CN106411436B - 使用匹配追踪确定到达时间的通信系统 - Google Patents

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Abstract

一种无线接收器，该无线接收器接收被嵌入在所接收的符号中的多个位置导频并且使用这些位置导频来检测针对网络已经为该接收器指定的以在到达时间估计中使用的每个基站的第一路径。该接收器优选地应用多个匹配追踪策略来提供信道脉冲响应的第一路径的稳健的和可靠的标识。该接收器还可以接收并使用多个估计导频作为对在确定到达时间中的位置导频信息的补充。该接收器可以使用该信道的度量特性来提高标识CIR第一路径的稳健性和可靠性。由于该第一路径被标识，该接收器测量来自那个路径的多个信号的到达时间并且该接收器确定观察到达时间差(OTDOA)以响应针对OTDOA和多个位置确定测量的多个网络请求。

Description

使用匹配追踪确定到达时间的通信系统
技术领域
本发明涉及一种用于在无线环境中基于到达时间测量结果确定用户终端或其他通信设备的位置的系统和方法。
背景技术
测量来自一组无线基站的信号的到达时间(TOA)可以帮助确定用户的位置或定位。例如，LTE(长期演进)标准接收器可以通过可以替换或补充GPS或WiFi辅助定位策略的方式来基于LTE信令确定其位置(或定位)。
例如，在LTE规范的发行10中所引用的ETSI TS 136 355版本10.0.0中描述的LTE定位协议在规定的时间间隔(有时被称为定位场合)之上将定位参考信号(PRS)子载波嵌入到指定的正交频分复用(OFDM)符号中。用户设备(UE)可以从每个可访问的基站(LTE规范将其称为eNodeB)测量PRS子载波的到达时间(TOA)。用户设备优选地测量在两个不同的eNodeB(一个称为参考站而另一个称为邻站)之间的至少一个参考信号时间差(RSTD)。参考信号时间差与针对在LTE定位协议中描述的观察到达时间差(OTDOA)建立的测量有关。
参考信号时间差测量在概念上是简单的。实际上，从eNodeB对任何TOA的测量可以由于无线网络中严重的多路径环境以及典型的低信噪比(SNR)而不可靠。LTE网络中越来越密集的基站和用户也增加了测量误差的可能性。通过从每个感兴趣的eNodeB测量第一路径的TOA而继续确定用户设备的位置，接着使用在用户设备处分别测量的到达时间确定多对指定的eNodeB基站之间的参考信号时间差(RSTD)。根据在标准中规定的具体配置，可以在规定数量的基站和基站集的那些基站之间的RSTD测量的不同的相应组合之上进行TOA和RSTD测量。
在测量TOA过程中出现的这些困难与标识从任何指定的eNodeB到达用户设备终端(UE)的第一路径有关。常见的是，无线信道的脉冲响应由不同振幅的少数几条路径以及相对于第一路径的多个时延组成。无线信道的脉冲响应中的最强路径可能不指示真实的时延，因为第一路径可能具有比最强路径更低的振幅。除了第一路径可能不具有最大振幅的事实之外，可以通过由于与干扰、高水平的噪声或两者相关错误地标识路径的可能性而使对第一路径的标识复杂化。
LTE的基础调制方案使用OFDM用无线电传输比特。也就是，比特是通过针对组成OFDM符号的每个活跃子载波应用正交调幅(QAM)生成的。实际上，LTE OFDM符号可以具有表示最多1024个子载波中的600个活跃子载波的1024个时间样本。可以在接收器处为每个子载波分配功能，如将先验已知的比特传输至接收器并因此启用不同的计算。这些计算可以包括信道脉冲响应(CIR)估计和定位相关的测量。
图1提供了用于基于在LTE中规定的参考信号时间差(RSTD)测量使用观察到达时间差(OTDOA)确定位置的装置的功能框图。所展示的用户设备接收器110从两个基站101、103接收多个OFDM符号。接收器110可以使用一个或多个天线来接收这些符号。图1展示了使用例如从具有使用单一天线的接收器110的两个基站101、103接收的信号的位置确定功能性，这是针对RSTD测量的最低配置。此配置可以被扩展至更多数量的基站和更多数量的用户设备天线。
因为用户设备接收器110符合LTE标准，该接收器可以处理接收到的OFDM符号以提供这些传输的比特的最佳估计。这种接收器110可以使用一个或多个第一路径标识(FP-ID)模块130、140来标识第一路径，这些模块响应于被分配以计算定位信息的多个子载波。每个第一路径标识模块130、140响应于由用户设备接收器110提供的关于有待用于定位测量的这些子载波的信息132、142。例如，信息可以被存储在非易失性存储器中的表格内。
第一路径标识单元130、140针对从已知的eNodeB接收到的OFDM符号标识对应的第一路径。参考信号时间差(RSTD)测量通常是基于用于实现期望的准确度的OFDM符号的预定持续时间。在LTE中，这可以是在OFDM符号的至少一个子帧之上，其被规定为十四个OFDM符号。
来自每个第一路径标识模块130、140的输出是在来自相应的基站的信号的用户设备处的到达时间(TOA)。通常，在LTE中，在基站之间标引为k和j的RSTDk,j被确定为
等式1 RSTDk,j＝TOAk-TOAj。
图1示出了接收器110的模块150将等式1参考信号时间差计算提供作为其输出152。此输出RSTD0,1 152是第一路径标识模块130的输出134减去第一路径标识模块140的输出144。
已知在第一路径标识FP-ID模块130、140处接收到的信号的结构，给定TOAk和TOAj的可靠的估计，RSTDk,j的计算是简单的。标准(如LTE标准)规定了符号的结构，其可以被概括为如图2中所示。从一个源(如基站)传输至在覆盖区域中的多个用户的现代无线系统要求该传输被再分为多个“子信道”。这在概念上与FM或AM无线电传输没有很大区别；然而，无线传输针对给定的频谱具有非常高比特/赫兹的目标。在现代无线技术的情况中，可以使用包括OFDM和码分多址(CDMA)的正交方案来实现规定信道。在不久的将来，这些无线标准可以通过使用在种种空间和时间策略中实现的准正交信道而增加容量。
图2通过示出了一种采取正交信道化的方法而简化了对在观察到达时间差(OTDOA)测量中涉及的信号的解释。也就是，当正交性被保留时，信道之间的串扰保持为不重要的水平。
图2横轴201表示时间，定性地表示由接收到的符号占用的时间。图2的纵轴示出了第二信道维度，使得图2定性地示出了没有重叠的信道。纵轴信道分离可以表示如在OFDM的情况中的频率分段或者在CDMA中不同代码的标引。例如，在现有LTE标准中，频率轴中的分段可以表示针对子载波的15kHz的带宽，其中，OFDM符号可能由在一个符号中的1024个总子载波中的多达600个活跃子载波组成。这仅是示例并且其他分配是已知的。因此，例如，图2中的每个正方形的范围可以在频率乘时间栅格中表示15kHz(y轴)乘71.4μs(x轴)。值71.4μs是由LTE子帧的1000μs持续时间除以被规定为构成LTE子帧的数量为14的OFDM符号而确定的。在LTE术语中，栅格中的每个15kHz(y轴)乘71.4μs(x轴)块被称为资源块(RB)。
以下对图2的讨论聚焦于OFDM传输，但应认识的是，图2可以相等地展示其他传输系统。例如，图2可以展示其他正交方案(如CDMA传输)以及准正交传输策略(如针对下一代无线(5G)提出的那些)。除了其他传输策略，这些正交或准正交传输策略可以用于子信道或者用于与观察到达时间差(OTDOA)测量相关的信令。
为了允许用户设备终端通过计算OTDOA来确定位置，某些无线标准将栅格中的子载波分配用于确定位置或完成OTDOA功能性。为了简化这个讨论，示例性OTDOA子载波在图2中被指定为“位置导频”(LP)212、214、216。术语导频用于标记在接收器处具有已知的传输调制的子载波。这些导频子载波与数据子载波形成对比，其具有未知的调制特性，因为它们是用未知的信息比特编码的。此导频方案允许兼容的终端来完成各种测量。为了成功接收并解调OFDM符号，用户设备终端通常需要估计信道脉冲响应(CIR)和其他参数。结果，在图2中示出的栅格可能包含被指定为导频的其他子载波。这些持久的导频被标记为估计导频(EP)并且在图2中被指示为221、223、225。在LTE中，这些位置以及EP调制比特在接收器处是已知的，因为它们由LTE规范所指示。
当保证用户设备在请求OTDOA测量的时间处接收位置导频时，估计导频存在的数量将按照用户设备在网络中的配置变化。在LTE的上下文中，这些位置导频被指定为定位参考信号(PRS)，而这些估计导频被指定为公共参考信号(CRS)。在LTE方案中，用户设备接收器将一直在子帧中接收至少一组CRS子载波，并且可能可以接收附加的多组子载波。考虑用户设备接收器可以在子帧中接收多达四组CRS是合理的。在LTE的术语表中，这些组被称为“天线端口”。通常，除了其他参数估计，CRS子载波用于信道脉冲响应(CIR)估计。如其应用于LTE的，图2中示出的栅格的另一个性质为CRS和PRS分布在600乘14的栅格上并且不必在时间或频率上是连续的。图2示出了与这个观察一致的任意地定位的位置导频和估计导频。
发明内容
优选实施例的一方面提供了一种在无线网络中确定到达时间的方法。该方法包括在接收器处接收来自无线网络的针对到达时间信息的请求、从所接收到的信号中提取多个位置导频符号、使用匹配追踪标识与这些位置导频符号相关联的第一路径并且基于使用匹配追踪标识的第一路径确定到达时间。接收器然后响应于基于第一路径的到达时间将信息从接收器传达至无线网络。
本发明的另一方面提供了一种具有到达时间功能的接收器。该接收器包括被耦接以存储提取的位置导频符号的存储器以及被耦接以接收提取的位置导频符号并且以生成虚拟的位置导频符号的内插器。多符号相关器将这些提取的导频符号和这些虚拟的导频符号与参考信号进行相关并且输出初始位置导频信道脉冲响应。匹配追踪估计器响应于初始位置导频信道脉冲响应提供信道脉冲响应估计。到达时间估计器响应于匹配追踪估计器以标识第一路径并且以针对该第一路径确定到达时间。
附图说明
图1是用于使用单一天线接收器在两个基站之间执行观察到达时间差(OTDOA)测量的装置的框图。
图2示出了在一种用于无线传输数据和校准信息的方法中使用的子信道的标称栅格。
图3示出了用于从接收到的符号序列中提取位置和估计导频的功能框图。
图4示出了用于单独地针对每根天线和每个LP(EP)符号估计到达时间的匹配追踪信道脉冲响应(MP-CIR)到达时间估计器。
图5示出了在时域信道估计器的进一步帮助下用于单独地针对每根天线并且针对每个位置或估计导频符号估计到达时间的匹配追踪信道脉冲响应(MP-CIR)到达时间估计器。
图6示出了用于单独地针对每根天线和每个位置或估计导频符号估计到达时间的匹配追踪功率时延分布(MP-PDP)到达时间估计器。
图7示出了在时域信道估计器的进一步帮助下用于单独地针对每根天线和每个位置或估计导频符号估计到达时间的匹配追踪功率时延分布(MP-PDP)到达时间估计器。
图8示出了接收器的另一方面并且更具体地示出了可以在期望向匹配追踪估计提供更大的粒度(例如，提供到达时间估计的分数估计)时使用的内插模块。
具体实施方式
本发明的多个方面提供了用于在无线接收器处测量到达时间(TOA)的多种通信装置和通信方法。根据给定的标准以优选的无线接收器操作的无线网络可以使用此到达时间测量系统来确定接收器的位置。优选的无线接收器优选地针对根据标准指定的符号作出反应以执行到达时间测量。优选的接收器可以例如测量达到时间值并使用那些值来确定在传输基站之间的观察到达时间差(OTDOA)，这些观察到达时间差可以被传输至网络以提供相对于基站的位置信息。
根据其他方面，系统或方法可以优选地从被定义为子信道并且具有对接收器先验已知的调制的多个传输的导频中测量到达时间。这些传输的导频可以优选地包括除了由标准规定的用于测量到达时间的位置导频信号之外的导频或信号。
到达时间测量系统或方法的优选实现方式使用一个或多个策略来从每个指定的基站估计第一路径。例如，这些策略可以包括应用迭代的匹配追踪(MP)来针对被分配给接收器的每个传输基站标识无线信道的脉冲响应中的第一路径。
根据其他方面，优选的系统或方法可以控制匹配追踪迭代以提高第一路径标识的稳健性和可靠性。此系统或方法可以评估度量以确定什么时候干扰或噪声可能对第一路径的标识不利并且可以采取响应性行动来提高第一路径标识和信息的质量。此系统或方法还可以使用来自时域信道估计器的信息来标识或表征干扰或噪声。
一种用于基于测量到达时间确定位置的系统或方法使用被嵌入多址访问方案中的信令方法以及可以测量在信道脉冲响应(CIR)中的第一路径的接收器来计算在任何给定的基站对之间的参考信号时间差(RSTD)。
优选地使用这些无线标准用精确的定时结构定义并传输符号的知识从第一路径测量中确定到达时间。例如，在使用正交频分复用(OFDM)符号的长期演进或LTE中系统中，这些OFDM符号被分组成多个子帧并且每个子帧在可以一个公共配置中持续1000μs。每个子帧被分成两个槽，每个槽持续500μs，并且每个槽包含七个OFDM符号。每个槽具有构成OFDM符号的定义的样本结构以及附加的开销样本。接收器通过在LTE标准中详细描述的同步化方案了解每个槽的开始时间。已知每个样本具有六微秒持续时间。因此，在已知槽的开始时间的情况下，第一路径从针对相关联的经处理的一个槽或多个槽的建立时间的开始中确定关于样本或其标度的偏移持续时间。进而，这在接收器处确定了到达时间。也就是，可以通过参考由子帧起点设置的时间标度、从时间参考直到第一路径计数样本数量并且使用采样速率将样本数量转换成时间而从第一路径标识中确定到达时间。如以下讨论的，当期望针对到达时间或接收器位置的更高的准确度时，还有可能在采样时间之间进行分数确定。
一种用于确定到达时间的系统或方法优选地对被嵌入在接收到的符号中的导频的存在作出反应以从被分配给接收器(用户设备)用于到达时间估计的每个基站中检测第一路径。一种示例性系统或方法优选地应用多个匹配追踪(MP)策略来提供信道脉冲响应的第一路径的稳健的和可靠的标识。这些匹配追踪策略的进一步方面包括控制匹配追踪迭代以缓和由于干扰或噪声产生的降级。其他方面可以有利地对来自时域信道估计器的信息作出反应以提高CIR的第一路径的标识的稳健性和可靠性。由于第一路径被标识，接收器测量来自那个路径的多个信号的到达时间并且接收器的观察到达时间差(OTDOA)估计器响应针对OTDOA测量和多个位置确定的多个网络请求。
任何无线接收器必须根据建立的标准从接收到的符号中提取规定的子信道作为恢复传输的信息比特的一部分。结果，典型的无线接收器在测量到达时间的过程中自然地执行类似于用于提取位置导频(LP)的过程的估计导频提取过程。无线接收器的优选实施例优选地提取位置导频并且具体地优选的接收器进一步还提取估计导频(EP)从而使得LP和EP信息都可以用于提高估计准确度。图3示出了接收器是如何从接收到的OFDM或其他符号中提取位置和估计导频信息的。图3中所示的接收器优选地提取并提供仅由LP子信道组成的而其他子信道被移除的时域符号372。进一步优选的实施例可以提供仅由EP子信道组成的而其他子信道被移除的时域符号362。这些经过滤的符号简化并因此促进了到达时间测量。
无线接收器结合了用于用至少一根天线300接收来自基站的传输的电路。模拟电路310调节所接收到的信号并且经由量化提供对所接收到的模拟波形的数字表示。虽然图3示出了单一天线300和相应的模拟电路310，其他实现方式提供天线300和模拟电路310的复制来为接收器提供多根天线和相应的前端电路从而使用所产生的多根天线有利地提高接收器性能。无论是单一天线还是多天线配置，接收器的前端电路(如310)输出数字化信号，该数字化信号然后由相应的接收器处理电路320例如通过使用众所周知的处理而被处理以采集传输的具有最高信噪比(SNR)的符号。
使用图3接收器估计到达时间不要求对位置导频(LP)或估计导频(EP)(如果存在的话)进行如针对信息承载子载波必须完成的解调。无论如何，接收器优选地通过“归零”所有其他子信道从进入符号中提取这些LP和EP(如果存在并且它们将被使用的话)。“归零”所有其他子信道的实用性由在LTE标准中使用的OFDM调制的示例展示。OFDM接收器知道存在于任何给定的符号中的LP和EP子载波，例如，在1024个样本符号内可能的600个候选子载波中。OFDM接收器不知道其他(非导频)符号并因此无法确定那些其他符号是如何受信道影响的。梳状滤波340、350可以应用于对应符号的频域表示，由此所有未被标识为LP子载波的频率子载波被给定零值，并且1024个样本符号被创建，其中，仅LP子载波是活跃的而具有它们所接收到的值。当EP子载波存在并且期望被使用时，针对这些子载波重复此过程。在没有来自与其他(非导频)符号相关联的未知信息的干扰的情况下，这允许接收器处理导频符号中的接收器具有关于其的信息的所有导频符号。
参照图3，接收器处理电路将数字化的和采集的符号提供给去信道化器电路330，该去信道化器电路处理这些数字化的和采集的符号从而使得它们可以被识别和处理。去信道化器电路330将所有活跃的子信道并行地呈现给位置导频(LP)梳状滤波器350，该梳状滤波器归零所有非LP子载波。LP梳状滤波器350将经处理的输出(包括提取的LP子载波)提供给时间转换器370，该时间转换器将经处理的输出转换成时域符号(LP符号372)。针对OFDM符号，去信道化器电路330在输入OFDM时间样本上执行快速傅里叶变换(FFT)，并且时间转换器370是逆FFT。梳状滤波在频域中针对说明性OFDM波形被最高效地执行。针对如CDMA和准正交多路传输的其他传输方案，用于从信号中提取LP和估计导频(EP)子载波的相应策略在相应的接收器中针对那些技术被交替地实现。来自时间转换器370的输出是LP符号372，其具有时域OFDM符号的结构，该时域OFDM符号具有多个样本以使得其在长度上等于去信道化器电路330的符号输入。LP符号仅具有关于位置导频的信息。同样地，来自时间转换器360的输出是EP符号372，其具有时域OFDM符号的结构，该时域OFDM符号具有在数量(长度)上等于去信道化器电路330的符号输入的多个样本。
在LTE传输的特定情况中，接收器前端处理器320执行定时采集并且从所接收到的样本中剥去OFDM调制所需要的循环前缀。去信道化器电路330是FFT，并且LP梳状滤波器350归零所有非PRS(定位参考信号)子载波。时间转换器370对提供给它的样本进行逆FFT。类似的功能由EP梳状滤波器340和时间转换器360执行，该EP梳状滤波器保存公共参考信号(CRS)子载波并且归零其他子载波，该时间转换器对梳状滤波器340的输出执行逆FFT从而使得EP符号362是时域中的输出。
在一些实现方式中，图3和其他优选的接收器至少对LP符号372作出反应，并且优选地还同时地对EP符号362作出反应。针对图3接收器的LTE实现方式，接收器优选地至少对由LP符号372表示的PRS符号作出反应，并且优选地同时地对由EP符号362表示的CRS符号作出反应。针对图3接收器的LTE实现方式，具体地当由LP符号372表示的PRS符号不存在时，接收器还可以至少对由EP符号362表示的CRS符号作出反应。针对具有多根天线的接收器，接收器针对接收器的物理天线中的每一根天线优选地执行在图3中展示的这些流程。如果存在两根或更多根天线，那么针对每根天线将存在一个LP符号372。同样的将应用于EP符号362，从而使得针对每根天线将存在一个这样的信号。
以上和以下的描述聚焦于使用位置导频作为主资源同时还使用估计导频和其他信息作为位置导频符号的补充来确定到达时间并确定位置。存在如下情况：优选地仅使用估计导频或至少使用估计导频信息作为主资源用于到达时间测量。例如，在LTE系统中存在如下重要的情况：网络或接收器优选地仅从CRS(估计)导频符号确定到达时间估计。这至少针对位置导频信息不可获得的符号或情况是特别真实的，但也是更加一般真实的。从使用CRS导频符号用于到达时间测量中受益的一个特定的应用是在接收器(用户设备)辅助定位技术中，其中，接收器将接收器确定的到达时间报告给网络并且然后网络确定接收器位置。另一个应用是当接收器在没有网络辅助的情况下通过接收器估计周围eNodeB(基站)的到达时间(距离)并且然后本地地求解导航方程而确定其位置的情况。针对这种应用，接收器需要知道eNodeB的坐标。还可以令人期望的是接收器(用户设备)确定基于CRS的到达时间来为标准的基带接收器处理(恢复用户比特、解码器控制消息等)提供精细的定时。
图4示出了使用匹配追踪策略估计到达时间的接收器的实现方式。图4实现方式可以被认为包括“流”到达时间估计器，其中，流意味着估计是使用从单一基站在接收器的一根天线处接收的位置导频(LP)或估计导频(EP)子信道执行的估计。在图4实现方式中，用匹配追踪(MP)迭代策略单独地处理LP符号372和EP符号362中的这些可获得的流中的每个流以标识信道脉冲响应(CIR)中的第一路径并且以估计到达时间(TOA)。
图4接收器包括队列400，该队列为接收器针对TOA估计所使用的选定的天线和导频类型存储LP 372符号、EP符号362或两者。如以上讨论的并且如在图3中所展示的提取LP372和EP 362符号。针对TOA测量的特定符号在图4中被属类地标记为接收的导频符号402。优选地，接收器被配置成用于在需要时将图4中示出的一组或多组电路提供给天线和期望的导频，例如，每导频符号和天线的流提供图4电路的一个副本。替代地，在图4中展示的接收器可以实现一种用于根据在针对来自所有基站的信号估计所有到达时间中的要求和计算时延部分地或完全地使用公共电路处理多个导频符号流的分时方法。
在优选实现方式中，图4接收器包括导频内插器410，该导频内插器可以例如当接收到的符号不包含导频时提供导频信息。例如，在LTE的情况中，在子帧中不是所有14个符号具有LP或EP存在。因此，导频内插器410优选地针对LP或EP不存在的符号确定虚拟导频。内插的过程使用来自其他符号的导频的值以估计位于期望的符号内的“虚拟”导频的值。在美国专利号8,897,353中讨论了内插和适当的内插电路的进一步讨论，该专利通过引用以其全文结合在此并且用于所有目的。优选地，内插策略是针对给定的性能和导频密度选择的以实现目标第一路径标识(FP-ID)性能。接收器优选地执行导频内插计算以针对这些接收到的符号中的每个符号生成虚拟的导频，从而使得该接收器在用于确定到达时间的每个分段中提供位置或估计导频值(真实的或虚拟的)。优选地，选择导频密度以提供足够的信号质量来允许针对接收器操作在预期的信噪环境中进行到达时间测量。
多符号相关器420在连结的和内插的时域信号p[n]412与本地提供的参考信号r[n]414之间执行时域相关。p[n]412包括梳状滤波的时域LP以及当使用时连结于流中并且优选地包括添加的虚拟导频信号的EP信号。接收器生成或存储r[n]，r[n]是基于(标准指示的和内插的)LP和EP导频位置及其用于产生一组理想化的预期导频值和位置的预期调制的知识生成的。如果接收到的信号p[n]412具有其通过穿过理想化信道创建的并且由理想接收器接收的理想化形式，那么p[n]412与r[n]414之间的相关将在时间对齐处产生单个尖峰。此理想化相关可以表示为：
等式2
给定相关t[n]的长度和连结的符号长度L，通常具有减少计算复杂性的目的，可以用各种方式确定等式2的相关。例如，可以使用快速傅里叶变换策略确定该相关。优选地，多符号相关器420在包含位置导频符号372、估计导频符号362或两者的多个OFDM符号之上执行相关。在多符号相关器420中执行的实际的、真实的信道相关将不是理想的并且将需要进一步处理来准确地表征这些导频以及它们在其上被传输的信道。那个进一步处理优选地是使用匹配追踪策略执行的。
在标准中定义允许无线接收器确定在LP和EP子信道中存在的值的各种方案。这些标准指示的值被本地存储于接收器并且用内插的导频信息确定被存储在队列405中的相应的参考导频符号404。多符号相关器420接收r[n]和p[n]并且针对为到达时间测量指定的这些符号的持续时间执行相关，其在LTE的情况中可以具有十四个符号的持续时间。相关器420的输出t[n]422然后被提供给匹配追踪脉冲响应估计器430，该估计器使用匹配追踪技术估计信道脉冲响应并且输出改进的信道脉冲响应估计。更具体地，匹配追踪估计器430接收由相关器420输出的相关作为匹配追踪过程的输入并且估计器430处理相关输出t[n]422以从该相关输出t[n]422中提取信道脉冲响应信息。估计器430因此确定信道脉冲响应并且输出第一路径T第一路径432的标识从而允许到达时间估计器450确定那个路径的相对时延。到达时间估计器450可以例如在槽(子帧或帧)460的开始处建立与观察第一路径有关的时间参考482并且然后标识(从该时间参考开始计数)与第一路径相关联的样本并且从样本计数和采样速率中建立到达时间452。
匹配追踪是用于检测包含存储在字典440中的多个性质的信号的存在的有效策略。匹配追踪通过用最少的字典“字”重构信号的过程进行迭代。用于匹配追踪过程的伪码可以如下：
匹配追踪伪码
0.定义用于表示感兴趣信号的字典；
1.候选_信号＝0；
2.观察_信号＝输入_信号；
3.当停止_标准未满足时，执行：
3.1寻找工作_信号的最佳_字典_字；
3.2候选_信号＝候选_信号+最佳_字典_字；
3.3观察_信号＝观察_信号-定标的最佳_字典_字；
3.4计算停止_标准；
4.结束while。
将此框架应用于图4接收器，接收器在步骤2中将相关器输出t[n]422标识为输入_信号并且字典440是基于导频参考r[n]的。如从匹配追踪伪码的步骤3.4中明显的是，重要的是找到良好的停止标准，该标准不过早地结束并且在超出针对候选_信号建立期望的保真度水平所需要的水平之外不继续。
优选地，如由来自或者由多符号相关器420输出的未经处理的相关t[n]或者从匹配追踪处理器430输出的经处理的且经改进的多符号相关tMP[m]474的SNR度量470确定的，接收器或接收方法使用基于估计的信噪比的停止标准实现匹配追踪。针对接收器操作的初始状态，SNR度量处理器470优选地从第一多符号相关中确定初始信噪比。例如，可以从下式中确定初始信噪比：
等式3
针对随后的迭代，改进的多符号相关tMP[m]474在等式3计算中针对初始多符号相关t[n]的每个实例被优选地代入并且从那个经修改的等式中计算信噪比。此信噪度量可以被视为信号路径中的功率与非信号路径中的功率之比。
如以上所讨论的，MP-CIR估计器430优选地使用相关器420和字典440的输出实现匹配追踪以标识在接收到的信号中的这些路径和时延。在图4接收器中，匹配追踪过程优选地遵循如以上所陈述的伪码，其中，优选地基于针对每个子信道的多址访问方案构建字典440。例如，在LTE中使用的OFDM波形的情况中，每个活跃的子载波索引在FFT中优选地部分地或全部地构成字典440“字”。图4匹配追踪过程然后可以使用由这类FFT子载波构成的字典矩阵作为字典字。针对OFDM信令的字典构建如在梅克勒(Maechler)等人的“匹配追踪：LTE信道估计的评估和实现(Matching Pursuit:Evaluation and Implementation forLTE Channel Estimation)”Proc.2010IEEE Int.Symp.589-592(2010)关于电路和系统的部分III中所展示的继续进行。可以针对用于多址访问无线方案的任何类型的信号实现其他字典。在美国专利公开号2014/0269883中讨论了匹配追踪的进一步讨论和适当的字典构建，其中，公开为了所有目的通过引用以其全文结合在此，包括实现匹配追踪和字典构建。因为所产生的匹配追踪字典通常由非正交列向量组成，其很好地适用于将来的具有准正交子信道的无线标准。
其他匹配追踪策略是已知的并且还将适合于实现匹配追踪信道脉冲响应(MP-CIR)估计器430。选择这种其他策略以与相关的无线标准中的特定条件一致。MP-CIR估计器430由于其在MP策略中的简化优选地实现以上讨论的匹配追踪伪码。
将如同上文的伪代码转换成电路在本领域普通技术人员的能力范围之内。将认识到，该过程可以通过处理器中的软件来实现，或者可以在与存储器结合的电路中实现。在令人期望或有利的情况下，可以通过例如硬件设计语言将在此讨论的过程实现为硬件。可选地，上文的过程可以容易地在数字信号处理器或对通信系统中的通信信号进行处理的其他处理器中实现。本领域普通技术人员将认识到：本文中描述的接收机根据选择以实现诸如计算效率和功率效率的不同目标可以实现为硬件和软件单元的混合。
针对单一基站和单一天线接收器并且针对指定的LP或EP接收的导频符号402，流匹配追踪到达时间估计器450(图4)将提供一个到达时间(TOA)的测量。结果，单一基站将产生多个TOA测量，该多个TOA测量由至多两倍于接收器处的天线数量的许多计算组成。给定N个要求TOA测量的基站，并且针对每个基站从1到K为TOA测量贴标签，然后基于EP或LP计算针对基站n(1≤n≤N)的TOA为，
等式4TOAn,EP＝最小值(TOAn,1,EP,TOAn,2,EP,…,TOAn,k,EP,…,TOAn,K,EP)
TOAn,LP＝最小值(TOAn,1,LP,TOAn,2,LP,…,TOAn,k,LP,…,TOAn,K,LP)
TOAn＝最小值(TOAn,EP,TOAn,LP)。
等式4是可变通的。可以实现适合于不同的无线标准的针对TOAn,EP和TOAn,LP的其他公式。
图5示出了接收器的另一个实现方式，该实现方式通过修改图4接收器的匹配追踪信道脉冲响应(MP-CIR)估计器430以响应于来自时域信道估计器(TDCE)560的度量提高了在MP-CIR估计器530中产生的第一路径标识的稳健性和可靠性。MP-CIR估计器530优选地还提供第一路径到达时间或时延的更可靠的测量。图5的队列500、内插器510、相关器520、字典540和到达时间估计器550可以与图4中所展示的那些相同。例如，时域信道估计器560可以具有在美国专利号8,824,527中描述的形式和操作，该专利通过引用以其全文结合在此。
图5接收器优选地包括输出CIR估计(CIR估计[m]562)的TDCE 560或者有效地计算CIR估计的其他电路，该CIR估计是信噪(SNR)度量处理器570的输入。该SNR度量处理器优选地在由MP-CIR估计器530实现的匹配追踪伪码流程的步骤3.4中确定停止_标准_SNR[m]值。OFDM接收器符号误差率(SER)对CIR估计的准确度敏感并且优选的接收器利用此敏感度来改进匹配追踪停止标准的性能。更具体地，MP-CIR估计器530优选地使用停止_标准_SNR[m]来停止针对到达时间(TOA)测量的匹配追踪迭代，这导致了更稳健的TOA测量。此外，CIR估计[m]562优选地标识了在到达时间测量中存在的信道中的所有路径。当完成这项操作时，等式3SNR度量可以被修改以将停止_标准_SNR[m]定义为所有活跃路径的功率与由于噪声的剩余功率之比。即，
等式5
等式5通过考虑所有具有信号的路径而不仅仅是最强路径改进了SNR估计。这针对在城市无线通信部署中突出的瑞利衰落信道是尤其有利的。
在图5接收器中，度量处理器570提供优选地针对如在图2中展示的具有估计导频符号的这些接收到的符号中的每个符号计算的信道脉冲响应(CIR)估计的度量特性。优选地，度量处理器至少提供针对CIR的时间跨度的测量。TDCE 560优选地提供具有缩减的时间跨度的CIR估计[m]562，其通常约为循环前缀长度的一半，例如，在LTE标准中的72个样本。这个由TDCE 560预选择72个样本在SNR度量处理器570中提供更高的可靠性。进一步的度量优选地可以包括接收到的信噪比(SNR)和信道的功率时延分布(PDP)。因为TDCE是在正常的接收器操作过程中优选地针对每个接收到的符号重复计算的，可以定期地将这些度量提供给SNR度量处理器570以提高其准确度。图5示出了被标引为实例[n]的这些输出(512、514、522)，其中，n是整数。CIR估计[m]562和MP度量[m]572被标引为[m]，其中，m为整数，并且这指示它们可以以与用[n]标引的变量不同的速率被计算。
优选地，在SNR度量处理器570中使用来自TDCE 560的信道脉冲响应信息，以不同地实现如在以上列举的匹配追踪伪码中的步骤3.4所要求的停止标准。TDCE 560优选地针对每个接收到的符号确定CIR；MP-CIR估计器530可能不如TDCE 560确定CIR或度量处理器570更新其度量那么频繁地测量到达时间(TOA)。根据由TDCE进行的CIR测量的频率以及针对TOA测量的请求，可能令人期望的是最佳地确定如何由TDCE 560与度量处理器570对增加的测量速率求平均。优选地，TDCE 560与度量处理器570的输出被累积并且以适当的方式被求平均以便为SNR度量处理器535提供期望的输入。
MP-CIR估计器530优选地标识第一路径并且使用如以上讨论的匹配追踪建立第一路径时延或到达时间。例如，到达时间估计器550可以在槽(子帧或帧)580的开始处建立与观察第一路径有关的时间参考582并且然后标识(从该时间参考开始计数)与第一路径相关联的样本并且从样本计数和采样速率中建立到达时间552。
图6示出了另一个接收器实现方式，该实现方式提供了响应于信道脉冲响应的功率时延分布(PDP)的匹配追踪策略。图4和图5的接收器在每次无线网络请求到达时间测量时确定匹配追踪信道脉冲响应。如由等式2所展示的，确定最佳到达时间值可能要求总共2xK次到达时间计算。这个匹配追踪信道脉冲响应估计器计算的多次出现可以在移动设备的资源上做出要求。因此，减少针对到达时间确定的匹配追踪迭代和计算数量的策略在某些情况中可以是优选的。
匹配追踪信道脉冲响应(MP-CIR)估计器530在CIR的时间跨度之上使用由复值样本组成的输入确定信道的脉冲响应。复值计算对于用于均衡化的CIR是重要的，因为相位对于均衡器是重要的修正。在检测第一路径的存在的过程中，每条路径的相位较不可能影响结果。发明人已经使用比较这两种方法的模拟观察到相位比较不重要。附加的优点是通过使用实值样本降低匹配追踪实现方式中的复杂性。
图6的接收器优选地具有队列600，该队列累积了由针对到达时间(TOA)测量指定的第一天线接收的估计导频(EP)符号692。内插器610优选地对这些排队的符号作出反应以计算虚拟的EP，因此增加估计导频信息在所有排队的EP符号中的密度。图6接收器基于标准指示的信息本地地生成估计导频参考符号。替代地，接收器可以存储之前生成的EP参考符号。美国专利号8,824,527提供对生成导频参考符号的讨论并且那个专利通过引用以其全文结合并且用于所有目的。相关器620对本地生成的参考EP符号691和排队的、接收的EP符号作出反应以输出这两个信号之间的相关。到目前为止，这是与在图4中针对队列400、内插器410和相关器420描述的相同的过程。这个过程优选地针对图6接收器中的N根天线(1≤n≤N)中的每根天线被复制，其中，第N根天线被示出具有队列602、内插器612和相关器622。优化优选地确定是否这些模块602、610、620的N个物理实例将被实现或者是否分时方法是可行的那么因此更少数量的这些电路可以被提供。
优选地，以上所描述并且在图6中示出的针对EP符号的过程和电路针对LP符号696、698被复制，其中，接收器使用本地生成的参考LP信号693并且用来表示N根天线(1≤n≤N)中的每一根。图6示出第一天线具有队列604、内插器614和相关器624并且示出第N根天线具有队列606、内插器616和相关器626。
图6接收器通过计算来自对应的相关器620、622、624或626输出的信号输出的绝对值平方660、662、664和666确定功率时延分布(PDP)。该绝对值运算移除了如以上所讨论的相位信息。不像图4或图5中的相关器输出，图6功率时延分布可以被相干地求和(因为它们没有相位信息)以提高TOA测量中的稳健性和可靠性。优选地，图6接收器确定由求平均电路670接收的各种绝对值PDP测量的加权平均670。图6接收器可以使用各种加权的求平均策略中的任何策略。优选地，加权的求平均电路670使用SNR测量以确定其接收的每个功率时延分布660、662、664、666的重要性。
加权的平均模块670的输出是单一功率时延分布，该单一功率时延分布是来自针对TOA测量指定的特定基站的这些活跃路径的改进的测量。优选地，MP-PDP估计器630响应于此单一PDP估计672以在用于标识第一路径的功率时延分布上执行匹配追踪估计。以上所讨论的关于匹配追踪信道脉冲响应(MP-CIR)估计器430的优选实现方式的匹配追踪伪码、适当的字典和相关联的过程流针对MP-PDP估计器630被优选地复制，因为用于估计MP-PDP的这些性质是类似的。优选地，图6接收器确定字典640，该字典包含来自估计导频(EP)691和位置导频(LP)693参考信号与之前针对字典440和540给定的相同的方法的组合信息。优选地然后，MP-PDP估计器630对功率时延分布估计672和字典640作出反应以确定标识第一路径的功率时延分布或PDP的最终估计。到达时间(TOA)估计器650对这个最终PDP估计632作出反应以确定基站n(1≤n≤N)的TOAn的值。然后针对为TOA测量指定的剩余基站中的每个基站重复此过程。
使用图6接收器或其展示的方法由于相比于图4和图5的接收器和方法具有较少的匹配追踪计算的实例可以减少电路和计算的复杂性。
图7示出接收器的另一个实现方式。在图7接收器中，除了指出的，电路具有与针对图6接收器描述的那些类似的结构和操作并因此在此不再重复讨论。类似的编号和标识符指示此类似的结构和操作。在图7中，匹配追踪功率时延分布(MP-PDP)估计器730被展示为也响应于如从时域信道估计器(TDCE)780测量的度量。时域信道估计器780和度量处理器790可以被选择为与图5中示出的并且以上所讨论的TDCE 560和度量处理器570相同或相似。优选地，图7接收器的TDCE 780和度量处理器790至少提供信道的功率时延分布的时间跨度的测量。TDCE 780和度量处理器790还可以提供包括接收的SNR的进一步度量。因为图7接收器优选地针对每个接收的符号持久地确定时域信道估计，所以图7接收器具有可获得以提高MP-PDP估计器730的性能的这些度量。如以上关于图5接收器所讨论的，由TDCE提供的信道的度量特性可以被结合到MP-PDP估计器730优选地也实现的匹配追踪伪码的步骤3.4中使用的停止标准中。TDCE 780优选地针对每个接收的符号计算CIR，度量处理器790优选地针对每个接收的符号确定度量并且TOA测量可能会更不频繁。根据由TDCE和度量处理器进行的CIR和度量测量的频率以及根据针对TOA测量的请求，本领域技术人员可以最佳地确定如何由TDCE 780与度量处理器790平均增加的测量速率。图6和图7接收器两者以类似于在图4和图5中所展示的那些的方式从第一路径标识中确定到达时间。
针对任何TOAn的测量具有取决于进入信号的采样间隔的粒度。在LTE标准的情况下，样本之间的间隔取决于任何给定基站的带宽。在LTE中，样本之间的周期或间隔为Ts＝1/30×106秒。光在真空中在一个Ts周期内大致行进十米(即，光行进的距离等于光速乘以LTE采样周期Ts)。需要分数Ts测量以允许距离粒度(分辨率)小于十米。
图8示出了接收器配置，该接收器配置可以提供更大的到达时间和位置粒度。通过在匹配追踪估计器之后添加内插器810和其他适当的电路，图8配置可以用于在附图中示出的或者以上所讨论的这些到达时间估计器的任何到达时间估计器中，从而使得内插器可以在不同的路径之上从不同的服务器或者在不同的路径之上通过不同的天线接收多个到达时间信号。图8特别地示出了优选地被定位以接收从分别在图6和图7中示出的匹配追踪功率时延分布到达时间估计器(630、730)输出的第一路径标识(650、750)的内插器810。在图8中示出的MP-PDP估计器830对应于在图6和图7中示出的MP-PDP估计器630、730，并且第一路径处理电路850对应于并且执行与在图6和图7中示出的第一路径处理器650、750相同的功能。
匹配追踪功率时延分布估计器830将可能标识多条候选到达路径并且进一步标识第一到达路径。一旦标识第一到达路径，MP-PDP估计器830优选地标识另一条路径以及优选地最后到达路径。MP-PDP估计器830优选地在时间t第一处标识具有幅度y第一的第一到达路径并且在时间tL处标识具有幅度yL的最后到达路径。内插器810优选地实现内插方案以在时间t内插处估计幅度y内插，使得t第一>t内插>tL。例如，可以使用线性内插。如在图6和图7中替代地建议的，在第一路径处理器(650、750、850)中替代t第一使用t内插的这个新值。图8接收器可以还包括在结构和功能上与图6和图7中所示的加权的平均计算器670和770类似的加权的平均计算器870。优选地，第一路径处理器650、750、850接收并处理加权的平均处理器的输出以在标识第一路径并处理相关信息时对来自每根天线的信号进行加权。
图8接收器像在此讨论的其他接收器(包括图6和图7，尽管在此未展示)一样包含槽或子帧定位信息860并且将参考时间T子帧862提供给第一路径处理器850以确定到达时间TOA估计852。
已经描述了接收器和接收方法的各种实现方式以演示在无线网络中从指定的基站针对规定的信号测量到达时间(TOA)。如所描述的，接收器可以具有变化数量的天线并且可以使用不同的导频信号。优选地，这些接收器和接收方法对来自展现多址访问方案的无线系统的这些接收的符号作出反应。如在标准中所规定的，网络或基站可以使用这些TOA测量来进行附加的测量，这些附加的测量可以确定在由多个基站服务的网络中的接收器位置。
已经关于某些优选实施例对本发明进行了描述。本领域普通的技术人员将认识到，在不违背本发明的教导的前提下，可以对本文描述的具体的优选实施例做出各种修改和变更。因此，本发明并非旨在限于本文描述的具体的优选实施例，而是本发明是要通过所附权利要求书来定义。其他系统、方法、特征或优点对在无线接收器、网络和实现标准所要求的测量的领域中的技术人员而言将或者可能变得显而易见。

Claims (20)

1.一种在无线网络中确定到达时间的方法，所述方法包括：
在接收器处接收来自无线网络的信号，所述信号包括来自单个基站的多个正交频分复用(OFDM)符号；
从所接收到的信号中提取导频信号；
确定用于所提取的导频信号的功率时延分布；
通过对用于所提取的导频信号的所述功率时延分布执行匹配追踪估计来标识与所述导频信号相关联的第一路径；
基于所标识的第一路径来确定到达时间。
2.如权利要求1所述的方法，其中，提取导频信号包括在频域中进行梳状滤波。
3.如权利要求1所述的方法，其中，标识所述第一路径使用了位置导频信号和估计导频信号两者。
4.如权利要求3所述的方法，还包括进行梳状滤波以提取估计导频。
5.如权利要求3所述的方法，还包括从接收到的位置导频信号中进行内插以生成用于所接收的OFDM符号中的每者的虚拟的位置导频信号，根据其它所接收的OFDM符号来确定所述虚拟的位置导频信号的值。
6.如权利要求1所述的方法，还包括针对信道脉冲响应来确定信噪测量以及响应于所述信噪测量而停止匹配追踪估计。
7.如权利要求1所述的方法，还包括在多个接收到的位置导频信号与参考信号之间进行相关并且提供相关的结果作为到对所述功率时延分布的所述匹配追踪估计的输入。
8.如权利要求7所述的方法，其中，所述匹配追踪估计使用了位置导频信号和估计导频信号。
9.如权利要求8所述的方法，还包括针对信道脉冲响应来确定信噪测量以及响应于所述信噪测量而停止匹配追踪估计。
10.如权利要求9所述的方法，还包括从接收到的位置导频符号中进行内插以生成虚拟的位置导频符号。
11.如权利要求1所述的方法，还包括在两个或更多路径信息集之间进行内插以生成具有比系统采样周期所定义的粒度更小的粒度的到达时间。
12.如权利要求1所述的方法，其中，所述匹配追踪估计是使用位置导频功率时延分布和估计导频功率时延分布来执行的。
13.如权利要求12所述的方法，还包括生成虚拟的位置导频信号以及生成虚拟的估计导频信号。
14.如权利要求13所述的方法，还包括在两个或更多路径信息集之间进行内插以生成具有比系统采样周期所定义的粒度更小的粒度的到达时间。
15.根据权利要求12所述的方法，还包括：所述位置导频功率时延分布与所述估计导频功率时延分布之间的加权平均。
16.根据权利要求12所述的方法，还包括：使用虚拟的位置导频信号来确定所述位置导频功率时延分布以及使用虚拟的估计导频信号来确定所述估计导频功率时延分布。
17.根据权利要求1所述的方法，还包括：
使用匹配追踪功率时延分布估计来标识包括所述第一路径的多个路径，由此确定两个或更多组的路径信息；以及
在所述两个或更多组的路径信息之间进行内插，以生成具有比系统采样周期所定义的粒度更小的粒度的到达时间估计。
18.根据权利要求1所述的方法，还包括：指定用于到达时间测量的符号的持续时间。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述持续时间是十四个符号。
20.根据权利要求1所述的方法，其中，在执行匹配追踪估计之前，所述接收器确定两个或更多功率时延分布的加权平均。
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