻导频符号之间的数据点插值系数为：(3/4、1/4)，(1/2、1/2)，(1/4、3/4)，第(5、8)两个相邻导频符号之间的数据点插值系数为：(2/3、1/3)，(1/3、2/3)。

由于时域同一个OFDM符号内根据天线0和天线1导频估计出的信道特性正好重叠，所以下面图4中只画出了天线0插值的方法。时域只有第13、14个OFDM符号的数据需要用近似线性内插得到，设频域估计到的第12个OFDM符号信道特性为前一个OFDM符号信道特性经时域线性插值得到为接收到的第13个符号的信道特性为则第13、14个符号的信道特性计算公式如下：

${\hat{H}}_{\mathrm{ti}}={\hat{H}}_{f13}+(i-12)\mathrm{\Δt}$

$\mathrm{\Δt}={\hat{H}}_{t12}-{\hat{H}}_{t11}---\left(7\right)$

i＝13,14

由此得到时域边缘OFDM符号数据点的信道特性。最后由6式和7式得到全部数据点信道特性。

根据以上方法和公式，本发明方法使用MATLAB进行了仿真实验，所得结果参见图5和图6。该实验分别用LS算法和LMMSE算法估计导频点的信道特性，然后在频域和时域内进行线性插值，得到误码率和均方误差曲线进行比较。

仿真在一个时隙内进行，仿真所用信噪比SNR变化范围从0到20dB，共512个子载波，中心子载波为128，有效子载波数为300，CP长度为36。图5和图6所示分别为采用LS算法和LMMSE算法所得到的误码率和均方误差曲线，由图5和图6可以看出，LS算法的误码率和均方误差曲线始终高于LMMSE算法，但是随着信噪比的增大两者的曲线趋于重合，这是由于

${\hat{H}}_{\mathrm{LMMSE}}=R_{\mathrm{HH}}{(R_{\mathrm{HH}}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}---\left(8\right)$

随着信噪比增大，LMMSE算法的参数趋向于零,LMMSE算法就趋向于LS算法。这两个图说明LMMSE算法的估计效果要好于LS算法，但是从实现的复杂性和可行性考虑，LMMSE算法需要计算信道的自相关矩阵R_HH，用储存器存储大量的自相关矩阵系数。以上面的参数设置为例，因为频域每隔6个数据插入一个导频，时域每隔7个插入一个导频，所以R_HH为50*50的矩阵，用LMMSE计算导频点信道特性时至少需要在得到LS算法结果的基础上做4*50*50次乘法和求逆运算，这是一个非常复杂的工作。所以在中继内部进行信道估计时导频点采用LS算法，非导频点采用线性内插。

由于带宽、CP类型、OFDM起始符号等系统配置信息预先并不知道，所以我们假设现在处理的是图2中1个资源块RB的资源格形式。在此前提下，所用主要硬件的工作原理构架是：控制模块是整个TD-LTE数字中继下行信道估计方法的控制单元，它的输入包括时钟信号、复位信号、OFDM起始符号、CP模式和数据使能信号，输出包括导频提取信号和符号计数信号；在数据使能信号的作用下，数据输入存储器和导频提取模块，导频提取模块在导频提取信号作用下提取导频数据，输出导频数据和频域插值使能信号；本地导频生成模块在数据使能信号作用下生成本地导频；除法器模块根据LS算法原理将提取出的导频数据和生成的本地导频相除，得到导频点信道特性；频域线性插值模块在频域插值使能信号作用下根据除法器模块输出的导频点信道特性进行频域线性插值，输出频域插值结果和时域插值使能信号；时域线性插值模块在时域插值使能信号作用下根据频域线性插值模块输出的频域插值结果进行时域线性插值，输出时域插值结果和时域输出使能信号，存储器模块最后保存时域线性插值模块输出的时域插值结果。

本实施例所用主要硬件的工作流程如下：

中继接收端接收到的数据存入RAM中→根据同步信号确定CP类型、带宽大小、OFDM符号起始位置和天线数目系统配置信息→RAM地址计数器cnt进行计数→cnt记到导频地址处？→N，返回RAM地址计数器cnt进行计数；Y，提取当前地址和当前地址加6的数据与本地导频生成器生成的导频做除法→边缘近似线性插值计算symbol边缘数据存入RAM相应地址空间→cnt计数倒数第二导频？→N，返回提取当前地址和当前地址加6的数据与本地导频生成器生成的导频做除法；Y，线性插值时域两OFDM符号中间的数据存入RAM相应地址空间→边缘近似线性插值计算边缘OFDM符号数据存入RAM相应地址空间→全部数据点信道特性。

Claims (1)

1.TD-LTE数字中继下行信道估计方法，其特征在于：是一种低复杂度适合于TD-LTE数字中继系统下行信道的信道估计方法，其步骤是：

第一步，确定下行导频资源格形式

在LTE下行参考信号中选用小区专用参考信号，根据3GPP R8协议中TS36.211对物理层参考信号的规定，确认离散导频的插入方式为频域导频每隔6个子载波插入1个，时域导频每隔7个OFDM符号插入1个；

第二步，信号的接收和对接收到的信号数据进行处理

2.1在LTE数字中继下行信道估计操作系统中采用双天线接收信号数据，该操作系统的中继接收端的两天线接收的信号数据是经过信道传输的数据，分别是天线0接收的两路信号数据和天线1接收的两路信号数据；

2.2根据同步信号所确定的OFDM符号起始位置和常规CP模式及扩展CP模式，分别对天线0接收到的两路信号和天线1接收到的两路信号用LS算法进行导频点信道估计，将提取出的导频信号分别跟本地导频信号相除得到导频点信道特性；

2.3根据上述LS算法估计到的导频点的信道特性进行频域内插，即采用频域数据点处的线性插值算法和边缘近似线性内插算法，得到频域含有导频的OFDM符号信道特性；

2.4根据上述内插得到的频域含导频OFDM符号信道特性，内插时域所有不含导频的OFDM符号，即采用时域数据点线性插值算法，边缘OFDM符号采用近似的线性插值，得到所有数据点信道特性，最后根据两个天线分别延时接收的数据，经多输入和多输出检测估计出发送的数据。