CN113422748A - 窄带物联网时频偏的估计方法、装置及存储介质 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种窄带物联网时频偏的估计方法、装置及存储介质。其中，所述方法包括：获取窄带频域主同步信号NPSS数据；将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据；对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；输出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值、频偏估计值。

Description

窄带物联网时频偏的估计方法、装置及存储介质

技术领域

本申请涉及通信技术领域，尤其涉及一种窄带物联网时频偏的估计方法、装置及存储介质。

背景技术

现有技术中窄带物联网技术NB-IoT(Narrow Band Internet of Things)基于蜂窝数据支持低功耗设备在广域网连接。窄带物联网技术具备低成本、强覆盖、低功耗、大连接的4个关键节点。窄带物联网技术广泛应用于如智能表计、智慧停车、智慧路灯、智慧农业、白色家电、远程控制、健康检测、工业应用等多个方面，是5G时代下的基础联接技术之一。窄带物联网技术基于正交频分复用技术，其中对符号时间偏差和载波频率偏差的估计是其中的核心技术，对信道估计、信号解调等有着重要意义。对于载波频率偏差，目前技术中常用的方法是使用NRS参考信号频域相关、循环前缀(Cyclic Prefix)或者NPSS主同步信号时域相关三种方法进行估计。对应符号时间偏差，目前技术中常用的方法是使用NRS参考信号频域相关以及使用NPSS主同步信号在时域滑动相关两种方法进行估计。

在实现现有技术的过程中，发明人发现：

使用NRS参考信号估计时偏和频偏的方法由于NB-IoT的参考信号NRS在每一个子帧的时间内每个天线只有8个，数量较少，在低信噪比的情况下存在较大的误差，需要多个子帧的NRS信号的滤波平滑处理，增加了处理的复杂度和处理的时延。使用循环前缀CP或者NPSS在时域做相关运算估计频偏的方法，则需要在时域做运算，运算量随着时域点数的增加而增加，复杂度增大，而且估计的误差也较大。使用NPSS在时域做滑动相关估计时偏的方法，运算量较大，并随着滑动窗口的增大而大幅地增大。

因此，需要提供一种运算简单的窄带物联网时频偏估计的技术方案。

发明内容

本申请实施例提供一种预运算简单的窄带物联网时频偏估计的技术方案，用以解决现有技术中窄带物联网时频偏估计计算复杂的问题。

具体的，一种窄带物联网时频偏的估计方法，包括：

获取窄带频域主同步信号NPSS数据；

将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；

输出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值、频偏估计值。

进一步的，在获取窄带频域主同步信号NPSS数据前，还包括：

获取网络设备发送的窄带时域主同步信号NPSS数据；

对所述窄带时域主同步信号NPSS数据进行频域转换，生成窄带频域主同步信号NPSS数据。

进一步的，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，具体包括：

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；其中，所述k取0-9。

进一步的，对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，具体表现为：

公式中，Toff表示为最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；arg(R)函数代表第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据求得的信号的相位；Nfft表示为离散傅氏变换的点数；k表示为相隔k个子载波，k的取值范围是0至9。

进一步的，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，具体包括：

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；其中，所述m取0-9。

进一步的，对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，具体表现为：

公式中，Foff表示为最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；arg(Q)函数代表第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据求得的信号的相位；Nfft表示为离散傅氏变换的点数；u表示为子载波间隔15khz；s表示为1个正交频分复用OFDM符号的采样点数；m表示为相隔m个正交频分复用OFDM符号，m的取值范围是0至9。

本申请实施例还提供一种窄带物联网时频偏的估计装置，包括：

获取模块，用于获取窄带频域主同步信号NPSS数据；

预处理模块，用于将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据；

第一处理模块，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；

第二处理模块，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；

输出模块，用于输出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值、频偏估计值。

进一步的，所述第一处理模块，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，包括：

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；其中，所述k取0-9。

进一步的，所述第二处理模块，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，包括：

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；其中，所述m取0-9。

本申请实施例还提供一种存储介质。

具体的，一种计算机可读存储介质，所述存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被加载后，可以执行窄带物联网时频偏的估计方法中任一项所述的方法。

本申请实施例提供的技术方案，至少具有如下有益效果：通过本申请提供的窄带物联网时频偏所采用的方法，可减少运算的复杂度与处理时延。利用主同步信号在频域同时计算时偏和频偏的想法，提升时频偏估计的精度。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1为本申请实施例提供的一种窄带物联网时频偏估计方法的流程图。

图2为本申请实施例提供的一种窄带物联网时频偏估计装置结构示意图。

图3为本申请实施例提供的一种主同步信号NPSS结构示意图。

具体实施方式

为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请具体实施例及相应的附图对本申请技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

本发明实施例提供了一种窄带物联网时频偏估计的方法。窄带物联网NarrowBand Internet of Things是一种基于蜂窝网络技术，支持低功耗设备在广域网的蜂窝数据连接。窄带物联网具备成本低、强覆盖、低功耗、大连接的4个关键点，广泛应用于远程控制、健康检测、工业应用等多个方面。窄带物联网基于正交频分复用技术OrthogonalFrequency Division Multiplexing，对符号时间偏差和载波频率偏差进行的时频偏估计是其中的核心技术，对信道估计、信号解调等有着重要意义。其中，正交频分复用技术Orthogonal Frequency Division Multiplexing在本文中简称OFDM技术，符号时间偏差和载波频率偏差分别用时偏和频偏作为简称。如何改变窄带物联网终端时频偏估计运算复杂的问题，是本申请的技术方案旨在解决的技术问题。

请参照图1，为本申请实施例提供的一种窄带物联网时频偏的估计方法，具体包括以下步骤：

S110:获取窄带频域主同步信号NPSS数据。

具体的，通过获取窄带频域主同步信号NPSS数据，来对窄带物联网时频偏值进行估计。主同步信号NPSS数据即Narrowband Primary Synchronization Signal。窄带频域主同步信号NPSS数据位于每个无线帧的子帧5，一个无线帧为10ms，每一子帧在时域上占用1ms。无线帧的的其他子帧位置中也携带有其他信息的信号。例如，窄带物理广播信道Narrowband physical broadcast channel、窄带物理下行控制信道Narrowband physicaldownlink control channel、窄带物理下行共享信道Narrowband physical downlinkshared channel等物理信道的信息，或者窄带参考信号Narrow band reference signal、主同步信号Narrowband Primary Synchronization Signal、辅同步信号NarrowbandSecondary Synchronization Signal等物理信号的信息。

应当指出的是，主同步信号NPSS数据和辅同步信号NSSS数据共同用于终端小区的搜索，包括时间、频率同步和侦测ID。主同步信号中不携带小区信息，辅同步信号中携带有PCI。PCI即物理小区标识，英文表示为Physical Cell ID。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，在获取窄带频域主同步信号NPSS数据前，还包括：获取网络设备发送的窄带时域主同步信号NPSS数据；对所述窄带时域主同步信号NPSS数据进行频域转换，生成窄带频域主同步信号NPSS数据。

具体的，获取网络设备发送的窄带时域主同步信号NPSS数据，是指由基站或者其他设备发送的包含主同步信号NPSS数据的无线帧信号。接收的无线帧信号为时域信号，时域是描述数学函数或物理信号对时间的关系。例如一个信号的时域波形可以表达信号随着时间的变化。由于时域信号在对其进行分析过程中，几个信号是叠加在一起的，若想从中获得需要的信号是很难得出的。通过将时域信号转变为频域信号，可以很容易的将需要的信号分离出来从而对其分析，此过程即称频域转换。

应当指出的是，在对所述窄带时域主同步信号NPSS数据进行频域转换，生成窄带频域主同步信号NPSS数据时，采用快速傅里叶变换fft运算转换为频域的NPSS符号组数据。快速傅里叶变换fast fourier transform运算是离散傅里叶变换的一种快速算法，简称fft。

如图3所示，窄带频域主同步信号NPSS数据在经过快速傅里叶变换后，生成11个OFDM符号，每个OFDM符号内有11个子载波的NPSS信号。经过频域变换后的窄带频域主同步信号NPSS数据可以表述为x_l(n)。其中l表示3，4……13,n表示0，1……10。

可以理解的是，在进行傅里叶变换运算前，需先清除循环前缀cyclic prefix。在接收到网络设备发送的时域主同步信号后，由于无线信道的影响发生了一定的变化，需将循环前缀清除掉。清除循环前缀并没有删掉任何信息，循环前缀中的信息是冗余的。使用循环前缀是为了对抗多径衰落的影响，同时保证所传输的信号表现出周期性。

S120:将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据。

具体的，本地预设NPSS参考数据由频域11个点的Zaduff-Chu序列和时域上11个symbol符号组成。Zadoff-Chu序列属于CAZAC序列，所谓CAZAC序列(Const Amplitude ZeroAuto-Corelation)，即为恒包络零自相关序列。恒包络零自相关序列具有如下特性：恒包络特性:任意长度的CAZAC序列幅值恒定；理想的周期自相关特性:任意CAZAC序列移位n位后，n不是CAZAC序列的周期的整倍数时，移位后的序列与原序列不相关；良好的互相关特性:互相关和部分相关值接近于0；低峰均比特性:任意CAZAC序列组成的信号，其峰值与其均值的比值很低；傅里叶变换后仍然是CAZAC序列:任意CAZAC序列经过傅里叶正反变化后仍然是CAZAC序列。Zadoff-Chu序列具有如下特点：良好的自相关性(循环移位特性)，即对于任意Chu原始序列与其移动循环移动n位后所得的序列互不相关，自相关峰值尖锐；良好的互相关性，即互相关和部分相关值接近零，便于接收端准确的把所需信号监测出来，并减小检错差错；恒幅特性，即任意Chu序列的幅值恒定，这一特性可以保证相应带宽内的每个频点经历相同的激励，便于实现相干检测中的无偏估计。

应当指出的是，本地预设NPSS参考数据的频域11个点的Zaduff-Chu序列和时域上11个symbol符号，可定义为：

其中，μ固定设为数值5，S(l)为11个symbol符号3至13对应的时域扩展码，分别为{1,1,1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1}。时域扩展码是由3GPP协议定义的，通过时域扩展码可增加本地预设NPSS参考数据的冗余度，进而增加信号检测的能力。

还应当指出的是，将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据。窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘可表示为：

其中，c_l(n)表示为生成的初始窄带频域主同步信号NPSS数据。x_l(n)表示为窄带频域主同步信号NPSS数据。

表示为本地预设NPSS参考数据的共轭。

S130:对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。

具体的，通过对初始窄带频域主同步信号NPSS数据中符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。第一时偏算法处理，即对每个正交频分复用OFDM符号内的子载波数据中间隔k个子载波数据进行两两共轭相乘，然后再进行平均运算进而得到一个复数值R，通过对复数值R进行时偏公式运算进而得出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，具体包括：对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据；对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；其中，所述k取0-9。

具体的，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据。其中，所述k的值根据正交频分复用OFDM符号内子载波的数量进而确定其取值范围为0-9。对第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行的处理，即对正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘的数据进行进一步的计算，从而生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。可以理解的是，此处所述的k值的取值范围，显然不构成对本申请保护范围的限制。

可以理解的是，每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，此处所述的共轭相乘，为每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行的两两共轭相乘。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，具体表现为：

公式中，Toff表示为最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；arg(R)函数代表第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据求得的信号的相位；Nfft表示为离散傅氏变换的点数；k表示为相隔k个子载波，k的取值范围是0至9；

具体的，对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据在经过上述公式处理前还进行了对每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行的两两共轭相乘的数据进行的平均运算，进而得到第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据复数值R。

在本申请计算实际的时偏估计值运算过程中，可以表现为如下过程：首先对获取到的窄带频域主同步信号NPSS数据进行与本地预设NPSS参考数据的共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据；然后对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔5个子载波的数据进行两两共轭相乘并进行平均运算，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据；此处进行平均运算所得到的第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据的表达式为：

其中，R的值即第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据。k表示为间隔为5的子载波数量。c_l(n)表示为n从0到5的每一正交频分复用OFDM符号内相隔5个子载波的数据的乘积。

表示为与c_l(n)相隔5个子载波的每一正交频分复用OFDM符号内数据的乘积。可以理解的是，此处所述k值的取值，显然不构成对本申请保护范围的限制。

最后对生成的第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行时偏估计的求值。时偏估计的求值表示为：

S140:对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。

具体的，通过对初始窄带频域主同步信号NPSS数据中符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。第二频偏算法处理，即相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的相同位置的子载波的数据进行两两共轭相乘，然后再进行平均运算进而得到一个复数值Q，通过对复数值Q进行频偏公式运算进而得出最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。应当理解的是，相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的相同位置的子载波的数据可以表达为c₃(5)与c₄(5)，c₃(5)与c₄(5)之间相隔1个正交频分复用OFDM符号，c₃(5)位于符号3内第五个子载波的位置，c₄(5)位于符号4内第五个子载波的位置。可以理解的是，此处所述的相同位置的子载波数据具体的表达式，显然不构成对本申请保护范围的限制。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，具体包括：对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据；对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；其中，所述m取0-9。

具体的，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内相同位置的子载波的数据进行两两共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据。其中，所述m的值根据正交频分复用OFDM符号的数量进而确定，其取值范围为0-9。第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据的处理，即对相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行两两共轭相乘进行进一步的计算，从而生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。可以理解的是，此处所述的m值的取值范围，显然不构成对本申请保护范围的限制。

应当指出的是，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行两两共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据。。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，具体表现为：

公式中，Foff表示为最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；arg(Q)函数代表第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据求得的信号的相位；Nfft表示为离散傅氏变换的点数；u表示为子载波间隔15khz；m表示为相隔m个正交频分复用OFDM符号，m的取值范围是0至9；s表示为1个正交频分复用OFDM符号的采样点数。其中，1个正交频分复用OFDM符号的采样点数是根据未做频域转换前，含有循环前缀时域数据得出的。

具体的，对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据在经过上述公式处理前，还进行了对相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号，相同位置处的子载波的数据进行两两共轭相乘并进行平均运算，进而得到第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据复数值Q。

在本申请计算实际的频偏估计值运算过程中，可以表现为如下过程：首先对获取到的窄带频域主同步信号NPSS数据进行与本地预设NPSS参考数据的共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据。然后对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔5个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的相同位置的子载波的数据进行两两共轭相乘并进行平均运算，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据。此处进行平均运算所得到的第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据的表达式为：

其中，Q的值即第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据。c_l(n)表示为在l符号内n从0到11的每一正交频分复用OFDM符号内子载波的数据的乘积。

表示为与c_l(n)相隔5个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据。可以理解的是，此处所述m的取值，显然不构成对本申请保护范围的限制。

最后对生成的第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行频偏估计的求值。频偏估计的求值表示为：

S150:输出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值、频偏估计值。

具体的，通过对时偏估计值、频偏估计值的计算进而获得窄带物联网时频偏的具体的估计值。

请参照图2，为本申请实施例提供的一种窄带物联网时频偏的估计装置，具体包括：

获取模块11，用于获取窄带频域主同步信号NPSS数据。

具体的，获取模块11通过获取窄带频域主同步信号NPSS数据，来对窄带物联网时频偏值进行估计。主同步信号NPSS数据即Narrowband Primary Synchronization Signal。窄带频域主同步信号NPSS数据位于每个无线帧的子帧5，一个无线帧为10ms，每一子帧在时域上占用1ms。无线帧的的其他子帧位置中也携带有其他信息的信号。例如，窄带物理广播信道Narrowband physical broadcast channel、窄带物理下行控制信道Narrowbandphysical downlink control channel、窄带物理下行共享信道Narrowband physicaldownlink shared channel等物理信道的信息，或者窄带参考信号Narrow band referencesignal、主同步信号Narrowband Primary Synchronization Signal、辅同步信号Narrowband Secondary Synchronization Signal等物理信号的信息。

应当指出的是，主同步信号NPSS数据和辅同步信号NSSS数据共同用于终端小区的搜索，包括时间、频率同步和侦测ID。主同步信号中不携带小区信息，辅同步信号中携带有PCI。PCI即物理小区标识，英文表示为Physcal Cell ID。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，在获取窄带频域主同步信号NPSS数据前，还包括：获取网络设备发送的窄带时域主同步信号NPSS数据；对所述窄带时域主同步信号NPSS数据进行频域转换，生成窄带频域主同步信号NPSS数据。

具体的，获取网络设备发送的窄带时域主同步信号NPSS数据，是指由基站或者其他设备发送的包含主同步信号NPSS数据的无线帧信号。接收的无线帧信号为时域信号，时域是描述数学函数或物理信号对时间的关系。例如一个信号的时域波形可以表达信号随着时间的变化。由于时域信号在对其进行分析过程中，几个信号是叠加在一起的，若想从中获得需要的信号是很难得出的。通过将时域信号转变为频域信号，可以很容易的将需要的信号分离出来从而对其分析，此过程即称频域转换。

应当指出的是，在对所述窄带时域主同步信号NPSS数据进行频域转换，生成窄带频域主同步信号NPSS数据时，采用快速傅里叶变换fft运算转换为频域的NPSS符号组数据。快速傅里叶变换fast fourier transform运算是离散傅里叶变换的一种快速算法，简称fft。

如图3所示，窄带频域主同步信号NPSS数据在经过快速傅里叶变换后，生成11个OFDM符号，每个OFDM符号内有11个子载波的NPSS信号。经过频域变换后的窄带频域主同步信号NPSS数据可以表述为x_l(n)。其中l表示3，4……13,n表示0，1……10。

可以理解的是，在进行傅里叶变换运算前，需先清除循环前缀cyclic prefix。在接收到网络设备发送的时域主同步信号后，由于无线信道的影响发生了一定的变化，需将循环前缀清除掉。清除循环前缀并没有删掉任何信息，循环前缀中的信息是冗余的。使用循环前缀是为了对抗多径衰落的影响，同时保证所传输的信号表现出周期性。

预处理模块12，用于将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据。

具体的，本地预设NPSS参考数据由频域11个点的Zaduff-Chu序列和时域上11个symbol符号组成。Zadoff-Chu序列属于CAZAC序列，所谓CAZAC序列(Const Amplitude ZeroAuto-Corelation)，即为恒包络零自相关序列。恒包络零自相关序列具有如下特性：恒包络特性:任意长度的CAZAC序列幅值恒定；理想的周期自相关特性:任意CAZAC序列移位n位后，n不是CAZAC序列的周期的整倍数时，移位后的序列与原序列不相关；良好的互相关特性:互相关和部分相关值接近于0；低峰均比特性:任意CAZAC序列组成的信号，其峰值与其均值的比值很低；傅里叶变换后仍然是CAZAC序列:任意CAZAC序列经过傅里叶正反变化后仍然是CAZAC序列。Zadoff-Chu序列具有如下特点：良好的自相关性(循环移位特性)，即对于任意Chu原始序列与其移动循环移动n位后所得的序列互不相关，自相关峰值尖锐；良好的互相关性，即互相关和部分相关值接近零，便于接收端准确的把所需信号监测出来，并减小检错差错；恒幅特性，即任意Chu序列的幅值恒定，这一特性可以保证相应带宽内的每个频点经历相同的激励，便于实现相干检测中的无偏估计。

应当指出的是，本地预设NPSS参考数据的频域11个点的Zaduff-Chu序列和时域上11个symbol符号，可定义为：

其中，μ固定设为数值5，S(l)为11个symbol符号3至13对应的时域扩展码，分别为{1,1,1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1}。时域扩展码是由3GPP协议定义的，通过时域扩展码可增加本地预设NPSS参考数据的冗余度，进而增加信号检测的能力。

还应当指出的是，将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据。窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘可表示为：

其中，c_l(n)表示为生成的初始窄带频域主同步信号NPSS数据。x_l(n)表示为窄带频域主同步信号NPSS数据。

表示为本地预设NPSS参考数据的共轭。

第一处理模块13，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。

具体的，第一处理模块13通过对初始窄带频域主同步信号NPSS数据中符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。第一时偏算法处理，即对每个正交频分复用OFDM符号内的子载波数据中间隔k个子载波数据进行两两共轭相乘，然后再进行平均运算进而得到一个复数值R，通过对复数值R进行时偏公式运算进而得出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，具体包括：对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据；对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；其中，所述k取0-9。

具体的，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据。其中，所述k的值根据正交频分复用OFDM符号内子载波的数量进而确定其取值范围为0-9。第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行的处理，即对正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘的数据进行进一步的计算，从而生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。可以理解的是，此处所述的k值的取值范围，显然不构成对本申请保护范围的限制。

可以理解的是，每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，此处所述的共轭相乘，为每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行的两两共轭相乘。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，具体表现为：

公式中，Toff表示为最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；arg(R)函数代表第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据求得的信号的相位；Nfft表示为离散傅氏变换的点数；k表示为相隔k个子载波，k的取值范围是0至9；

具体的，对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值。第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据在经过上述公式处理前还进行了对每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行的两两共轭相乘的数据进行的平均运算，进而得到第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据复数值R。

在本申请计算实际的时偏估计值运算过程中，可以表现为如下过程：首先对获取到的窄带频域主同步信号NPSS数据进行与本地预设NPSS参考数据的共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据；然后对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔5个子载波的数据进行两两共轭相乘并进行平均运算，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据；此处进行平均运算所得到的第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据的表达式为：

其中，R的值即第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据。k表示为间隔为5的子载波数量。c_l(n)表示为n从0到5的每一正交频分复用OFDM符号内相隔5个子载波的数据的乘积。

表示为与c_l(n)相隔5个子载波的每一正交频分复用OFDM符号内数据的乘积。可以理解的是，此处所述k值的取值，显然不构成对本申请保护范围的限制。

最后对生成的第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行时偏估计的求值。时偏估计的求值表示为：

第二处理模块14，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。

具体的，第二处理模块14通过对初始窄带频域主同步信号NPSS数据中符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。第二频偏算法处理，即相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的相同位置的子载波的数据进行两两共轭相乘，然后再进行平均运算进而得到一个复数值Q，通过对复数值Q进行频偏公式运算进而得出最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。应当理解的是，相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的相同位置的子载波的数据可以表达为c₃(5)与c₄(5)，c₃(5)与c₄(5)之间相隔1个正交频分复用OFDM符号，c₃(5)位于符号3内第五个子载波的位置，c₄(5)位于符号4内第五个子载波的位置。可以理解的是，此处所述的相同位置的子载波数据具体的表达式，显然不构成对本申请保护范围的限制。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，具体包括：对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据；对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；其中，所述m取0-9。

具体的，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内相同位置的子载波的数据进行两两共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据。其中，所述m的值根据正交频分复用OFDM符号的数量进而确定，其取值范围为0-9。第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据的处理，即对相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行两两共轭相乘进行进一步的计算，从而生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。可以理解的是，此处所述的m值的取值范围，显然不构成对本申请保护范围的限制。

应当指出的是，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行两两共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据。。

进一步的，在本申请所提供的一种优选实施方式中，对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，具体表现为：

公式中，Foff表示为最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；arg(Q)函数代表第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据求得的信号的相位；Nfft表示为离散傅氏变换的点数；u表示为子载波间隔15khz；m表示为相隔m个正交频分复用OFDM符号，m的取值范围是0至9；s表示为1个正交频分复用OFDM符号的采样点数。其中，1个正交频分复用OFDM符号的采样点数是根据未做频域转换前，含有循环前缀时域数据得出的。

具体的，对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值。第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据在经过上述公式处理前还进行了对相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内相同位置处的子载波的数据进行的两两共轭相乘的数据进行平均运算，进而得到第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据复数值Q。

在本申请计算实际的频偏估计值运算过程中，可以表现为如下过程：首先对获取到的窄带频域主同步信号NPSS数据进行与本地预设NPSS参考数据的共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据。然后对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔5个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的相同位置的子载波的数据进行两两共轭相乘并进行平均运算，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据。此处进行平均运算所得到的第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据的表达式为：

其中，Q的值即第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据。c_l(n)表示为在l符号内n从0到11的每一正交频分复用OFDM符号内子载波的数据的乘积。

表示为与c_l(n)相隔5个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据。可以理解的是，此处所述m的取值，显然不构成对本申请保护范围的限制。

最后对生成的第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行频偏估计的求值。频偏估计的求值表示为：

输出模块15，用于输出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值、频偏估计值。

具体的，通过对时偏估计值、频偏估计值的计算进而获得窄带物联网时频偏的具体的估计值。

本申请实施例还提供一种存储介质，具体的，该存储介质上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器运行时可以执行窄带物联网时频偏的估计方法实施例中的步骤，具体实现方式可参见方法实施例，在此不再赘述。

需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，有语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请。对于本领域技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种窄带物联网时频偏的估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

获取窄带频域主同步信号NPSS数据；

将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；

输出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值、频偏估计值。

2.如权利要求1所述的窄带物联网时频偏估计方法，其特征在于，在获取窄带频域主同步信号NPSS数据前，还包括：

获取网络设备发送的窄带时域主同步信号NPSS数据；

对所述窄带时域主同步信号NPSS数据进行频域转换，生成窄带频域主同步信号NPSS数据。

3.如权利要求1所述的窄带物联网时频偏估计方法，其特征在于，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，具体包括：

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；

其中，所述k取0-9。

4.如权利要求3所述的窄带物联网时频偏估计方法，其特征在于，对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，具体表现为：

公式中，Toff表示为最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；arg(R)函数代表第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据求得的信号的相位；Nfft表示为离散傅氏变换的点数；k表示为相隔k个子载波，k的取值范围是0至9。

5.如权利要求1所述的窄带物联网时频偏估计方法，其特征在于，对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，具体包括：

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；

其中，所述m取0-9。

6.如权利要求5所述的窄带物联网时频偏估计方法，其特征在于，对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，具体表现为：

公式中，Foff表示为最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；arg(Q)函数代表第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据求得的信号的相位；Nfft表示为离散傅氏变换的点数；u表示为子载波间隔15khz；s表示为1个正交频分复用OFDM符号的采样点数；m表示为相隔m个正交频分复用OFDM符号，m的取值范围是0至9。

7.一种窄带物联网时频偏的估计装置，其特征在于，包括：

获取模块，用于获取窄带频域主同步信号NPSS数据；

预处理模块，用于将所述窄带频域主同步信号NPSS数据与本地预设NPSS参考数据共轭相乘，生成初始窄带频域主同步信号NPSS数据；

第一处理模块，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；

第二处理模块，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；

输出模块，用于输出最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值、频偏估计值。

8.如权利要求7所述的窄带物联网时频偏估计装置，其特征在于，所述第一处理模块，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第一时偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值，包括：

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内相隔k个子载波的数据进行共轭相乘，生成第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述第一中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的时偏估计值；

其中，所述k取0-9。

9.如权利要求7所述的窄带物联网时频偏估计装置，其特征在于，所述第二处理模块，用于对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据每一正交频分复用OFDM符号内的子载波数据进行第二频偏算法处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值，包括：

对所述初始窄带频域主同步信号NPSS数据相隔m个正交频分复用OFDM符号的两正交频分复用OFDM符号内的子载波的数据进行共轭相乘，生成第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据；

对所述第二中间窄带频域主同步信号NPSS数据进行处理，生成最终的窄带频域主同步信号NPSS的频偏估计值；

其中，所述m取0-9。

10.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被加载后，可以执行权利要求1至6中任一项所述的方法。

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