CN101743731A - 用于信号发现的方法和装置 - Google Patents

Abstract

用于确定DVB-T2信号的存在和关于DVB-T2信号的信息的系统，包括：在发射机处用于提供具有有效部分的符号的装置，提供重复部分的装置，以及将重复部分相对于有效部分进行频移的装置。在接收机处，将该信号与该信号的延迟版本的复共轭相乘以恢复该符号。该符号可以被称作独特的信号发现符号。

Description

用于信号发现的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种用于改进接收信号的“发现”的方法和装置。通过“发现”来表示：确定一个信号的存在以及关于该信号的信息。

背景技术

COFDM(正交编码频分复用)技术可用于任何数字信息的传输，且为本领域技术人员所公知。简而言之，在COFDM中，数据分散在大量(一般在1000个以上)紧密间隔的载波上。这解释了COFDM名称中“频分复用”部分的含义。在每个载波上仅携带数据的一小部分，并且这极大地减少了符号间串扰的影响。

数据分布在许多载波上意味着，选择性衰落会使得一些比特被错误地接收，而其他比特被正确地接收。通过使用纠错码，其在发射机处添加额外的数据比特，可以校正多个或全部被错误接收的比特。恶化的载波之一所携载的信息被校正，因为通过纠错码而与其相关的其它信息被复用在不同部分中进行传输(并且，希望它不会遭受同样深度的衰落)。这解释了COFDM名称中“编码”的含义。

COFDM名称中的“正交”部分是指系统中各载波频率之间存在一种严格的数学关系。接收机充当一组解调器，将每个载波下变频至零频dc，接着将得到的信号在一个符号周期上进行积分以恢复原始数据。如果其他载波全部下变频至在时域上具有符号周期(t)中的全部数目的周期(cycle)的频率，则该积分过程从所有这些其它载波得到零贡献。因此，如果载波间隔是1/t的倍数，那么这些载波之间是线性独立的(即正交)。

OFDM信号的产生过程可以归纳为以下步骤。将包括一个比特流的一个串行数字信号转换为多个并行比特流。使用一种选定的调制模式，诸如二进制相移键控(BPSK)或者正交幅度调制(QAM)，这些并行比特流被映射到多个子载波。BPSK每个载波调制一个比特；在4-QAM中，存在具有相同幅度的四个载波状态，每个载波状态隔开90度，并且因此这种调制方案可以每个载波上携带2个比特。使用更高阶的QAM级别，每个载波可以调制更多的比特。

这多个已调制载波被选择成具有这种频率间隔，该频率间隔是有效符号周期的倒数，接收机将在有效符号周期上检查信号。正是通过选择与有效符号周期相关的载波间隔从而保证了载波之间的正交性。在接收机处，针对一个载波的解调器不会“看见”其他载波的调制。

现在被映射到载波上的原始输入比特流可以被看成频率系数。通过对这些频率系数进行傅立叶变换，将频域信号转换成时域信号(信号幅度随时间变化)。因此，表示调制到已调制载波组上的比特流数据被馈送进快速傅立叶反变换(IFFT)模块，其将数据变换成包括多个符号的时域已调制信号，其中多组符号被安排进多个帧，在符号之间具有合适的保护间隔。每个符号是从一组已调制的子载波产生的。

通常，OFDM信号内的符号的“频率”被描述成所使用的那组载波中的最低载波或中心载波。当然，在实际中，OFDM信号是由这多个载波形成的、幅度随时间变化的信号，如上面所述的那样。尽管如此，用这种方式来描述符号的“频率”仍是有用的，尤其在下面所描述的DVB信号的背景中更是如此。

本发明是在接收所谓的DVB-T信号的背景下以及通常被称为DVB-T2的这种信号的第二代的背景下进行描述的，DVB-T信号是根据陆地电视数字视频广播标准的信号，该标准定义在欧洲电信标准ETS 300 744中。关于所提到的DVB-T2信号的信息可以在从数字视频广播联盟可公开获得的文档SB 1644r1“DVB-T2 Call forTechnologies”查得。然而，本发明并不局限于与这种信号一起使用，而是可以用在使用OFDM(正交频分复用)、FDM(频分复用)或的其他多载波传输系统中，或者可用于除了在例如移动电话、无线网络或者电力通信等电信中通常所使用的那些信号之外的、在广播中被更为广泛地使用的信号。

数字电视系统在规划的频段内使用。这些频段被分成多个射频(RF)频道；例如，在欧洲用于电视广播的UHF频带中，这些频道标定为8MHz宽。这种规划的结构源于模拟电视时代，并且在将模拟传输(写成标准，一个国家的标准与另一个国家的标准可能不同)和数字传输写成DVB-T标准时，可以发现二者共享频谱(虽然当然不在相同地区的相同频道中)。因此，可以说，在某个位置，模拟服务A占据射频频道m，而数字服务B占据射频频道n，等等。

频谱规划的技术在于：通过这样的方式在不同地区将RF频道指派给服务，从而避免服务之间的过分干扰且同时使服务的数目达到最大。实际上，会另外使用其它手段：有时候，故意将传输在频率上进行偏移(很小的量，频道宽度的分数)，以便在特别困难的互扰情况下获得某种额外的保护。这些偏移可以取各种各样的值，最大为0.5MHz的量级。现在，考虑当在某个位置第一次安装接收机时所面临的问题。不“知道”当地使用哪些RF频道，也不“知道”服务的类型和名称。当今，可能的服务数量是如此巨大以至不可能要求由用户来人工调节，因此，必须由接收机自身来发现信息。它通过“扫描”频道，轮流试探每个RF频道以查看任何存在的内容，来执行这一点。一旦找到信号，它接着提取可获得的任何信息并将其存储起来，以供稍后以某种用户友好的形式呈现给观众。

如果找到一个模拟频道，则从电文信号中(如果有电文信号存在的话)提取服务名称(例如“BBC 1”)。如果找到一个DVB-T复用信号，则关于它承载的若干服务的信息可以被类似地提取和存储。这听起来很简单，但是实践中对于正在等待新接收机开始工作的观众来说可能是难熬的漫长。当新购买的接收机被安装在某个固定位置仅需要执行一次时，这可能不是严重的问题。然而，实际上扫描并不是一次性的。当大量服务挤入一个地方可用的复用时，经常会发生服务的某种重排从而必须重新进行扫描。而且，随着更便携的电视机以及除电视机之外的用于TV接收的其它设备(例如膝上型计算机)的使用的增长，无论何时位置发生改变都必须执行重新扫描。

该处理过程比期望的冗长的多，部分原因在于DVB-T信号的设计。它包含广播设备/复用操作员可以选择的许多选项，目的是针对具体的覆盖情形来优化性能，其包括只能通过试误法(trial anderror)来发现的某些选项(两个FFT点数2k和8k，以及一系列保护间隔的分数)，因为直到它们都正确为止，才能进行解码。接收机必须在每个RF频道上进行这种尝试，并且针对可被应用到标称频率的每个可能偏移来进行这种尝试。

在接收机中尝试所有的DVB-T选项的过程可以通过一定程度的并行化来大大地加速，如在我们的公开的专利申请EP-A-1 406 402中所描述的那样，但这只有在可能组合的数量比较小时才切实可行。很可能出现下面的情况：DVB-T2的发展将引进更多的广播设备选项(例如更大的快速傅里叶变换FFT点数)，以及接收机未来将面临需要扫描包含模拟TV、DVB-T和DVB-T2信号的一个频带(或多个频带)。因此，接收机必须在每个RF频道中测试上述三个信号中的任意信号是否存在。显然，扫描的时间将会变得更长，避免这变得过分的唯一办法是不论它有多少选项，至少确保频道是否包含DVB-T2的测试可以被快速做出。

已经认识到需要改进广播信号(诸如DVB-T2)以包含某些专用于信号发现的特征，即对于DVB-T2而言是唯一的特征，同时使引入这种信号特征所带来的负面效应达到最小。如果这可以快速地操作(比针对DVB-T的可能情况更快)，则引入DVB-T2将不会对整个扫描时间产生那么严重的影响。然而，增加这种特征不会严重减小DVB-T2的数据容量也很重要，DVB-T2的目标之一是比DVB-T提供更大的容量。如果该信号特征可以执行其它任务以及信号发现，且没有性能折衷，则这将对这个目标起到帮助作用。

发明内容

在现在将进行参考的下面的独立权利要求中，在不同方面定义了本发明。在从属权利要求中，阐述了有利的特征。

下面，参考附图描述了本发明的优选实施例。该优选实施例采取DVB发射机、接收机和系统的形式，其被安排为使用修改的DVB信号，该修改的DVB信号包含具有与周围数据符号潜在不同的特征的符号。我们将这种符号称为“独特的(unique)信号发现符号”(USDS)。该独特的信号发现符号可以用于若干目的：(i)它标识具有DVB-T2格式的信号(此处被称为“信号发现”)；(ii)它能够确定粗的频率偏移；(iii)它用于指示帧的开始。

在OFDM中，每个数据符号都有其自己的“保护间隔”(其中，符号末尾的信号波形是同一符号开始处的波形的重复)。实践中，可以方便地将被传输的符号看作两部分：保护间隔和随后的有效符号，其之所以被这么称呼，是因为在正确对准的接收机中，FFT窗就是在该时隙内。通过使用保护间隔，初始定时的准确度只需要确保采样来自于同一个符号。类似地，优选的实施例的独特的信号发现符号具有这种保护间隔，但是具有小而重要的改变，也即对该独特的信号发现符号的第二“保护间隔”部分应用频移。

在用来接收具有这种USDS的OFDM信号的接收机中，在保护间隔相关(GIC)过程中需要一个互补频移。该频移必须被恰当地选择以将信号和接收过程二者的特征联系起来。稍后，将详细地描述对频移的选择。

在USDS信号的第二个部分中的频移以及在接收机处在相关过程中的互补频移的使用，避免了各种问题，诸如：(i)严重的CW干扰的存在；(ii)传播频道中的某些畸形但实际存在的例子；以及(iii)针对USDS符号和主要的数据符号使用同样的FFT大小的情况，分辨出USDS符号。

为了在信号发现的第一步中，保留测量精确(fine)的频率偏移的能力，优选的实施例通过使用3部分版本的USDS，扩展了USDS的好处。

附图说明

现在，将仅仅通过举例的方式并且参考附图来描述本发明的实施例，在附图中：

图1是可以具体实现本发明的公知的DVB发射机的示意性框图；

图2是可以具体实现本发明的公知的DVB接收机的示意性框图；

图3是具有独特的信号发现符号(USDS)的OFDM信号的表示；

图4是适于接收图3中的信号的接收机或部件的示意性框图；

图5是根据本发明的第一实施例的具有独特的信号发现符号(USDS)的OFDM信号的表示：

图6是适于接收图5中的信号的接收机或部件的示意性框图；

图7是具有根据本发明的第二实施例的具有独特的信号发现符号(USDS)的OFDM信号的表示；

图8是适于接收图7中的信号的接收机或部件的示意性框图；

图9示出危险时延的影响；以及

图10是备选接收机布置的框图。

具体实施方式

优选的实施例被实现成DVB发射机、接收机以及相应的系统。为了能够理解本发明，首先参考图1和图2描述了DVB-T发射机和接收机的原理。参考图3和图4，描述了USDS符号的基本结构以及用于接收包含这种符号的这种信号的功能部件。然后，参考图5和图6描述了具有USDS符号的本发明的第一实施例和用于接收这种信号的部件。参考图7和图8，描述了USDS符号的第二优选实施例和用于接收这种信号的部件。图9示出所谓的危险延迟的影响以及该实施例如何在这个方面做出改进。最后，图10示出另一可能的接收机布置。为了避免重复，参考图1和图2所描述的发射机和接收机的部分在后续附图中不再被详细描述，但是为了避免出现疑惑，本发明可以被具体实现在图1和图2中所示出的类型的发射机和接收机中。

DVB-T发射机

图1是发射机10的框图，该发射机10用在欧洲电信标准ETS300744中所定义的陆地电视数字视频广播标准(DVB-T)(此后被称为“标准”)中。为了获得更多细节，应当参考该标准；以下描述是通过概述的方式用于说明本发明的目的。

发射机通过输入端12接收来自合适信号源的视频(V)、音频(A)和数据(D)信号，并且这些信号被应用到MPEG-2编码器14。MPEG-2编码器包含独立的视频编码器16、音频编码器18和数据编码器20，这些编码器提供分组化(packetised)的基本流，这些基本流将在节目复用器22中进行复用。通过这种方式，获得了针对不同节目(也即所谓的广播频道)的信号，并且这些信号在传送流复用器24中被复用成一个传送流。虽然出于本说明书的目的，将这些看成了发射机的一部分，但是直至复用器24的这些部件通常将位于演播中心处。传送流复用器24的输出包括188字节的分组，并且被应用到扰码器26以使能量分散，在扰码器26中，该信号与端子28处所接收的二进制伪随机序列(PRBS)生成器的输出相合并。扰码器将能量更为均匀地分散在射频(RF)频道中。接下来，MPEG-2编码、复用以及扰码将不再赘述，因为它们对于理解本发明而言已无关系。

现在，信号被应用到频道编码部分30，其一般被称为前向纠错器(FEC)，并且包括四个主要部件，即外编码器32、外交织器34、内编码器36和内交织器38。

现在，这些将被描述。两个编码级32，36可提供一定程度的冗余以在接收机处实现纠错。两个交织级34，38是针对接收机处的相应的去交织器的必要的先驱，从而打乱突发错误以使得纠错更为有效。

外编码器32是一个Reed-Solomon(RS)编码器，它处理以188字节为分组的信号，并给每个分组增加16个错误保护字节。这样可以允许纠正204个字节的接收字中的多至8个随机的错误字节。这被称为(204，188，t＝8)Reed-Solomon码。这可以通过使用RS(255，239，t＝8)的编码器实现成为截短码，但是其中前51个字节被置零。

外交织器34在分组结构内按字节方式来实现Forney卷积交织运算，并且将传输频道所引入的突发错误分散在较长的时间上，因此它们超过RS编码容量的概率很小。在交织器之后，虽然一个分组的第n个字节仍位于第n个字节的位置，但它通常在不同的分组内。这些字节连续分散在12个分组上，因此一个输入分组的第一个字节进入第一个输出分组中，该输入分组的第二个字节在第二个输出分组中传输，依次类推，直至第12个分组。下一个字节再次进入第一个分组中，并且在这之后每第12个字节如此重复。由于一个分组包含204个字节，并且204＝12×17，所以在外交织后，一个分组包含17个来自同一原始分组的字节。

内编码器36是一个打孔卷积编码器(PCC)。基于具有64种状态的编码率为1/2的母卷积码，系统容许一个范围内的打孔卷积码。

根据该标准的内交织器38被实现为两级处理，即按比特进行的交织以及随后的符号交织。两者都是基于块的。然而，首先，如下所述，取决于是使用了QPSK(正交相移键控)、16-QAM(正交幅度调制)或是64-QAM，输入比特流被分为2，4或6个子流。每个子流单独进行比特交织，并且接着所有的流进行符号交织。

在2k模式中，比特交织器使用对应于有用数据的OFDM符号的十二分之一的比特交织块大小，并且在8k模式中，使用OFDM符号的四十八分之一的比特交织块大小。下面，解释这两种模式。

取决于使用的是2k还是8k模式，符号交织器将2、4或6比特字映射到1512或6048个有效载波上。符号交织器这么做的目的在于打乱符号内的2、4或6比特组。这是通过将符号写入存储器并以与它们被写入该存储器的次序相比的不同的回传(permuted)次序读出2、4或6比特组来实现的。

最后，该2、4或6比特组被应用到映射器46，基于所使用的模式，根据QPSK、16-QAM或64-QAM调制对这些比特进行正交调制。(QPSK调制也可称为4-QAM。)图9示出了标准的星座图。应该明白，这要求1、2或3个比特在X轴上而1、2或3个比特在Y轴上。因此，当在扰码过程中参考2、4或6个比特时，实际上扰码被应用到实部的1、2或3个比特或者虚部的1、2或3个比特。

现在，在帧适配器48中，信号被组织成帧，并被施加到OFDM(正交频分复用器)编码器50。每个帧包括68个OFDM符号。2k模式中，每个符号由1705个载波构成，或者8k模式中，每个符号由6817个载波构成。使用2k模式作为例子，替代在单个载波上连续地传输1705个比特，这1705个比特被组装在1705个载波上并且同时在1705个载波上传输。这意味着每个比特能够传输更长的时间，这结合保护间隔的使用，避免了多径干扰效应，并且至少在8k模式中允许创建单频网络。

每个符号的持续时间(也即符号周期)由一个有效或有用符号周期和所述保护间隔组成。相邻载波之间的间隔是有效符号周期的倒数，因此满足了载波间的正交条件。保护间隔是有效符号周期的一个预定的分数，并且包括该有效符号的循环延续部分(cycliccontinuation)。

该预定的分数是1/4、1/8、1/16和1/32。对于2k模式，总的符号持续时间在250ms量级，对于8k模式，总的符号持续时间在1ms量级。

OFDM编码器50本质上由一个快速傅立叶反变换IFFT电路52和一个保护间隔插入器电路54组成。OFDM编码器的构成对于本领域技术人员是公知的。

参考P.Shelswell的主要关于OFDM的英国广播公司研究和发展报告BBC RD 1996/8“The COFDM Modulation System”，以及参考Stott，J.H.1997年的论文“Explaining some of the Magic of COFDM”，Proceedings of the 20^th International Symosium，Montreux 1997，第341页到350页，其描述了前向纠错器中的各种部件与OFDM编码器如何进行协作以提供一种非常有优势的编码系统。

最后，信号被施加到数模转换器56，并且从那里被施加到发射机‘前端’58，包括发射机功率放大器，并且以无线电频率的形式从天线60进行辐射。

DVB-T接收机

接收机的结构包括与发射器中的部件对应的但顺序相反的部件。在图2中的框图中以简化的形式说明了一般化的DVB-T接收机100，其中与本发明不特别相关的一些单元被省略了。

在接收机100中，由天线102接收模拟RF信号，并且其被应用到调谐器或下变频器104，从而构成了接收机前端，在那信号被降低到基带。来自调谐器的信号被应用到模数转换器106，模数转换器106的输出形成了给OFDM解码器108的输入。OFDM解码的主要构成部分是快速傅里叶变换(FFT)电路，在发射机中的FFT电路与此处的FFT电路相反。该FFT接收多载波传输的信号，该多载波传输的信号在每个载波上每个符号周期传输一个比特，并且将它转换为每个符号周期具有多个比特的单个信号。保护间隔的存在加上与总的传输比特速率相比相对较低的符号速率，使解码器具有高度的抗多径失真或干扰的能力。

如本领域技术人员所公知的，提供适当的同步。特别地，同步电路将从ADC 106和FFT 108接收输入，并提供输出给FFT，并且为了进行自动频率控制提供输出给调谐器104。

然后，OFDM解码器108的输出被应用到频道均衡器110。它估计频道频率响应，接着将输入信号除以该估计的响应，以输出经均衡的星座图。

现在，信号被应用到电路112，电路12组合了频道状态测量功能和对正交调制星座图的解调或解映射功能。通过选择最靠近实际接收的星座点的标定星座点，解调将信号从QPSK、16-QAM或64-QAM转换回简单数据流；这些实际接收的星座点可能在传输频道中遭受某些失真。同时电路112估计解码后的星座点真实代表它们原始要表示的星座点的可能性或确定性水平。结果，向每个已解码的比特分配可能性和置信度值。

现在，度量分配和解映射电路112的输出被应用到纠错器块120，其利用了发射机中的前向纠错器30中所引入的冗余。纠错器块120包括：内去交织器122、软判决维特比(Viterbi)解码器形式的内解码器124、外去交织器126、以及外解码器128。

内去交织器122提供基于符号的去交织，其简单地反转发射机中的内交织器38中所引入的交织。这趋向于打散突发错误从而它们被Viterbi解码器124更好地纠正。内去交织器首先打乱符号内的2、4或6实和虚比特组(也即每个中的1、2或3)，然后提供以块为基础的比特去交织。比特去交织被单独应用到该2、4或6子流。

现在，信号被应用到Viterbi解码器124。该Viterbi解码器充当解码器用于对发射机处的打孔卷积编码器36所引入的编码进行解码。打孔(当被使用时)已经导致除去了某些被传输比特，并且在Viterbi解码器的输入处这些比特被指示0与1之间的中间值的码字所代替。这一过程可以通过给该比特一个最小可能性值来完成。如果不存在正好介于0和1之间的最小可能性码字，那么增加的比特会交替地给予针对0的最小值和针对1的最小值。Viterbi解码器利用了软判决输入，其是代表0或1的可能性的输入，并将它们和历史信息一起使用以确定卷积编码器的输入更可能曾是0还是1。

现在，来自Viterbi解码器的信号被应用到外去交织器126，外去交织器126是在每个分组内按字节进行工作的卷积去交织器。去交织器126反转发射机处的外交织器34的操作。同样，这用于打散任何突发错误从而使外解码器128能更好地处理它们。

外解码器128是一个自身为大家所公知的Reed-Solomon解码器，它可从接收的204个字节的分组中生成188个字节的分组。每个分组可以纠正高达8个随机错误。

Reed-Solomon外解码器128形成了纠错器块120的最后单元，来自Reed-Solomon外解码器128的信号被应用到移除能量分散级130。其在输入端132接收伪随机二进制序列，并使用它来反转发射机处的能量分散扰码器26的动作。从这，信号传到MPEG-2传送流解复用器134。一个给定的节目被应用到MPEG-2解码器136；其他节目在138处被分离出去。MPEG-2解码器136分别解码视频、音频和数据以在输出140处提供基本流，其对应于图1上的输入12处的基本流。

独特的信号发现符号

现在，将参考图3和图4，描述与上述DVB发射机和接收机布置一起使用的独特的信号发现符号的一般原理。

当前描述的布置会插入单个OFDM符号(包括OFDM的常规保护间隔扩展)，其具有潜在不同于周围的数据符号的特征。如前所述，在此将这种符号称为“独特的信号发现符号”(USDS)。

按规则间隔插入USDS，并且可以将USDS看作是用于标记一个帧的开始。假设，它是基于单个固定的FFT点数N_USDS，而数据符号具有FFT点数N_D和保护间隔分数Δ_D，取决于广播设备当前所选择的特定模式，N_D和Δ_D每个都可以取若干可能值中的一个。通过将USDS保持为单一格式，而数据符号可改变，接收机仅需要搜索该单一USDS格式(不像DVB-T接收机以前那样必须串行或并行地执行多个搜索)。

这在图3中进行了说明，图3示出如何在一个帧的最后一个数据符号与下一个帧的第一个数据符号之间插入USDS。完全出于说明的原因(该说明稍后在本文档中将变得更加清楚)，不同大小的OFDM符号的保护间隔被示出为处于该符号的末端(而更为常见地是将其看成是OFDM符号的第一部分，从而匹配它的另一名称循环前缀)。不同之处在某种程度上是出于主观性：关键在于使用任何一种解释，符号的第一部分和最后一个部分(均是保护间隔长度)在发送时是相同的。USDS被用于标记一个帧的开始，从而紧跟在后的数据符号D₁是该帧的第一个数据符号，而紧接在其前面的符号是前一帧的最后一个数据符号。每个数据符号有它自己的OFDM保护间隔(其中，符号末端处的信号波形是同一符号的开始处的波形的重复)。USDS本身可以看成具有两个部分，A和B，其中B是A的保护间隔，并且因此是A中的信号的重复。

从开始处开始，USDS的B部分中所传输的信号与A部分中所传输的信号相同。如果Δ_USDS小于1，那么B与对应的A中的第一部分相同；如果Δ_USDS等于1，那么B与A整体上完全相同；以及如果Δ_USDS大于1，则B包括A的多个完整重复和一个可能存在的部分重复。

第一接收机处理步骤的关键目的是信号发现，也就是仅仅是尽可能快地检测关于信号的某种信息，其指示正被检查的射频频道有可能(或不可能)包含这种信号。不论是否存在未知的频率偏移，这都必须是可能的，该未知的频率偏移包括发射机处的任何有意偏移与接收机调谐错误的组合。这是通过应用众所周知的保护间隔相关(G-IC)技术，使用刚才所描述的USDS来实现的，该保护间隔相关(G-IC)技术被普遍使用以在接收OFDM信号时获得初始时间同步。保护间隔的存在意味着符号中隔开FFT长度的点之间有强的相关性，在如图3里的USDS符号的情况下该FFT长度是T_A。在发送机处，在USDS内的隔开TA的点处的信号正好相同。在接收机处，这两个点处的信号也应相同，除非频率偏移的存在造成复平面的旋转使第二个点与第一个点不同。

这是图4所示的检测方法的关键线索。接收信号经过一个长度等于T_A长的延迟，然后输入和延迟的输出一起相乘(已经先取了它们之一的复共轭)。哪一个进行共轭的选择是任意的；其仅仅使结果产生微小的差别(它反转了针对特定的频率偏移所观察到的旋转方向)。接着对乘法的输出进行滤波以减小噪声程度。通常选择一个动平均滤波器(running-average filter)(因为其脉冲响应的形状，有时称为“大礼帽(top hat)”滤波器)，它的长度可明显地选择成与保护间隔长度相匹配，也即在我们的例子中为T_B。滤波器的输出包含一个幅度基本上是三角形(沿着它的基底的总长度为2T_B)的脉冲，其对应于USDS的存在。这个脉冲的幅角与频率偏移相关。

幅角随着频率偏移线性增加，当偏移增加与所讨论的OFDM符号的载波间隔相等的量时，幅角完成一个整周期的旋转(2π弧度)。由此得出，虽然幅角可以形成用于确定精确的频率误差分量(载波间隔的分数)的方法的基础，但是粗略的频率偏移(“多少个载波？”)必须以另外的方式来确定。

在别处(并且一定程度上也增加了脉冲的斜率)存在类似于噪声的复信号。这部分是产生自接收机噪声，但主要是产生自不直接相关的OFDM信号的部分之间(也即在一个符号的部分与另一个符号的部分之间)的随机相关性(有点类似于噪声)，以及当数据符号具有不同于USDS的FFT长度时，还产生自相同数据符号的两个部分之间的随机相关性。

在滤波前，乘法器的输出具有的幅度和原始信号的功率包络相等(在T_B长的时间段内，当来自A和B的相应采样出现在它的输入端时)。对于一般的携带随机数据的OFDM符号，这将与噪声相似，但具有与矩形脉冲相对应的基本均值(mean)。在我们的USDS的情况下，包络是通过我们选择A中的信号来限定的。

如果USDS和数据符号具有相同的FFT点数，则G-IC处理针对每个OFDM符号、USDS或数据产生一个脉冲，其长度取决于各自的保护间隔。也即，如果数据符号保护间隔的长度大于USDS保护间隔的长度，并且因此也大于动平均滤波器长度，那么对应于数据符号的脉冲将会有平坦的顶部。(动平均滤波器长度决定了倾斜坡的长度)。

如图4所示，在左边馈入接收到的复基带信号，在右边的输出是其幅度包含对应于每个USDS符号的三角脉冲的复信号。为了产生脉冲，复数乘法器的哪个输入被共轭的选择是任意的。因为图4中的保护间隔相关器产生了其幅度是三角形的(复)脉冲，它可以用来检测是否存在USDS，而与频率偏移无关。因此，(a)用来检测包含USDS的信号的存在性和(b)检测帧的开始的这两个功能，都可以通过这个相对简单的电路来实现。

关于被传输以用作USDS的OFDM信号的属性，我们还没有讨论太多。对于信号发现的目的，迄今为止我们仅描述了在OFDM载波上发送什么复幅度实际上并不重要。显然，对于其它目的，它确实重要，这里我们无需太详细地考虑这些其他目的。

接收机需要确定粗略的频率偏移，我们假设初始频率偏移在-f_ERRMAX到f_ERRMAX的范围内的任意值。为此，在USDS符号中使用的载波数量将减少(和数据符号相比)，使得f_ERRMAX粗略地从频谱的每个边缘进行修整(trim)。这保证了，不管初始频率偏移是多少，所有的USDS符号载波都将位于接收机通带内。如果已经通过G-IC处理定位了USDS，则接收机接着按常规方式使用FFT来对USDSOFDM符号执行近似的解调。接收到的载波的位置(通过FFT检测到的)接着可以与期望值进行比较，并且因此估计频率偏移。

因为多径的存在(其很可能具有超过TA的持续时间，在这些模式下对数据符号将使用长的FFT)，将存在显著的从紧接着其的前一个数据符号对USDS的串扰，并且因此使用USDS将只可能传送很小数量的比特。实际上，这个小数量的可能的频域序列用作高冗余编码和调制系统的码字。

可被传送的“严格受限的信息”被用来指示哪个小数量的可能的FFT点数被用于和USDS符号一起组成信号帧的数据符号。

接收机处的处理过程可以概括为：

·利用图4中的G-IC方法寻找USDS；

·如果没有找到USDS，则在该射频频道上没有期望类型的信号(例如DVB-T2)；

·如果找到了USDS，则注意它标记帧的开始，并且USDS的位置现在已知道

·利用FFT点数N_USDS来解调USDS；

·将USDS载波幅度和期望值进行相关，以估计粗略的频率偏移；

·更详细地解调USDS以获得信令，其指示数据符号的FFT点数ND；

·利用图4中的G-IC方法，但是需要调整到所指示的数据符号的FFT点数N_D；

·可以从得到的G-IC脉冲之间的时间段来确定数据保护间隔；

·开始解调主数据符号；

尽管已经将USDS描述为一种常规的保护间隔OFDM符号(虽然具有特殊的参数)，但是应该明白，它可以被附加了类似保护间隔(部分)的重复部分的任何合适的时域序列所替代。当然，这种序列必须具有恰当的频带受限形式以与OFDM符号占用的宽带相匹配，一旦有效载波的数目被设定，则这种序列的频谱自然就在很大程度上被限定。通过使用点数等于序列长度(不包括G-I扩展)的FFT，可以将时域中限定的这种序列转换到频域。接着，频域系数将给出完全相同的序列的替代的OFDM形式的定义。这两种方法实际上是完全等效的。关键特征是保护间隔的添加使得允许使用保护间隔相关处理来定位脉冲。

一种可选的时域方法插入一个已知的时域序列。接着，接收机将接收到的信号和该已知序列的保存版本进行相关，因此当找到所插入的序列时将会有一个相关峰。这个峰的“锐度”取决于所插入序列的自相关函数；因为(强制性的)频带限制，所以该峰将基本上也是有限的。这种方法的缺陷是，一旦由于接收机调谐错误以及任何有意的发射机频率偏移的组合效应，接收信号在频率上发生了偏移，则不再会探测到清晰的相关峰。恶化的确切形式将依赖于取决于所选择的序列。

刚刚描述的基于保护间隔相关的使用的布置存在一些限制，本发明的新实施例将解决所有这些限制。如果数据符号的FFT点数ND的范围包括用于信号发现符号的相同点数N_USDS，则一个限制就出现了。当N_D等于N_USDS时，保护间隔相关器将会针对每个符号、数据或信号发现给出一个输出脉冲。因此，在这种情况下，需要另外的某个特征来识别它们中的哪个对应着USDS。这将占用更长的时间，尽管与它的出现相比可能不那样严重，因为至少其已经正确地识别了存在数字电视信号。如果它是DVB-T2，则我们将希望接收机花费必要的时间来解调足够的数据以提取想要的服务名称信息。令人讨厌的是接收机不能简单地使用单一算法来获得期望的结果。

更令人不快的问题是，如果N_USDS对应于DVB-T中所使用的FFT点数之一，则：

·在DVB-T存在的时候，将会针对每一个符号出现响应；

·在DVB-T2存在但是N_D等于N_USDS时，将会针对每一个符号出现响应；

·在DVB-T2的其它模式的情况下，仅会对USDS出现响应。

这个过程不再那么容易阐明。我们想要的是关于DVB-T2的独特指示。

当接收信号还包含CW干扰时，将出现关于保护间隔相关的另一个基本问题，其将在稍后进行讨论。

另一个缺陷涉及在传播频道包含除了第一延迟路径之外的一个或多个延迟路径下的某些“危险的”延迟值(一个实际例子是单频网络(SFN)的使用，选择COFDM使得其成为可能)。一个简单的例子出现在任何任意的重要幅度存在一个传播路径相对于第一路径的延迟等于T_A的情况下。

在这种情况下，对所有数据符号(假设选择其属于具有较长的符号和长保护间隔的模式，因为如果不是这样，不可能希望数据信号解调能够处理这样长的路径延迟)，在直接路径分量(在相关器延迟单元的输出处)和延迟路径分量(在相关器延迟单元的输入处)之间将存在完美的相关性。结果是，相关器输出将会包含加噪的直流偏移，这将淹没想要的相关脉冲。图9示出了这一点。

当存在两条路径(第二条路径是第一条路径的反转，且相对延迟等于T_A)时，会出现另一个更特定的特殊例外。现在，取决于USDS保护间隔的长度，输出G-IC脉冲的大小将会减小。当G-I也是长度T_A时(也即保护间隔为100％)，相关器将根本没有(想要的)输出。很清楚，这些不同的“危险”效应有可能(虽然可能很稀少)出现，因为作为追求效率的一部分我们将努力保持T_A相对较短，这意味着它很容易小于我们设计的目标频道范围，例如DVB具有的一种模式为8K FFT而G-I分数Δ_D等于1/4。这意味着系统被设计用于无错地处理长度是2K采样的频道范围。已经注意到，甚至将USDS FFT选为2K已经是边缘的(marginal)，更早之前我们考虑了假设DVB-T2提供相对DVB-T所提供的可能频道范围的适度扩展。

具有频移的独特的信号发现符号

为了克服以上讨论的关于独特的信号发现符号的普通情况下的各种问题，对USDS进行了重大更改，现在将结合图5和图6的第一实施例进行示出和描述。该重大更改在于：USDS的第二部分(即图5中的B)被改变，使得其是USDS A的至少第一部分的经频移的拷贝。

假设，频移为f_SH，则B就是A简单地乘以e^j2πfSHt。显然，USDS看起来不再像常规的OFDM符号。将适时地讨论f_SH的选择。显然，频移可以如数学描述的那样通过乘以A中使用的时域信号来实现。然而，如果f_SH能够被选择为取整数个USDS符号载波间隔，则实现将更简单。

就像A的波形是通过使用FFT由期望的频域系数来形成的一样，B是用同样的方式通过使用完全相同的频率系数但是频移恰当数目的载波位置来得到的。

因此，我们有两种可选的可能实现用于将频率移动应用到符号的重复部分。在第一种实现中，以产生数据符号一样的方式由IFFT模块产生USDS符号，其中IFFT模块接收定义USDS符号的载波系数。接着，得到的USDS符号的重复部分的数字表示被频移。数据符号没有按这种方式进行频移。从概念上讲，它可被看成获得了符号流(包括数据和USDS符号)，但是仅将频移与USDS符号的重复部分相乘。在第二种实现中，通过储存USDS符号的频率系数并接着在IFFT模块之前将所有系数移动特定数目的载波，获得USDS符号的延迟部分的频移。这两种实现可获得相同结果。

经频移的部分在时间上可先于无频移的部分偏移，或者经频移的部分在时间上可跟在无频移的部分之后。这两种可选方式也获得相同结果。

接收机的处理几乎与前面所描述的相同，但是有一个关键的不同。为了对此进行解释，考虑如果图4中的接收机被无改变地使用时将会发生什么。在A和B的相应部分都出现在其输入处的时间段期间，复乘法器的输出现在将乘以用于将B相对于A移动的复频率(tone)。取决于乘法器的哪个输入应用了复共轭，它将会上移或者下移f_SH。在图4所示的例子中，共轭被应用到经延迟的输入。在A出现在延迟的输出时，延迟的输入将包含B。接下来，在这种情况下，因为A被共轭，所以乘法器的输出将出现已经被向上频移f_Sh，，即乘以e^j2πfSHt。接下来，依次简单地通过将乘法器的输出乘以e^-j2πfSHt，我们将馈送给滤波器的信号返回到被传输的信号被改变之前的样子。接下来，在没有干扰和“危险的”延迟值的情况下，新的方案和现有技术的方案将会产生完全同样的结果，并且将与所想的那样产生关于USDS的存在和位置的指示。

图6中示出了一种可能的接收机的处理布置。额外的乘法器将被同样放置在共轭乘法器之前；取决于两种可能的这种位置中哪一种被选择，接着将必须恰当地乘以e^j2πfSHt或者e^-j2πfSHt。这是因为该乘法过程是可以互换的，并且因此频移可应用在共轭乘法之前或者之后。

在没有所描述的频移的情况下，如果信号的任何部分使用同样的FFT点数N_USDS(其被用于信号发现符号)，则该布置可能遭受错误检测。然而，通过使用本实施例，所传输的用于USDS的信号通过应用到B部分的频移而发生修改，而数据符号没有被修改。当数据符号(具有和USDS一样的FFT点数)是图6中的检测器的输入时，第一共轭乘法器的输出将给出无频移的相关，就像没有频移的布置中那样。然而，接着在被滤波之前，遭遇第二乘法器所施加的频移-f_SH。如果选择f_SH和动平均滤波器的长度相关联，使得后者包含整数倍的f_SH的循环周期，则接下来通过动平均滤波器的作用，不期望的错误检测脉冲被取消。

在该处理过程中动平均滤波器是一个重要步骤。为了理解动平均滤波器如何移除不想要的信号，将延迟、复乘法器和频移的输出考虑成经时间调制的复信号(其具有两个坐标轴上的分量)。在求时间平均的周期上的任何噪声将被降低到零。显然，尽管如此，但是在求平均周期上执行一个或多个完整的相位角度旋转的任何波形也将朝着零减少(因为在求平均周期上，在每个坐标轴上存在相等且相反的贡献量)。这正好是在接收机处应用频移时在数据符号(其在发射机处未被频移)上发生的事情。当接收正常数据符号时，延迟、复乘法器和频移的输出是复波形，其在对应于f_SH的周期上发生相位角旋转。结果，这朝着零减小，因为在对应于f_SH的周期上，在所有相位方向存在相等且相反的贡献。相反，尽管如此，但是USDS符号(其在发射机处针对重复部分进行了频移)产生的延迟、复乘法器和频移的输出是类似脉冲的波形，其在对应于f_SH的周期上不发生相位角旋转，并且因此产生了来自动平均滤波器的输出。由于动平均滤波器的输入近似是方形脉冲，所以动平均滤波器的输出近似是三角形的峰。

例如：若令T_A＝T_B，从而USDS具有100％的保护间隔，并使动平均滤波器匹配成也具有长度T_B，则f_SH可以选取成符号A的载波间隔的任意整数倍。这样，我们使USDS真正地相对于其它符号是独特的。

本发明的实施例避免了CW干扰的问题。这使得复-DC常数值出现在第一共轭乘法器的输出。使用本实施例，假设如上面已经描述的那样(为了抑制错误检测)，f_SH和动平均滤波器的长度相关，则这转变成复指数e^-j2πfSHt，其正好被动平均滤波器平均掉。

本实施例还避免了“危险的延迟”问题。通过类似于上面两种情况的方式进行的频移和动平均滤波器的组合作用，这些不期望的“危险的延迟”的影响也基本上被消除。图9中所图示的情况示出相对于第一路径分量延迟了T_A的第二路径分量的存在导致“保护间隔相关器”的输入和输出处出现相关分量，并因此导致相关器输出不希望的“有噪DC”输出。然而，在我们提出的方案中，这被乘以e^-j2πfSHt并接着被动平均滤波器平均掉(以如上述相同的方式，也即DC分量变成在对应于f_SH的周期上相位角进行了一个或多个完全旋转的信号，并且因此该动平均滤波器将在该周期上对来自所有相位角的相等且相反的贡献进行求和)。

这些参数的许多组合可以被选择成利用这里所介绍的技术。重要的要求是动平均滤波器的长度必须是在发射机处所施加的频移的周期的整数倍，也即：

T_FILTER＝整数/f_SH

通常，优选的是使滤波器与基本相关脉冲的长度相匹配，在这种情况下该基本相关脉冲的长度等于经频移的“保护间隔”的长度，因此得到

T_B＝T_FILTER＝整数/f_SH

这样设定之后，我们注意到在插入USDS时隐含存在一定程度的折衷。我们希望它有合理的频度(这样接收机就不需要用过长的时间来找到它)并且我们还希望可靠地检测它。检测可靠性随B的长度增加而增加，因为动平均滤波器继而能够更加积极有效地滤除任何类似噪声的干扰，留下更清晰的检测脉冲。然而，我们不希望因传输USDS的原因损失过大的数据容量，因为接收机一旦锁定后基本上对USDS就不再感兴趣。因此，容量限制意味着要减小USDS的长度和重复率，而信号获取的可靠性和速度则有相反的要求。

在本实施例中，一个例子是，当针对数据符号指定的模式可包括1、2、4、8、16和32K FFT时，针对USDS使用1K FFT，其中T_A＝T_B(即“保护间隔”为100％)。这可以与等于符号A中的一个载波间隔(也即1KOFDM载波间隔)的频移进行组合。

所描述的本发明的实施例具有以下优点：

·无论针对数据符号使用哪种点数的FFT，USDS都能被唯一地区分出来，并且即使使用相同点数的FFT，当接收一个不含USDS的信号(如DVB-T)时，都不会错误地检测出USDS；

·通过确保T_FILTER＝整数/f_SH，可消除CW干扰(其中大的DC偏移可能会淹没想要的相关脉冲)的影响，并且这比不应用频移时原本需要的实现简单得多；

·前述的“危险的延迟”将不再导致问题。

尽管，我们已意识到，使用第一种实施例的布置，不可能再通过记录(复)输出脉冲的幅角来确定所需信号频率偏移的小数部分。这是由于该幅角现在包括发射机与接收机间的频率偏移以及发射机频移器与接收机频移器之间的相位差。然而，应该注意，当无保护间隔频移时，该方法原理上虽然可行，但是否应当对测量给予过多的信任是可疑的，特别是在存在CW干扰的情况时，更是如此。然而，可通过扩展该技术以恢复其能力，如现在将联系第二实施例所讨论那样。

具有双频移分量的独特的信号发现符号

为进一步改进第一实施例的频移的独特的信号发现符号技术，可以进行进一步改变，如现在联系图7和图8中的第二实施例所示出和描述的那样。

如前面所解释的，第一实施例的两部分USDS(其中，第二部分B相对第一部分A进行了频移)丧失了对入射信号的频率偏移的分辨能力。对无频移的OFDM信号的保护间隔相关，可以通过记录复相关脉冲的幅角(通常并且有益地是在它已经被图4的动平均滤波器平滑之后)来测量出频率偏移的“小数部分”。每增加与OFDM符号载波间隔相等的频率偏移，该幅角增加2π弧度。注意，该载波间隔是T_A的倒数(在图4和图5中)。因此，若计算f_OFFSET T_A，则这表示以载波间隔为单位的偏移量。我们可将其看成由整数部分与小数部分组成；根据下式，小数部分由相关脉冲的幅角指示：

(f_OFFSET T_A)的小数部分＝arg(脉冲)/2π

如上所述，使用第一实施例的布置，虽然输入端的任何频率偏移仍影响着脉冲的幅角(在图6的动平均滤波器的输出端处)，但增加了另一角度。相比于在发射机处施加的移动波形的相位而言，这与接收机振荡器的任意相位(产生了图6中的e^-j2πfSHt)以及路径延迟的影响相关。因此，造成了向期望测量的频率偏移增加了一个未知的角度，从而无法从该脉冲幅角中得到任何信息。

然而，我们已意识到，这可以通过进行两个都引起相同的未知误差的测量并接着合并它们以便消除这种未知量，从而有效地进行纠正。这就是第二实施例的基础。我们所需要的是通过可以消除该未知量、同时又不会消除期望的测量结果的方式来进行这两个测量。参见图7，通过在原来的A部分与B部分之前增加波形的另一个经频移的部分，我们可以完成这一点。为保持解释的连续性，我们保留波形的原始部分的已有标注，相继地给出部分C、A与B。

A部分为原始的完整的FFT符号，B部分和C部分为A部分的全部或部分拷贝，这些拷贝也必须进行频移。为了给出一个具体例子，我们可以选择C和B经历相同的上频移(频移量依次可以方便地等于用于产生A的FFT的一个载波间隔)。实际上，现在在C和A之间有一个下频移，以及在A和B之间有一个上频移。

如果我们使用相关延迟T_A来执行刚才所描述的“保护间隔相关”，则当相互比较的两部分波形位于C和A的最后一部分中时，将在T_C长度的时间段内产生相关性。之后当相互比较的两部分波形位于A的第一部分和B中时，会立即产生另一个相关性。这两个相关性都会受到插入到传输中的频移的影响。如果按所建议的那样选择传输中的频移，即C和B在相同方向频移相同的量，则它们在接收机处的影响具有相等的量但方向相反。例如C(上频移，假设)在A(未频移)之前，但接着A在B(上频移)之前。

在图8中示出根据第二实施例的接收机的实现。与前面在图4和图6中所示的相类似，该示例性实现以长度为T_A的“保护间隔相关器”开始。该相关器的输出现在被馈送给两个频移器和动平均滤波器的组合。一个频移器进行上频移而另一个进行下频移。在我们的例子中，C和B二者在发射机处都被上频移，接下来上边的组合检测C与A之间的相关性，而下边的组合检测A与B之间的相关性。

注意，上频移和下频移实际上是由完全相同的振荡器来提供的，并因此保证相位相关；这可以通过以下方式来布置，比方说针对第一频移器生成e^j2πfSHt而接着将其进行简单的共轭以提供用于第二频移器的必须的e^-j2πfSHt。A与B之间的相关比C与A之间的相关发生要晚T_B，从而在两个频移和滤波器的输出相乘之前，上面的滤波器输出传输经过另一个延迟T_B。这些滤波器输出中的每个受到由接收机的频移振荡器的任意相位产生的未知旋转(如上所述)的影响。然而，因为完全相同的接收器振荡器被用于二者，但是在相反的频移方向上起作用，所以它们两个经历相反方向的旋转。将这二者相乘因此导致未知旋转被消除，达到了我们的目的。在接收机处由于整个信号的频移偏移所导致的期望的旋转，对于两个路径而言在相同方向起作用。接下来，最终输出脉冲的幅角是上面的等式中所给出的两倍。

刚刚描述的并在图7和图8图示的第二实施例分享联系第一实施例所指明的所有优点，并且外加消除了那里所给出的缺点。由于消除了接收机频移振荡器相位的未知影响，仍能用输出脉冲的幅角来确定信号频移的“小数部分”。

可能存在的问题是：现在USDS更长了，以便容纳部分C、A和B而不只是容纳A和B；以及，在接收机中检测USDS的复杂性稍微有所增加。

如上所述，USDS中的部分B和C是经历频移的A的全部或部分的拷贝。部分B和C的长度的多种可能选择是可能的。

第一种可能性是部分B和C具有相同的长度，都为A的长度的一半。例如：一个布置是将T_C、T_A、T_B各安排成512、1024、512个采样点，同时使用512个采样点的动平均滤波器长度T_R，并使f_SH匹配两个1K载波间隔。然而，这可能给出不想要的相关性。原因是当两条路径被f_SH的周期的二分之一分开时，它们的相关脉冲的符号是相反的，并且因此会在它们的重叠处趋向于相互抵消。因此我们得到幅度有点减小的两个离散脉冲。

一个避免了不想要的相关性的优选的备选方案中，具有不同长度的T_C和T_B。例如，方便地是使它们遵循以下关系：T_C＝512+K，T_B＝512-K，其中K为合适的小的非零整数。因此T_C+T_B＝1024，与前面相同。随着K增大，不想要的相关性开始在幅度上迅速减小。K＝30看起来是合适的取值(但优选值的选取范围很大)。该优选的备选方案对于“临界”延迟情况(现为512点采样)带来明显的进一步改善。

除B和C的长度的不同选取之外，关于部分A中的哪一部分被用于拷贝B和C上，也存在多种选择。一个可能是：C是A的最后部分的拷贝，而B是A的第一部分的拷贝。因此在每个情况下，该拷贝从A中的对应点处被分隔开时间Ta(等于A的长度)。除了添加了频移这一关键差异之外，这就像常规格式的保护间隔一样。因此，在这个例子中，在每个“保护间隔相关器”中所需的延迟长度也是Ta。

因为Ta是载频间隔的倒数，这意味着如果存在频率偏移，则每个相关器的特征复数相关脉冲具有的幅角等于频移模(modulo)载频间隔的2π倍。换句话说，每个相关器都可能测量在-1/2到+1/2载波间隔范围里的精确频率偏移。每个相关器都可能测量该偏移，因为每个相关器都包含由用作频移器的振荡器的任意相位所导致的未知偏移。这就阐明了使用两个部分C和B的好处；通过以所示的方式合并两个相关器的输出，这种未知误差被消除。然而，所需的测量的幅角已经加倍，但我们可以仍然仅确定它模2π的值。因此，实际上，我们现在测量在-1/4到+1/4的载频间隔范围上的精细分量，在此之后它绕回去并进行重复。

如上所述，与具有一个或两个经频移的保护间隔部分一起使用的动平均滤波器可以具有各种长度，其是发射机处所施加的频移的周期的整数倍。一个可能是与保护间隔长度T_C或T_B相匹配。优选地，使用较长的T_R(滤波器长度)。这么做时，我们还选择相应的较小的f_SH＝1/T_R。我们保持该倒数关系，目的是能够从该C-A-B结构得到期望的好处，即对CW干扰和某些不想要的与主信号特征的相关性的抵抗性。我们冒的风险是使得相关脉冲变得稍有些噪声，因为我们将来自靠近但在真正的相关区域之外的相关波形部分的噪声添加到脉冲中。无论如何，我们仍能从中受益。如果我们取T_R＝1024个采样点的常规的大概值(round value)(并且匹配的f_SH是1个1K载波间隔)，则潜在有害的0dB回波长度现在变成512个采样点。因为，在某种意义上脉冲在该间隔上重叠较小，所以该消除的严重性被减小很多。我们仍得到两个离散的细小脉冲，但相比前面提出的方案它们的幅度减小少得多。

总之，两种频移方案的实施例中，对于被传输的P1符号，具有C-A-B结构。A是一个OFDM符号(1K)。

三个部分的长度为：

C：长度TC＝512+K个采样点

A：长度TA＝1024个采样点

B：长度TB＝512-K个采样点

CAB总长＝2048个采样点，与K的选择无关。K＝30。

在接收机中，应用长度TR＝1024个采样点的动平均滤波器。这以能消除复常数项的方式与指定的f_SH互相作用，所述复常数项由CW干扰和某些不想要的相关条件所产生。

若干种接收机结构都是可能的。图10中示出的一个接收机结构具有尽量减少复乘法器而在频移方向方面仍然对应着我们所期望的结果的好处。重新排列这种结构是可能的(并且，例如用乘法器的数目来折换延迟级数)，但是接着必须小心确保接收机频移振荡器的任意的相位被CAB布置正确地消除。

对第一、二种实施例的扩展

USDS的A部分被选取为是少量不同频域序列之一的FFT，以便用它来传送非常有限的量的信息。在这种情况下，它的目的是指示何种FFT点数(其是一个可能的小的数目)被用于后续数据符号。使用所述第一或第二实施例，这仍然是可能的。然而，会产生另一种可能性，尽管也只适用于非常有限数目的情况。

这涉及使用f_SH的少量选择的可能值之一。图6和图8中的接收机实现将只响应于这样的USDS，该USDS在发射机处所施加的f_SH值与在接收机检测器处所应用的相同。接下来，如果接收机包含具有不同频移的并行实现，则其可以指示哪个已经被发送和接收。

这存在需要并行地检测所有可能的f_SH值的额外复杂度的明显缺点，但是由于消除了在没做这种修改时需要在紧随A的FFT解调之后在频域区分序列的需求，这种缺点被抵消了。

尽管已经联系DVB COFDM信号描述了各实施例，但是本发明可以应用到诸如移动电话、无线组网或电力线通信之类的其他信号。如现在应该意识到的那样，通过在传输中包括被重复的一个或多个单元(此处被称为“符号”)，本发明可应用到任何广播信号。在不同于DVB的信号中，被部分重复的单元可以被称为其他名字，但是仍然保留信号的部分的重复进行频移的原则。

Claims (32)

1.一种用于产生信号的装置，所述信号属于包括具有用于广播的有效符号部分的符号的类型，所述装置包括：

-用于提供具有有效符号部分的符号的装置；

-用于提供与所述有效符号部分相邻的、所述符号的至少一部分的重复部分的装置；以及

-用于将所述有效符号部分和所述重复部分布置成相对于彼此发生频移的装置。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述信号是OFDM信号，并且所述用于提供所述符号的装置包括载频映射器和OFDM编码器。

3.根据权利要求2所述的装置，其中所述载频映射器和OFDM编码器被布置成通过将针对所述重复部分的载频映射相对于所述有效符号部分进行移动来产生所述重复部分。

4.根据权利要求2或3所述的装置，其中所述OFDM信号包括数据符号和发现符号，二者均包括有效符号部分和重复部分，并且其中所述载频映射器和OFDM编码器被布置成针对所述发现符号将所述重复部分和有效部分相对于彼此进行频移，而对所述数据符号不进行该频移。

5.根据前述任一权利要求所述的装置，其中所述信号包括另一重复部分，该装置包括：

-用于提供与所述有效符号部分相邻的所述符号的至少一部分的另一重复部分的装置；以及

-用于将所述有效符号部分和所述另一重复部分布置成相对于彼此发生频移的装置。

6.根据权利要求5所述的装置，其中所述重复部分和另一重复部分相对于所述有效符号部分是同样意义上的频移。

7.根据前述任一权利要求所述的装置，其中所述信号是数字电视信号，并且每个符号的每个重复部分都包括保护间隔。

8.根据前述任一权利要求所述的装置，其中所述信号是数字电视信号，并且所述装置是数字电视发射机。

9.一种用于生成并传送电视信号的数字电视发射机，所述电视信号属于包括OFDM信号的类型，所述OFDM信号包括多个OFDM符号，每个所述OFDM符号包括有效符号段和保护间隔段，所述符号中的至少一个是独特的信号发现符号，所述数字电视发射机包括：

-频道编码部分，用于提供数字比特流以供传输，

-映射器，用于将所述比特流映射到多个子载波，以产生在所述子载波上复用的信号的数字表示，

-OFDM编码器，用于对所述数字表示进行傅立叶变换，以产生包括具有有效符号段的符号的OFDM信号，

-保护间隔插入器，用于插入具有与每个符号相邻的保护间隔段的保护间隔，每个保护间隔包括相应的相邻有效符号段的至少一部分的重复，

-其中，所述映射器、OFDM编码器和保护间隔插入器被布置成产生在所述OFDM信号内的产生独特的信号发现符号，所述独特的信号发现符号包括相对于彼此存在频移的有效符号段和保护间隔段。

10.一种用于产生信号的方法，所述信号属于包括具有用于广播的有效符号段的符号类型，所述方法包括：

-提供具有有效符号部分的符号；

-提供与所述有效符号部分相邻的所述符号的至少一部分的重复部分；以及

-将所述有效符号部分和所述重复部分布置成相对于彼此发生频移。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述信号是OFDM信号，并且提供所述符号包括使用载频映射器和OFDM编码器。

12.根据权利要求11所述的方法，其中产生所述重复部分包括使用所述载频映射器和OFDM编码器，通过将针对所述重复部分的载频映射相对于所述有效符号部分进行频移，来产生所述重复部分。

13.根据权利要求10、11或12所述的方法，其中所述OFDM信号包括数据符号和发现符号，二者均包括有效符号部分和重复部分，所述方法包括针对所述发现符号将所述重复部分和所述有效部分相对于彼此进行频移，而对所述数据符号不进行该频移。

14.根据权利要求10到13中任一权利要求所述的方法，其中所述信号包括另一重复部分，所述方法包括：：

-提供与所述有效符号部分相邻的所述符号的至少一部分的另一重复部分；以及

-将所述有效符号部分和所述另一重复部分布置成相对于彼此发生频移。

15.根据权利要求14所述的方法，其中所述重复部分和所述另一重复部分相对于所述有效符号部分是同样意义上的频移。

16.根据权利要求10到15中任一权利要求所述的方法，其中所述信号是数字电视信号，并且每个符号的每个重复部分都包括保护间隔。

17.一种用于处理接收信号的装置，所述信号属于包括具有有效符号部分和与所述有效符号部分相邻的重复部分的符号的类型，所述重复部分是所述有效符号部分的至少一部分的重复，并且所述有效符号部分和所述重复部分相对于彼此存在频移，所述装置包括：

-用于将所述接收信号与所述接收信号的延迟版本进行复共轭相乘的装置；

-用于应用频移的装置；以及

-用于在与所述频移相关的滤波周期上进行滤波的装置。

18.根据权利要求17所述的装置，其中所述信号是OFDM信号，并且所述用于将所述接收信号与所述接收信号的延迟版本进行复共轭相乘的装置包括一个延迟装置，其布置成将所述信号延迟所述有效符号部分的周期。

19.根据权利要求18所述的装置，其中所述用于滤波的装置包括一个动平均滤波器，其具有与所述频移的倒数的倍数相关的周期。

20.根据权利要求17、18或19所述的装置，其中所述用于复共轭相乘的装置在所述用于应用频移的装置之前。

21.根据权利要求17、18或19所述的装置，其中所述用于应用频移的装置被应用到所述接收信号的延迟版本，并且所述用于复共轭相乘的装置在所述用于应用频移的装置之后。

22.根据权利要求17到21中任一权利要求所述的装置，其中所述信号包括与所述有效符号部分相邻的所述符号的至少一部分的另一重复部分，所述另一重复部分相对于所述有效符号部分存在频移，所述装置包括：

-另一用于应用频移的装置；

-另一用于在与所述频移相关的滤波周期上进行滤波的装置；以及

-用于将这些另一装置的输出相乘在一起的装置。

23.根据权利要求17到22中任一权利要求所述的装置，其中所述信号是数字电视信号，并且所述装置是数字电视接收机。

24.一种用来接收电视信号的数字电视接收机，所述电视信号属于包括OFDM信号的类型，所述OFDM信号包括多个OFDM符号，每个OFDM符号包括有效符号段和保护间隔段，所述符号中的至少一个是独特的信号发现符号，并且所述保护间隔的频率与所述有效段的频率相对于彼此存在频移，所述数字电视接收机包括：

-保护间隔相关器，其被布置成将所述接收信号与所述接收信号的延迟版本进行复共轭相乘；

-频移器，其被布置成应用互补的频移；以及

-动平均滤波器，其被布置成区分相关脉冲和具有与所述频移的倒数的倍数相关的时间窗周期的不想要的信号。

25.一种处理接收信号的方法，所述接收信号属于包括具有有效符号部分和与所述有效符号部分相邻的重复部分的符号的类型，所述重复部分是所述有效符号部分的至少一部分的重复，并且所述有效符号部分与所述重复部分相对于彼此存在频移，所述方法包括：

-将所述接收信号与所述接收信号的延迟版本进行复共轭相乘；

-应用频移；以及

-在与所述频移相关的滤波周期上进行滤波。

26.根据权利要求25所述的方法，其中所述信号是OFDM信号，包括将所述接收信号延迟所述有效符号部分的周期，并且接着将所述接收信号与所述接收信号的延迟版本进行复共轭相乘。

27.根据权利要求25或26所述的方法，其中所述复共轭相乘的步骤在应用频移之前。

28.根据权利要求25或26所述的方法，其中所述应用频移的步骤被应用到所述接收信号的延迟版本，而所述复共轭相乘的步骤在所述应用频移的步骤之后。

29.根据权利要求25到28中任一权利要求所述的方法，其中所述信号包括与所述有效符号部分相邻的所述符号的至少一部分的另一重复部分，所述另一重复部分相对于所述有效符号部分存在频移，所述方法包括：应用另一频移；以及在与所述频移相关的另一滤波周期上进行滤波。

30.根据权利要求6所述的装置，其中所述重复部分和另一重复部分频移相同的量。

31.根据权利要求1或权利要求17所述的装置或根据权利要求10或权利要求25所述的方法，其中所述有效符号部分和所述重复部分具有相同的长度。

32.根据权利要求5或权利要求22所述的装置或根据权利要求14或权利要求29所述的方法，其中所述重复部分和所述另一重复部分长度相同。

Images