CN104092636A - 一种基于cp的频偏估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请实施方式公开了一种基于CP的频偏估计方法。该方法包括：时域抽样提取一个符号的CP信息序列以及位于该符号末尾处与该CP信息序列对应的第二信息序列；对CP信息序列和第二信息序列分别补零，使补零后的信息序列长度为一个符号的长度；将补零后的CP信息序列和第二信息序列变换到频域，得到CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；根据修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱估计频偏。本申请实施方式还公开了一种基于CP的频偏估计装置。本申请的实施方式有助于估计出更准确的频偏。

Description

一种基于CP的频偏估计方法及装置

技术领域

本申请涉及通信技术领域，特别涉及一种基于CP(循环前缀)的频偏估计方法及其装置。

背景技术

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)信道带宽被划分为交叠但正交的非频选性窄带信道，这种性质大大提高了频谱利用率，降低了接收机的实现复杂度。但另一方面，如果严苛的正交条件一旦被破坏，将严重影响子载波之间的正交性，引起子载波泄露，产生严重的载波间干扰，最终可能会出现地板效应，即无论增加多大发射功率也无法改善信道性能。然而，在实际应用过程中，破坏OFDM信道带宽正交性的因素很多，其中一种常见的因素是频偏。频偏可以基于多种原因产生，比如，发射机端和接收机端锁相环定时差异引起的收发频率不对称，终端运动引入的多普勒效应产生的多普勒频移以及非线性信道中引入的相位噪声等。基于频偏给信道性能带来的恶劣影响，需要对频偏进行估计以实现补偿。

现有技术中实现频偏估计的方法较多。比如，在LTE(Long Term Evolution,长期演进技术)系统中，每个时域符号起始位置均引入CP(Cyclic Prefix，循环前缀，即将一个符号末端的信息复制到该符号前端)，利用这一特点，当存在有频偏时，频偏使得CP与符号末端对应时域信号之间存在固定的相位差，从而可以借助求CP与符号末端的互相关函数来得到相位差，进而依据该相位差估计出频偏估计值。具体过程如下：

令h₀表示发端的CP信息，h₁表示发端符号末端对应信息，有h₀＝h₁，在无噪声条件下，当存在有频偏时，h₀与h₁之间的时域关系如下：

$h_1=\exp \left(2\mathrm{j\π}\frac{N_s\mathrm{\ϵ}}{N_{\mathrm{FFT}}}\right)h_0$

式中：N_FFT为一个符号的抽样长度，N_s为h₀和h₁之间的采样间隔点数，ε为有效频偏，即频偏δf对载波间隔Δf的归一化值，也即ε＝δf/Δf，在LTE中Δf＝15kHz。h₀与h₁之间对应的频域关系如下：H₀e^2jπε＝H₁。

在AWGN信道条件下，设n为当前符号h₀(n)在整个符号中的抽样序号，则在接收端h₀与h₁的时域接收信号可表示为：

${h^{\text{'}}}_0=h_0\exp \left(2\mathrm{j\π}\frac{\mathrm{n\ϵ}}{N_{\mathrm{FFT}}}\right)+w_0$

${h^{\text{'}}}_1=h_1\exp \left(2\mathrm{j\π}\frac{(n+N_{\mathrm{FFT}})\mathrm{\ϵ}}{N_{\mathrm{FFT}}}\right)+w_1=h_1\exp \left(2\mathrm{j\π}\frac{\mathrm{n\ϵ}}{N_{\mathrm{FFT}}}\right)\exp \left(2\mathrm{j\π\ϵ}\right)+w_1={h^{\text{'}}}_0\exp \left(2\mathrm{j\π\ϵ}\right)+w$

式中：w＝w₁-w₀exp(2jπε)

对上述时域接收信号进行抽样，提取出CP信息和对应符号信息中的末端信息，然后在前面补零至长度为一个符号的抽样长度N_FFT，从而形成两个新序列h'₀和h'₁，由于是补零操作，在存在频偏的情况下，两个新序列的时域特性为h'₁＝exp(2jπε)h'₀+w，对应到频域为H'₁＝H'₀exp(2jπε)+W；

然后，按照如下公式进行互相关运算：

E[(H'₀)^HH'₁]＝E[((H'₀)^HH'₀)exp(2jπε)]

对互相关运算的结果求取相位角，得到频率偏移估计值ε：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(E\right[{\left({H^{\′}}_0\right)}^H{H^{\′}}_1)}{\mathrm{Re}\left(E{\left({H^{\′}}_0\right)}^H{H^{\′}}_1\right)}\right)$

尽管上述方式能够估计出频偏估计值，但是，由于存在“加窗效应”，即补零、傅里叶变换获取频域信息等操作会产生频谱扩展，从而使当前UE进行频偏估计时受到相邻UE的干扰，频偏估计将出现误差，尤其当UE带宽较小时，频偏估计值会存在很大误差。

发明内容

为解决上述技术问题，本申请实施方式提供了一种基于CP的频偏估计方法及其装置，以提高频偏估计的准确性。

本申请实施方式提供的基于CP的频偏估计方法包括：

在时域抽样提取一个符号的CP(循环前缀)信息序列以及位于该符号末尾处与该CP信息序列对应的第二信息序列；

对CP信息序列和第二信息序列分别补零，使补零后的信息序列长度为一个符号的长度；

将补零后的CP信息序列和第二信息序列变换到频域，得到CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

根据修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱估计频偏。

优选地，所述对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱具体包括：

去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱。

进一步优选地，所述去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波具体包括：

根据当前UE带宽大小和/或当前小区与其它小区的相邻方式确定待去除的带宽边缘处的子载波数；

根据所述子载波数去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波。

优选地，在对一个子帧内的N个符号进行频偏估计后，对估计得到的N个频偏值进行加权平均，将加权平均后得到的频偏作为最终的频偏，所述N大于1。

本申请实施方式还提供了一种基于CP的频偏估计装置。该装置包括：序列提取单元、序列补零单元、频域变换单元、频谱抑制单元和频偏估计单元，其中：

所述序列提取单元，用于在时域抽样提取一个符号的CP(循环前缀)信息序列以及位于该符号末尾处与该CP信息序列对应的第二信息序列；

所述序列补零单元，用于对CP信息序列和第二信息序列分别补零，使补零后的信息序列长度为一个符号的长度；

所述频域变换单元，用于将补零后的CP信息序列和第二信息序列变换到频域，得到CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

所述频谱抑制单元，用于对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

所述频偏估计单元，用于根据修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱估计频偏。

进一步优选地，所述频谱抑制单元包括载波去除单元，用于去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱。

进一步优选地，所述载波去除单元包括载波数确定子单元和载波去除子单元，其中：

所述载波数确定子单元，用于根据当前UE带宽大小和/或当前小区与其它小区的相邻方式确定待去除的带宽边缘处的子载波数；

所述载波去除子单元，用于根据所述子载波数去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波。

优选地，所述装置还包括加权平均单元，用于在对一个子帧内的N个符号进行频偏估计后，对估计得到的N个频偏值进行加权平均，将加权平均后得到的频偏作为最终的频偏，所述N大于1。

本申请实施方式在时域抽样提取CP信息序列和对应的第二信息序列，在对这些信息序列进行补零、变换到频域后，对频谱进行扩展抑制，并基于频谱抑制之后的频谱进行频偏估计，与现有技术相比，由于在频域进行了频谱扩展抑制，使带宽相邻的UE之间的干扰减小，从而有利于更为准确地进行频偏估计。而且，由于一个子帧的符号均带有CP，其间隔短，估计范围在7500Hz以内，经过对多个符号的加权估计后，使频偏估计结果更准确。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请的基于CP的频偏估计方法的一个实施例的流程图；

图2为一种窗函数的频谱幅值图；

图3为干扰UE频谱能量与当前UE频谱能量关系示意图；

图4为本申请的基于CP的频偏估计方法的另一个实施例的流程图；

图5为本申请的基于CP的频偏估计装置实施例的结构框图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请中的技术方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

参见图1，该图示出了本申请的基于CP的频偏估计方法的一个实施例流程，该流程包括：

步骤S11：时域抽样提取一个符号的CP信息序列以及位于该符号末尾处与该CP信息序列对应的第二信息序列；

如前所述，在LTE系统中，每个时域符号的起始位置均插入了CP信息，该CP信息来自于该符号尾部的一部分信息，即相当于将一个符号尾部的数据信息复制到符号前端。在不同情况下，插入符号中的CP信息的长度可能不同，比如，CP信息长度的典型值可以是160、144、512Ts。在本步骤中，基站侧对一个符号进行时域抽样，提取出一个符号的CP信息序列和该符号对应的尾部的信息序列(为便于区分，以下称为“第二信息序列”)，提取的这两个信息序列的长度一般情况下应当相等，即如果提取的CP信息序列的长度为144个点，那么第二信息序列也应当为144点。

步骤S12：对CP信息序列和第二信息序列分别补零，使补零后的信息序列长度为一个符号的长度；

按照前述步骤提取出两个序列后对其分别进行补零操作，补零操作在频域上将产生“加窗效应”，即出现频谱扩展，频谱扩展的范围与窗函数的宽度大小密切相关。通常情况下，补零操作可通过与窗函数进行运算实现，这种运算可以直接在时域上进行，也可以在频域上实现，如果在时域上，则直接将CP信息序列和第二信息序列分别与窗函数相乘，如果在频域上，则将两个序列的频谱与窗函数频谱进行卷积。对于补零的位数，通常情况下，为便于后续的操作，需要将CP信息序列和第二信息序列通过补零操作将其长度延伸到一个符号的长度。比如，假设一个符号的抽样长度为2048Ts，那么针对144Ts的CP信息序列，应当补充1904个零位。

步骤S13：将补零后的CP信息序列和第二信息序列变换到频域，得到CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；为便于后面叙述，这里将变换到频域的CP信息序列和第二信息序列频谱分别记为H₀和H₁。

步骤S14：对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

如前所述，由于经过补零以及由时域到频域的变换等操作，将出现“加窗效应”，频谱发生扩展，使当前UE受到相邻UE的干扰，无法实现准确的频偏估计。假设接收频谱H'(k)，则由于相邻UE的干扰，该接收频谱可表示为：

H'(k)＝H^r(k)+X(k)

式中：H^r(k)为当前UE的自身频谱，X(k)为干扰当前UE的另一个UE形成的干扰频谱。由该公式可见，通过对干扰频谱的抑制则可以还原本来的频谱。进行频谱扩展抑制后的频谱为修正后的频谱，修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱分别记为H'₀和H'₁。

步骤S15：根据修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱估计频偏。

利用修正后的H'₀和H'₁，根据如下公式计算当前符号频偏大小：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(E\right[{\left({H^{\′}}_0\right)}^H{H^{\′}}_1)}{\mathrm{Re}\left(E{\left({H^{\′}}_0\right)}^H{H^{\′}}_1\right)}\right)$

上述实施例在时域抽样提取CP信息序列和对应的第二信息序列，在对这些信息序列进行补零、变换到频域后，对频谱进行扩展抑制，并基于频谱抑制之后的频谱进行频偏估计，与现有技术相比，由于在频域进行了频谱扩展抑制，使带宽相邻的UE之间的干扰减小，从而有利于更为准确地进行频偏估计。此外，本实施例的方法与另一种直接在时域上进行频偏估计的方法相比，效果也更好。这种“时域频偏估计法”利用CP信息和对应符号末端信息在时域上进行相关运算来估计频偏，如果在多UE情况下，由于每个UE频偏不同，各自产生的相位旋转将在时域信号上叠加，使得在时域信号上进行相关运算无法区分开自身UE的频偏和其他UE的干扰，从而导致估计的频偏误差较大，而本申请的上述实施例是将待处理的信息序列变换到频域，补零后的序列经过傅里叶变换能保证频域信息只在当前UE带宽内产生，这就使得从频域中可以明显区分来自不同UE的频偏，从而有利于将干扰频谱给抑制掉，进一步对UE带宽内干扰进行抑制得到修正后的频谱，基于该修正后的频谱进行的频偏估计将更为准确。

在前述实施例的步骤S14中，提到需要对频域的CP序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制。通常情况下，频谱扩展抑制的具体方式与补零操作的实现方式相关联。比如，如果在补零操作中采取窗函数进行运算实现补零操作，那么这里可以基于窗函数的特点进行频谱扩展抑制。参见图2，该图示出了一种窗函数的频谱幅值谱，从该图可以看出，窗函数频谱与功率谱一样，属于典型的U型谱，该谱的特点是频谱能量集中在靠窗边的两侧，而中间部分基本上均为零，也就是说，经过窗函数卷积后，频谱能量仍相对集中，扩展产生在频谱两侧附近，干扰频谱对当前UE自身频谱的影响将集中在带宽两侧，如果仅对这部分进行带宽抑制，即可达到对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行修正的目的。当然，如果补零操作不是采取窗函数的形式，这里的频谱抑制可以根据需要选定需要抑制的频谱的范围，只要抑制掉部分频谱后不影响到正常的频偏估计即可。

通过对图2所示的窗函数功率谱的功率分布范围的统计，可以发现，窗函数功率谱的左右窗边各较少数量内的点包含了绝大部分的能量，比如，一种情况下，窗两边各11点可以包含总能量的89.71％，那么可以考虑对这11个点进行频谱抑制。假设当前UE的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱边缘带宽受到来自相邻UE的干扰分别为：

X₀((end-10)～end)

X₁((end-10)～end)

式中：end表示当前UE的带宽边缘，由于X是来自相邻UE的信号展宽，这里令δ为相邻UE的频偏角，则X₀和X₁₀之间的关系可表示为：X₀e^2jπδ＝X₁。由于干扰频谱与自身频谱来自不同的UE，两者不相关，在统计条件下，存在如下的等式：

E[(H'₀)^HH'₁]＝E[(H^r ₀)^HH^r ₁]+E[(X₀((end-10)～end))^HX₁((end-10)～end)]

同理，若当前UE的带宽两侧都具有相邻UE，则：

E[(H'₀)^HH'₁]＝E[(H^r ₀)^HH^r ₁]+E[(X₀(1～11))^HX₁(1～11))]+

E[(X₀((end-10)～end))^HX₁((end-10)～end)]

为了说明通过抑制频谱扩展可以实现对干扰频谱的消除，下面结合图3所示的数学模型来进行分析：图3所示的数学模型与前述两个公式具有对应关系，上述式子中右边第一项的模对应当前UE的频谱功率大小，即半径A，弧角为当前UE的频偏角2πε，第二(前一公式)或第三项(后一公式)的模对应当前UE的相邻UE的干扰频谱功率大小，即半径B，弧角为该相邻UE的频偏角2πδ，图中表示最大频偏干扰理论值的大小，其最大为(B/A)。如果对当前UE的带宽边缘(即当前UE受到相邻UE干扰的部分)进行抑制，且使则由图可见，δ的影响将忽略不计，从而完全消除了相邻UE的频谱干扰。

基于前述对频谱扩展进行抑制原理的介绍，本领域技术人员可推知其具体实现方式可以有多种，下面仅示例性的给出两种，本领域技术人员可在此基础之上进行各种变形或改进，从而得到更多的实现方式，这些实现方式均在本申请的保护范围之内。

示例性方式之一：子载波去除顺推法

该方法通过去除当前UE边缘部分的子载波来实现对频谱扩展的抑制，对于去除子载波的数量可通过如下的方法推理得到。这里假设基站接收到的两个UE信号平均到每个载波上的功率相等为1个单位，令P(k)表示窗函数功率谱，其中窗函数定义为：

$\mathrm{rect}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}0,n\∈\left[\mathrm{1,1904}\right]\\ 1,n\∈\left[\mathrm{1905,2048}\right]\end{array}\right.$

如果将去除当前UE带宽边缘的d个子载波，则可得到去除带宽边缘的d个子载波后的真实信号(当前UE的频谱)能量A和干扰信号(当前UE的相邻UE的频谱)能量B分别为：

$A=(N-d)(\underset{k=1}{\overset{12}{\mathrm{\Σ}}}P\left(k\right)+\underset{k=2}{\overset{12}{\mathrm{\Σ}}}P\left(k\right))-\underset{k=1}{\overset{11}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{kP}(k+1)-B$

$B=\underset{n=1}{\overset{11-d}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=12-n}{\overset{11}{\mathrm{\Σ}}}P(k+1)=\underset{k=1}{\overset{11-d}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{kP}(k+1+d)$

式中：N为当前UE的带宽大小，单位为子载波。基于则可以得到如下的公式：

上述不等式的左边为常数，右边只含有变量d，通过解算该不等式可得到变量d的范围，即d≤dmax，从而确定了将去除的子载波数。

示例性方式之二：子载波去除试验法

通过上述的示例性方法能够得到将要去除的子载波数量，但是，前述示例性方法中的不等式的解算过程相当复杂，将耗费较多的计算资源。为此，可以考虑通过试验的方法得到需要去除的子载波数，即将去除的子载波数分别依次代入公式中，分别计算出最大频偏干扰理论值，如果该频偏干扰理论值小于预设的频偏干扰理论值，则这样的子载波数去除将能达到要求。比如，假设预设的最大频偏干扰理论值如果限制在21Hz以内，当前UE的带宽为2～9PRB(一个PRB＝12子载波)，则将d＝7、6、5、5、4、4、3、3(子载波)分别代入上述示例性方式的公式之中，计算得到的最大频偏干扰理论值分别为：

17.7002、17.1683、19.4499、15.0257、18.7424、15.8430、20.0211、17.6732

这些计算出来的最大频偏干扰理论值均小于预设的最大频偏干扰理论值，因此，去除这些数量的子载波数将能够满足预定要求。下述表格示例性地列明某种情况下的当前UE带宽与去除的子载波数之间的对应关系：

带宽(RB)

2

3

4

5

6

7

8

9

10以上

去掉的子载波数

7

6

5

5

4

4

3

3

0

上述两种示例性方式均提及到去除当前UE带宽边缘部分的子载波，尽管可以通过不同的方式确定去除的子载波的数量，但是，在实际应用过程中，去除子载波的数量还需要考虑一些其他因素。比如，考虑去除子载波后剩余子载波对于频偏估计的影响程度，通常情况下，不是去除越多的子载波越好，如果去除过多子载波可能使得参与估计频偏的子载波的数量不足影响到频偏的估计精度。还比如，考虑某个小区内的当前UE受到其他相邻UE的干扰方式(或相邻方式)，不同的干扰方式可能使去除子载波的数量不同。子载波的干扰方式(相邻方式)通常可以包括如下三种，上边缘相邻、下边缘相邻、两边缘相邻，由于基站拥有所有UE带宽的分配信息，这些干扰方式可由基站作出判断。一般而言，如果仅存在上边相邻或下边缘相邻，则去除其一侧的子载波即可，如果两边缘相邻，则需要去除两侧的子载波。

为了更进一步说明本申请的技术方案，下面给出一个更为详细的实施例。参见图4，该图示出了该实施例的流程，该流程包括：

步骤S40：初始化i＝1，i为当前处理的子帧中的符号序数；

步骤S41：基站侧时域抽样提取第i个符号的144点CP信息和对应符号末尾处的144点信息：

步骤S42：在两个抽样序列前面补零至长度为一个符号的抽样长度N_FFT，形成两个新序列h'₀和h'₁；

步骤S43：将补零后两新序列经傅里叶变换变换到频域，分别记为H′₀和H′₁；

步骤S44：判断当前小区内是否有其他干扰UE(下称UE2)与当前UE(下称UE1)带宽相邻，并判断相邻方式；

步骤S45：根据当前UE带宽大小计算需要去除的带宽边缘的子载波数；

步骤S46：根据干扰UE相邻方式和需要去除的子载波数，去除当前UE带宽边缘一定数量的子载波，得到修正后的H′₀和H′₁；

步骤S47：利用修正后的H′₀和H′₁，根据如下公式计算当前符号的频偏大小：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(E\right[{\left({H^{\′}}_0\right)}^H{H^{\′}}_1)}{\mathrm{Re}\left(E{\left({H^{\′}}_0\right)}^H{H^{\′}}_1\right)}\right)$

步骤S48：判断i是否达到子帧内的符号个数最大值，如果否，则i＝i+1，返回步骤S41；如果是，则执行步骤S49；

步骤S49：将子帧内的全部符号的频偏值频偏值进行加权平均，将加权平均的结果作为当前UE的最终频偏值。

上述内容详细叙述了本申请的基于CP的频偏估计方法的实施例，与之对应地，本申请还提供了一种基于CP的频偏估计方法装置实施例。参见图5，该图示出了该基于CP的频偏估计装置实施例的组成结构。该装置包括：序列提取单元U51、序列补零单元U52、频域变换单元U53、频谱抑制单元U54和频偏估计单元U55，其中：

序列提取单元U51，用于在时域抽样提取一个符号的CP信息序列以及位于该符号末尾处与该CP信息序列对应的第二信息序列；

序列补零单元U52，用于对CP信息序列和第二信息序列分别补零，使补零后的信息序列长度为一个符号的长度；

频域变换单元U53，用于将补零后的CP信息序列和第二信息序列变换到频域，得到CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

频谱抑制单元U54，用于对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

频偏估计单元U55，用于根据修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱估计频偏。

上述装置实施例的工作过程是：序列提取单元U51在时域抽样提取一个符号的CP信息序列以及位于该符号末尾处与该CP信息序列对应的第二信息序列，然后由序列补零单元U52对CP信息序列和第二信息序列分别补零，使补零后的信息序列长度为一个符号的长度；再由频域变换单元U53将补零后的CP信息序列和第二信息序列变换到频域，得到CP信息序列频谱和第二信息序列频谱，频谱抑制单元U54对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；最后由频偏估计单元U55根据修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱估计频偏。本装置实施例可以取得与前述方法实施例相同或类似的技术效果，为避免重复，这里不再赘言。

在前述装置实施例的基础之上，本领域技术人员可以基于各种实际需要对上述实施例进行改进或变形。比如，频谱抑制单元U54可以进一步包括载波去除单元U541，用于去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱，而载波去除单元U541可以进一步包括载波数确定子单元U5411和载波去除子单元U5412，其中：

载波数确定子单元U5411，用于根据当前UE带宽大小和/或当前小区与其它小区的相邻方式确定待去除的带宽边缘处的子载波数；

载波去除子单元U5412，用于根据所述子载波数去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波。

此外，上述装置实施例还可以包括加权平均单元U56，用于在对一个子帧内的N个符号进行频偏估计后，对估计得到的N个频偏值进行加权平均，将加权平均后得到的频偏作为最终的频偏，LTE中所述N取14或12。这样通过多次加权平均后，可得到更为准确的频偏估计值。

需要说明的是：为了叙述的简便，本说明书的上述实施例以及实施例的各种变形实现方式重点说明的都是与其他实施例或变形方式的不同之处，各个情形之间相同相似的部分互相参见即可。尤其，对于装置实施例的几个改进方式而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的装置实施例的各单元可以是或者也可以不是物理上分开的，既可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络环境下。在实际应用过程中，可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的，本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

以上所述仅是本申请的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。

Claims (8)

1.一种基于CP的频偏估计方法，其特征在于，该方法包括：

在时域抽样提取一个符号的CP(循环前缀)信息序列以及位于该符号末尾处与该CP信息序列对应的第二信息序列；

对CP信息序列和第二信息序列分别补零，使补零后的信息序列长度为一个符号的长度；

将补零后的CP信息序列和第二信息序列变换到频域，得到CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

根据修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱估计频偏。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱具体包括：

去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波具体包括：

根据当前UE带宽大小和/或当前小区与其它小区的相邻方式确定待去除的带宽边缘处的子载波数；

根据所述子载波数去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波。

4.根据权利要求1至3中任何一项所述的方法，其特征在于，在对一个子帧内的N个符号进行频偏估计后，对估计得到的N个频偏值进行加权平均，将加权平均后得到的频偏作为最终的频偏，所述N大于1。

5.一种基于CP的频偏估计装置，其特征在于，该装置包括：序列提取单元、序列补零单元、频域变换单元、频谱抑制单元和频偏估计单元，其中：

所述序列提取单元，用于在时域抽样提取一个符号的CP(循环前缀)信息序列以及位于该符号末尾处与该CP信息序列对应的第二信息序列；

所述序列补零单元，用于对CP信息序列和第二信息序列分别补零，使补零后的信息序列长度为一个符号的长度；

所述频域变换单元，用于将补零后的CP信息序列和第二信息序列变换到频域，得到CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

所述频谱抑制单元，用于对CP信息序列频谱和第二信息序列频谱进行频谱扩展抑制，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱；

所述频偏估计单元，用于根据修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱估计频偏。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述频谱抑制单元包括载波去除单元，用于去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波，得到修正后的CP信息序列频谱和第二信息序列频谱。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述载波去除单元包括载波数确定子单元和载波去除子单元，其中：

所述载波数确定子单元，用于根据当前UE带宽大小和/或当前小区与其它小区的相邻方式确定待去除的带宽边缘处的子载波数；

所述载波去除子单元，用于根据所述子载波数去除CP信息序列频谱和第二信息序列频谱的带宽边缘处的子载波。

8.根据权利要求5至7中任何一项所述的装置，其特征在于，所述装置还包括加权平均单元，用于在对一个子帧内的N个符号进行频偏估计后，对估计得到的N个频偏值进行加权平均，将加权平均后得到的频偏作为最终的频偏，所述N大于1。