KR101165873B1

KR101165873B1 - 직교 주파수 분할 다중화 수신기 내의 ｔｐｓ 디코더

Info

Publication number: KR101165873B1
Application number: KR1020077009367A
Authority: KR
Inventors: 후아 예; 다니엘 이안쿠
Original assignee: 아스펜 액퀴지션 코포레이션
Priority date: 2004-10-25
Filing date: 2005-08-31
Publication date: 2012-07-13
Also published as: TW200625890A; EP1808026B1; EP1808026A1; WO2006047003A1; US7123669B2; US20060088111A1; EP1808026A4; KR20070083793A

Abstract

OFDM 신호 수신기는 A/D 컨버터와 OFDM 복조기(64)를 포함한다. A/D 컨버터는 수신된 아날로그 신호를 디지털 데이터 스트림으로 변환하며, OFDM 복조기(64)는 디지털 신호 데이터 스트림으로부터 서브 반송파의 제 1 세트의 복소 I 및 Q 성분을 생성한다. 수신기는 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 CSI(channel state information)를 추정하는 CSI 추정기(70)와, CSI를 사용하여 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 TPS 데이터를 디코딩하는 TPS 디코더를 포함한다.

Description

직교 주파수 분할 다중화 수신기 내의 ＴＰＳ 디코더{TPS DECODER IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING RECEIVER}

본 발명은 통신 수신기에 관한 것이며, 구체적으로, OFDM 수신기 내의 TPS(Transmission Parameter Signaling) 디코더에 관한 것이다.

이하에서 DTV(digital terrestrial television)를 위한 DVB(digital video broadcating) 수신기에 대해 설명한다. OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)을 사용하는 DTV 수신기의 그 밖의 다른 전송 채널과 그 밖의 다른 수신기 또는 표준(standard)에 대해 개념이 동일하게 적용될 수 있다. 이는 무선 랜 802.11a 및 g, HIPERLAN/2, DAB(digital audio broadcasting), DVB-T(DVB-Terrestrial), DVB-H(DVB for handheld), 802.16 광대역 무선 액세스, 등과 같은 전세계 무선 표준을 포함하지만, 이에 제한되는 것은 아니다. 유럽형 지상파 DTV 표준 DVB-T(ETS 300 744)가 COFDM 기술에 근거하여 다중경로 페이딩(fading)을 막는다. ETSI EN 300 744 V.1.4.1 "디지털 비디오 방송(DVB): 디지털 지상파 텔레비전에 대한 프레이밍(framing) 구조, 채널 코딩, 및 변조"를 참조한다.

도 1은 전형적인 DVBT 수신기를 나타내는 블럭도이다. DVBT 수신기용 디지털 신호 처리기는 세 개의 부분으로 나뉠 수 있다. 제 1 부분(10)은 RF 프런트 엔드(12)와, A/D 컨버터(14)와, OFDM 복조기(16)와, 복조기(18)와, 파일럿 및 TPS 디코더(19)를 포함한다. 이러한 수신기의 프런트 엔드 신호 처리 부분은 수신기 트레이닝(receiver training)을 수행하며, 상기 수신기 트레이닝은 다양한 동기화(synchronization) 및 채널 추정 및 OFDM 복조를 포함한다. 제 2 부분(20)은 DVBT 수신기 백 엔드 신호 처리 블록이다. 이는 DVBT 내부 채널 디코딩 및 외부 채널 디코딩을 수행한다. 제 3 부분(30)은 MPEG 디코더이다. 일 예가 미국 특허 US 6,687,315에서 나타난다.

전송 파라미터 시그널링(TPS: Transmission Parameter Signaling)은 DVB 형시스템(가령, DVB-T 및 차세대 DVB-H)에서 사용되는 신호법(signaling scheme)에 관계된다. 즉, 채널 코딩 및 변조에 관계된다. DVB-T에서, TPS 시그널링은 2K 모드를 위한 17개의 TPS 반송파(캐리어: carrier)에 실려, 그리고 8K 모드를 위한 68개의 반송파에 실려 병렬로 전송된다. 동일한 심볼 내의 모든 TPS 반송파는 동일한 차동 인코딩된 정보 비트를 운반한다. TPS는 68개의 연속적인 OFDM 심볼에 대해 정의되며, 각 OFDM 심볼은 1 TPS 비트를 운반하고, 각 TPS 블록(68 OFDM 심볼에 대해 전송됨)은 68을 포함한다. OFDM 심볼 내의 모든 TPS 반송파가 DBPSK 변조되며, 동일한 메시지를 운반한다. DBPSK는 각 TPS 블록의 시작점에서 초기화된다.

도 1의 OFDM 수신기 프런트 엔드 신호 처리에서, 각각 수신된 OFDM 심볼은 적합한 샘플링 타이밍 및 심볼 타이밍 시점에서 수신된 데이터 시퀀스로부터 추출된다. 시간 도메인에서 추출된 OFDM 심볼 I/Q은 OFDM 복조기(16)를 거쳐(FFT 동작) 주파수 도메인에서 서브 반송파들을 발생한다. 주파수 도메인의 OFDM 심볼은 채널 효과를 제거하기 위한 채널 수정(channel correction)을 거친다. 채널 수정 후에 DVB 수신기에서, TPS DBPSK 디코딩/복조가 서브 반송파에 수행된다. 각각 수신된 TPS 블록은 에러 수정된 TPS 정보 비트를 얻기 위해 BCH 에러 디코딩을 거치게 된다. TPS 정보 비트는 수신기 파라미터를 설정하여 수신기가 적합하게 기능 하도록 하는 데 사용된다.

TPS 수신은, 노이즈 및 페이딩의 존재시에도, 신뢰할 수 있고 확실해야 한다. TPS 전송 스킴을 위해 정의된 두 개의 레벨의 보호 단계(protection)가 존재한다. 먼저, TPS 전송은 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 갖춘다. 즉, 1 TPS 비트가 2K 모드를 위한 OFDM 심볼 내의 17개의 분산된 서브 반송파 상에서 전송된다. 따라서, 선택적인 주파수 페이딩이 존재하는 경우에, 분산된 17개의 서브 반송파 모두가 딥 페이딩(deep fading)에 빠지는 것은 아니며, TPS 비트를 여전히 복조할 수 있다. BCH(67, 53, t=2) 에러 수정 코딩은 각 TPS 블록에 대한 에러 방지용 제 2 레이어를 제공한다. 하나의 인코딩된 TPS 블록에서 최대 2 에러 비트를 수정하도록 설계된다.

그러나, DVB 시스템 시뮬레이션에서 DVB 사양 내에 정의된 바와 같이 TPS 전송에 대한 두 개 레벨의 보호 단계를 거쳐도, 심한 페이딩 및 고 노이즈 조건에서 TPS 수신 실패가 간헐적으로 발생한다. 일 예를 들자면, SNR=6dB 및 레일리(Rayleigh) 페이딩 채널에서 종래의 TPS 수신 알고리즘은 종종 실패한다는 것이다.

DVBT 수신기에서 요구되는 계산 복잡성 및 높은 MIP 때문에, 현재까지, DVBT 수신기는 ASIC를 사용하는 하드웨어에 의해 구현되어왔다. 멀티-프로토콜 통신 시스템의 경우에, 추가 칩 비용 및 PC 보드 면적 소모로 하드웨어 구현은 점점 덜 선호된다. 이와 같은 설계에서, DVBT 수신기에 포함된 모든 기능은 샌드브리지 테크놀로지 멀티스레디드 SB9600 프로세서 내의 소프트웨어에 구현될 수 있다. 이 장치는 휴대용 장치(가령, 휴대폰 및 PDA)에 사용될 수 있다.

본 발명의 수신기는 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호 데이터 스트림으로 변환하는 A/D 컨버터와, 디지털 신호 데이터 스트림으로부터의 서브 반송파의 복소 I 및 Q 성분의 하나의 세트를 생성하기 위한 OFDM 복조기를 포함한다. 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 채널상태 정보(CSI: Channel State Information)를 추정하는 CSI 추정기(estimator)와, CSI를 사용하여 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 TPS 데이터를 디코딩하기 위한 TPS 디코더가 제공된다. 또한 수신기는 CSI를 사용하여 복소 I 및 Q 성분의 세트를 디코딩하는 비터비(Viterbi) 디코더를 포함할 수 있다.

수신기 내의 TPS 데이터를 디코딩하는 방법은 수신기에서 복조된 OFDM 신호의 서브 반송파의 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 CSI를 추정하는 단계와; CSI를 사용하여 서브 반송파의 복소 I 및 Q 성분의 세트 내 TPS 데이터를 디코딩하는 단계를 포함한다. 이 방법은 CSI를 사용하여 복소 I 및 Q 성분의 세트를 비터비 디코딩하는 단계를 더 포함할 수 있다.

도 1은 종래 기술에 따라, 디지털 비디오 방송 지상파 수신기의 블록도를 나타내는 도면이다.

도 2는 종래 기술에 따라 OFDM 수신기 프런트 엔드 처리 부분의 일부를 나타내는 블록도이다.

도 3은 본 발명에 따라 OFDM 수신기 프런트 엔드 처리 부분의 일부를 나타내는 블록도이다.

도 1은 종래 기술에 따라, 디지털 비디오 방송 지상파 수신기의 블록도를 나타내는 도면이다. 제 1 부분(10)은 안테나(11)로부터 UHF 및 VHF 신호를 수신하는 RF 수신기 프런트 엔드(12)와 A/D 컨버터(14)를 포함한다. 신호들은 이후에 OFDM 복조기(16)로 제공된다. OFDM 복조기(16)의 출력은 복조기(18)와 파일럿 및 TPS 디코더(19)에 연결된다. 이러한 블록은, 다양한 동기화 및 채널 추정, 그리고 OFDM 복조를 포함한 수신기 트레이닝을 수행한다.

다양한 신호들(예를 들면, 디지털 신호의 복소 I 및 Q 성분)이 수신기 백 엔드 신호 처리 블록(20)에 제공된다. 이 블록은 내부 역-인터리버(inner deinterleaver, 21), 비터비 디코더(Viterbi decoder, 22), 외부 역-인터리버(outer deinterleaver, 24), RS 디코더(65) 및 에너지 확산 제거 회로(28)를 포함한다. 백 엔드 신호 처리 블록(20)의 출력은 MPEG 디코더/역-다중화기 부분(30)에 제공된다. 출력 신호는 예를 들면, 비디오 서비스, 오디오 서비스 및 데이터 서비스일 수 있다.

프런트 엔드(10)에 대한 더 자세한 내용이 도 2에 도시된다. RF 프런트 엔드 수신기(12)로부터의 RF 처리된 아날로그 신호가 A/D 컨버터(14)로 제공된다. 디지털 신호가 샘플링율 수정 보간(interpolation) 및 디지털 압축(decimation) 프로세스(52)로 제공된다. 그 후 상기 프로세스(52)의 출력은 디지털 I/Q 발생기(54)에 제공되며, 상기 디지털 I/Q 발생기(54)가 복소 I 및 Q 성분이나 OFDM 복조기(64)에 필요한 신호를 발생한다. 복소 I/Q 신호는 초기 개략적인 심볼 동기화기(56)로 제공되며, 가드(guard) 세그먼트 길이 검출기 및 개략적인 주파수 오프셋 추정기(58)로 제공된다. 주파수 오프셋 수정기(60)에서 적합하게 I/O 신호를 역 회전(de-rotating)함으로써 반송파 주파수 오프셋이 디지털 방식으로 수정될 수 있다. 가드 세그먼트(guard segment) 길이는 추정기(58)에서 검출되며, 도면부호(62)가 지시하는 곳에서, 대응하는 가드 세그먼트 주기(guard segment period)가 I/Q 신호 스트림으로부터 제거된다.

디지털 신호 데이터 스트림(가드 세그먼트 제거됨)이 이후에 FFT 복조기(FFT demodulator, 64)에 의해 처리된다. 상기 FFT 복조기(64)는 복소 I/Q 신호에 대해 고속 푸리에 주파수 변환(FFT)를 수행한다. 2048 포인트 복소 FFT가 2K 모드(mode)에 대해 수행되며, 8192 포인트 복소 FFT가 8K 모드에 대해 수행된다. 이 모드는 이전에 설명된 표준에서 사용되는 모드이다.

복조된 OFDM 심볼은, 복소 I/Q 성분으로서, TPS 디코더(66)와, 채널 수정부(68) 및 채널 추정기(70)에 제공된다. 채널 수정기(68)는 채널 추정기(70)로부터의 입력을 가지며, QAM 디맵퍼(72)를 위한 출력을 제공한다. 상기 QAM 디맵퍼(72)는 수신기 백 엔드 처리 블록(20)으로 출력을 제공한다. OFDM 복조기(64)로부터 출력된 I/Q 신호는 또한 SNR 추정기(74)로 제공되며, 상기 SNR 추정기(74)는 비터비 입력 프로세서(76)를 거쳐 비터비 디코더(Viterbi decoder, 22)로 입력을 제공한다. 비터비 입력 프로세서(76)는 CSI 추정기를 포함할 수 있다. 미국 특허 6,240,146와 6,317,470과 6,320,917과 그리고 6,687,315에 예시로써 도시된 바와 같이, 상기 CSI 추정기는 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 CSI를 추정한다.

복조된 I/Q 신호는 포스트-FET 주파수 오프셋 추정기(78)로 제공된다. 이는 주파수 오프셋 수정기(60)로 피드백을 제공한다. 또한, 복조된 I/Q 신호는 포스트-FFT 샘플링율 추정기(80)로 제공된다. 상기 포스트-FFT 샘플링율 추정기(80)는 피드백 신호를 샘플링율 수정 보간 및 디지털 압축기(52)로 제공한다. 복조된 I/Q 신호는 포스트-FFT 심볼 타이밍 추정 추적기(82)로 제공되며, 이는 가드 구간 제거기(62)로 피드백을 제공한다.
또한, 포스트-FFT 샘플링율 추정기(80)는 신호를 전압 제어 발진기(84)로 제공하며, 상기 전압 제어 발진기(84)는 신호를, 아날로그 수신기 회로(12)의 최종 LO 주파수의 조정을 위해 RF 수신기(12)로 다시 제공하고, A/D 샘플링율을 조정하기 위해 A/D 컨버터(14)로 제공한다.

삭제

본 발명은 이하에서 설명할 바와 같이, 특히 낮은 SNR 및 심한 페이딩 시에, CSI를 이용하여 TPS 수신의 신뢰성 및 견고성을 높인다.

본 발명의 명세서의 종래기술 및 상세한 설명에 기술한 바와 같이, TPS 시그널링은 2K 모드에 대해 17 TPS 반송파에 실려, 그리고 8K 모드에 대해 68 반송파에 실려 병렬로 전송된다. 동일한 심볼 내의 모든 TPS 반송파는 동일한 차동 인코딩된(differencially encoded) 정보 비트를 운반한다. 예를 들어, 표 1은 DVB-T 2K 모드에 대한 TPS 반송파 인덱스를 나타낸다.

표 1: DVB-T 2K 모드에 대한 TPS 반송파에 대한 반송파 인덱스

34 50 209 346 413 569 595 688 790 901 1073 1219 1262 1286 1469 1594 1687

TPS는 68개의 연속적인 OFDM 심볼(하나의 OFDM 프레임)에 대해 정의되며, 각 OFDM 심볼은 1 TPS 비트를 운송한다. 그리고 각 TPS 블록(68개의 OFDM 심볼에 대해 전송됨)은 다음과 같이 정의되는 68 비트를 포함한다:

1 초기화 비트

16 동기화 비트

37 정보 비트

14 에러 보호를 위한 리던던시 비트(BCH 인코딩됨).

37개의 정보 비트는 다음에 대한 정보를 포함한다:

a) QAM 디맵퍼와 같은 수신기 설정을 위한 변조 파라미터

b) 계층 정보(hierarchy information)

c) 가드 간격(guard interval)

d) 내부 코드율(inner code rates)

e) 전송 모드

f) 프레임 번호

g) 셀 식별자(Cell identification).

DVB-H는 DVB-T를 위한 예약된 비트 내에 몇몇 추가 비트를 더 정의하여 타이밍 분할(timing slicing)의 존재, MPE-FEC, 4K 모드, 및 심층 심볼 인터리버의 사용에 대해 신호한다.

OFDM 심볼 내의 모든 TPS 반송파는 DBPSK 변조되며 동일한 메시지를 운반한다. DBPSK는 각각의 TPS 블록의 시작점에서 초기화된다. 이하에 나열된 규칙은 프레임(m) 내의 심볼

의 반송파(k)의 차동 변조에 의해 TPS 비트(

)를 전송하기 위해 적용된다:

TPS 블록 내 제 1 심볼의 TPS 반송파의 절대 변조가, 다음과 같이, 기준 시퀀스(w_k)로부터 얻어진다:

DVB 수신기에서, 채널 수정 후에, TPS DBPSK 복조가 서브 반송파에 수행된다. 위에 설명된 TPS DBPSK 변조 스킴에 근거하여, TPS 비트를 복조하는 종래의 알고리즘이 다음과 같이 수행될 수 있다.

프레임(m) 내의 채널 수정된 OFDM 심볼

에 대하여, k번째 서브 반송파가 TPS를 싣기 위해 사용되는 표 1 내에 열거된 모든 k에 대해,

로 표시될 수 있다.

인 경우, OFDM 심볼 에 실리는 현재 TPS 비트는 이하와 같이 디코딩된다:

그 밖의 다른 경우,

TPS 동기화 시퀀스를 찾기 위해, 16비트의 슬라이딩 윈도가 수신된 TPS를 통해 이동될 것이다. TPS 동기화 시퀀스가 검출되면, 현재 TPS 블록(68 비트)이 수신될 때까지, 추가 TPS 비트를 모은다. 각각 수신된 TPS 블록은 BCH 에러 디코딩을 거쳐 에러 수정된 TPS 정보를 획득한다. TPS 정보 비트는 수신기가 적절히 기능하게 하도록 수신기 파라미터를 설정하는 데 사용된다.

DVB 시스템 시뮬레이션에서, DVB 사양에 정의된 바와 같이 위에 언급된 TPS 전송에 대한 두 레벨의 보호 단계를 거치더라도, 심각한 페이딩 및 높은 노이즈 조건에서 TPS 수신 실패가 여전히 간헐적으로 발생한다. 일 예로, SNR=6dB 및 레일리(Rayleigh) 페이딩 채널에서 종래의 TPS 수신 알고리즘이 종종 실패한다. 본 발명의 시스템은 CSI를 TPS 복조 알고리즘에 적용한다. CSI 정보는 TPS 수신의 신뢰성 및 견고성을 월등히 향상시킨다. 시뮬레이션에서, CSI가 TPS 복조에 적절히 사용되는 경우에, 극단적으로 낮은 SNR 및 심각한 페이딩에서도 TPS 시그널링이 신뢰성 있게 수신될 수 있다는 사실을 알 수 있다.

주파수 선택적 페이딩이 존재하는 경우에, OFDM 심볼(2K 모드) 내의 TPS를 포함하는 17개의 서브 반송파가 선택적으로 페이딩될 수 있다. 일반적으로, 서브 반송파가 더 많이 페이딩될수록, 실리는 정보(carried information)의 신뢰성이 더 낮아진다. 상기한 바와 같은 종래의 TPS 복조 알고리즘에서,

및

의 계산에서 동일한 가중치(weighting)가 모든 17개의 서브 반송파에 적용된다. 즉, 딥 페이딩 및 노이즈 때문에 일부 서브 반송파가 신뢰할 수 없는 정보에 기여하는 동안에도, 모든 17개의 서브 반송파가 동일하게 TPS 비트 결정에 기여한다.

본 발명의 CSI에 의해 가중되는 TPS 복조 스킴은 신뢰성을 향상시킨다. CSI는 OFDM 심볼 내의 각각의 서브 반송파의 신뢰도에 대한 추정치이다. 앞서 기술한 바와 같이, DVB 시스템의 BER을 향상시키기 위해, CSI가 비터비(Viterbi) 디코딩 알고리즘에 적용되어 왔다. 따라서 CSI 정보는 DVB 수신기에서 즉시 이용가능하여야 한다. 도 3에 도시한 바와 같이, 비터비 입력 프로세서(76) 내의 CSI가 TPS 디코더(66)로 제공된다. CSI를 계산하는 방식이 많이 존재하며, 이들 모두는 본 발명에 적용가능하다. 한 실시예에서, CSI는 다음과 같이 계산된다.

수신된 OFDM 심볼

내의 k번째 서브 반송파에 대해, 추정된 채널 주파수 응답이

이면, 동일한 서브 반송파에 대한 CSI는 다음과 같이 추정될 수 있다:

여기서, Re 와 Im은 복소 성분 I 및 Q에 대응한다. 따라서, CSI_k,j가 채널 주파수 응답의 크기로 추정될 수 있다.

제안된 CSI에 의해 가중되는 TPS DBPSK 복조 알고리즘에서,

및

은 다음과 같이 계산된다:

.

깊은 널(null)에 빠진 (매우 낮은 CSI 가중치를 가지는) 서브 반송파는 피크(peak)에 있는 (높은 CSI 가중치를 가지는) 서브 반송파보다 훨씬 노이즈가 심하며, 따라서, 위의 CSI 가중치(weighting)는 덜 신뢰성 있는 서브 반송파보다 더 신뢰성 있는 서브 반송파가 TPS 비트 결정에 더 기여하도록 할 것이다.

DVB-T 엔드 투 엔드 시뮬레이션에서, 극도로 낮은 SNR과 심각한 페이딩의 경우, CSI 가중된 TPS 복조가 신뢰성 있게 작용할 수 있다는 것을 알 수 있다. 예를 들어, AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널에 대해, TPS 수신이 약 -3dB의 SNR에서 동작할 수 있다. 레일리 페이딩 채널에 대하여 DVB-T 사양에서 정의된 바와 같이, TPS 수신이 약 0.83dB의 SNR에서 신뢰성 있게 동작할 수 있다. 이러한 성능은 종래의 동일하게 가중된 TPS 복조에서는 도달할 수 없는 것이다.

상기한 CSI 강화된 TPS 수신 알고리즘은, MIMO 형(multi-input, multi-output) DVB 수신기를 가능하게 하는 주요한 요인이며, 여기서 추가로, 안테나 다이버시티(diversity)에 의해, DVB 수신기가 극단적으로 낮은 SNR 및 심각한 페이딩 조건에서 동작할 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예들은 단지 예시와 설명을 위한 것일 뿐이며, 본 발명을 설명된 형태로 한정하려는 것이 아니다. 따라서, 다양한 변화 및 변경을 할 수 있음은 본 발명이 속하는 분야의 당업자에게 자명하다. 또한, 이 명세서의 상세 한 설명이 본 발명의 범위를 제한하는 것은 아니다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항에 의해서 정의된다.

Claims

수신된 아날로그 신호를 디지털 신호 데이터 스트림으로 변환하기 위한 A/D 컨버터(analog/digital converter)와,

디지털 신호 데이터 스트림으로부터의 서브 반송파의 복소 I 및 Q 성분의 세트를 생성하기 위한 OFDM 복조기(Orthogonal Frequency Division Multiplexing demodulator)와,

상기 OFDM 복조기와 연결되어 있으며, 상기 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 CSI(채널 상태 정보)를 추정하기 위한 CSI 추정기와,

상기 CSI 추정기와 연결되어 있으며, 추정된 CSI를 이용해, 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 TPS(Transmission Parameter Signaling) 데이터를 디코딩하기 위한 TPS 디코더

를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI를 사용하여 복소 I 및 Q 성분의 세트를 디코딩하기 위한 비터비 디코더(Viterbi decoder)를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는 디지털 비디오 방송 수신기인 것을 특징으로 하는 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 OFDM 복조기, 상기 CSI 추정기 및 상기 TPS 디코더로 동작하도록 프로그램되는 프로세서를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
수신기에서 복조된 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 신호의 서브 반송파의 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 CSI(채널 상태 정보)를 추정하는 단계와,

상기 CSI를 이용하여 서브 반송파의 복소 I 및 Q 성분의 세트 내의 TPS 데이터를 디코딩하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 TPS 데이터 디코딩 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 CSI를 사용하여, 복소 I 및 Q 성분의 세트를 비터비 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 TPS 데이터 디코딩 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 추정기로 입력을 제공하는 SNR 스테이지를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 추정기는 I 및 Q 성분의 신뢰도에 대한 함수로 상기 CSI를 제공하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 5 항에 있어서,

I 및 Q 값을 결정하고, 상기 I 및 Q 성분의 신뢰도를 상기 CSI의 추정에 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 TPS 데이터 디코딩 방법.
제 5 항에 있어서,

CSI 추정은 I 및 Q 성분의 신뢰도에 대한 함수인 것을 특징으로 하는 수신기의 TPS 데이터 디코딩 방법.
수신된 아날로그 신호를 디지털 신호 데이터 스트림으로 변환하기 위한 수단,

상기 디지털 신호 데이터 스트림으로부터의 서브 반송파의 복소 I 및 Q 성분의 세트를 생성하기 위한 수단,

상기 복소 I 및 Q 성분의 세트를 생성하기 위한 수단과 연결되어 있으며, 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 CSI(채널 상태 정보)를 추정하기 위한 수단,

CSI를 추정하기 위한 수단과 연결되어 있으며, 추정된 CSI를 이용해 복소 I 및 Q 성분의 세트로부터 TPS(transmission parameter signaling) 데이터를 디코딩하기 위한 수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 11 항에 있어서, 추정된 CSI를 이용해 복소 I 및 Q 성분의 세트를 디코딩하기 위한 수단

을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 12 항에 있어서, 상기 디코딩하기 위한 수단은 비터비 디코딩(Viterbi decoding)을 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 11 항에 있어서, 상기 수신기는 디지털 비디오 방송 수신기인 것을 특징으로 하는 수신기.